JPS6119260A - 伝送チヤネルの位相ジツタを測定する方法 - Google Patents
伝送チヤネルの位相ジツタを測定する方法Info
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- JPS6119260A JPS6119260A JP60079468A JP7946885A JPS6119260A JP S6119260 A JPS6119260 A JP S6119260A JP 60079468 A JP60079468 A JP 60079468A JP 7946885 A JP7946885 A JP 7946885A JP S6119260 A JPS6119260 A JP S6119260A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
- H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータ伝送システムに関し、さらに詳しくいえ
ば、伝送チャネルを介して伝送されるデータに影響を及
ぼす位相ジッタを測定する技術に関する。
ば、伝送チャネルを介して伝送されるデータに影響を及
ぼす位相ジッタを測定する技術に関する。
本発明の位相ジッタ測定方法はデータ伝送システムにお
いて、伝送チャネルの一端から正弦波試験信号を印加し
その伝送チャネルの他端で受信信号を解析することによ
り伝送チャネルの位相ジッタを正確に測定できるように
したものである。
いて、伝送チャネルの一端から正弦波試験信号を印加し
その伝送チャネルの他端で受信信号を解析することによ
り伝送チャネルの位相ジッタを正確に測定できるように
したものである。
データ伝送システムは、一般に、伝送チャネルを介して
相互接続されるトランスミッタおよびレンーバヲ有スる
。トランスミッタは関連するデータ端末装置（ＤＴＥ）
から伝送すべきデータを受は取って、それを伝送に適し
／ヒパルス列に変換し、チャネルを介してそのパルス列
を伝送する。レシーバはチャネルから受信したパルス列
をデータに変換し、そのデータを関連するＤＴＥに転送
する。
相互接続されるトランスミッタおよびレンーバヲ有スる
。トランスミッタは関連するデータ端末装置（ＤＴＥ）
から伝送すべきデータを受は取って、それを伝送に適し
／ヒパルス列に変換し、チャネルを介してそのパルス列
を伝送する。レシーバはチャネルから受信したパルス列
をデータに変換し、そのデータを関連するＤＴＥに転送
する。
主にコストの面から実用的には、伝送チャネルとして電
信電話会社の電話回線が一般に使用されている。しかし
ながら、音声帯域の回線は、高速でしかもエラー発生率
の低いことが要求されるようなパルス伝送には適さない
。したがって、送信装置および受信装置の設計、とシわ
け、使用すべきパルスの特性の選択および受信パルスか
ラデータを抽出するのに使用する技術は、パルス伝送に
影響を及ぼす伝送チャネルのパラメータに大きく左右さ
れる。
信電話会社の電話回線が一般に使用されている。しかし
ながら、音声帯域の回線は、高速でしかもエラー発生率
の低いことが要求されるようなパルス伝送には適さない
。したがって、送信装置および受信装置の設計、とシわ
け、使用すべきパルスの特性の選択および受信パルスか
ラデータを抽出するのに使用する技術は、パルス伝送に
影響を及ぼす伝送チャネルのパラメータに大きく左右さ
れる。
音声帯域のチャネルで伝送される信号に影響を与えるパ
ラメータには、たとえば、グループ遅延ひずみ、周波数
ノットおよび位相ジッタなどかある。このようなパラメ
ータは、たとえば、ベルンステムテクニカルリファレン
スのパ音声帯域データ伝送に関係する伝送パラメータ／
′パラメータに関する記述” （１９７４年７月、４１
００８）に記載されている。程度の違いはあるかこれら
のパラメータは信号の伝送に影響を与えるものである。
ラメータには、たとえば、グループ遅延ひずみ、周波数
ノットおよび位相ジッタなどかある。このようなパラメ
ータは、たとえば、ベルンステムテクニカルリファレン
スのパ音声帯域データ伝送に関係する伝送パラメータ／
′パラメータに関する記述” （１９７４年７月、４１
００８）に記載されている。程度の違いはあるかこれら
のパラメータは信号の伝送に影響を与えるものである。
普通、データのトランスミッタおよびし／−バは少なく
とも定義された範囲内ではそれらの影響を補償するよう
設計されている。
とも定義された範囲内ではそれらの影響を補償するよう
設計されている。
高速のデータ伝送システムでは、位相ジッタは重要なパ
ラメータであり、またこの影響は補償しなければならな
い。通常のデータ伝送中に位相ジッタを定常的に補償す
るために使用されている技術の１つに、フランス国特許
ＦＲ−Ａ−２２９６。
ラメータであり、またこの影響は補償しなければならな
い。通常のデータ伝送中に位相ジッタを定常的に補償す
るために使用されている技術の１つに、フランス国特許
ＦＲ−Ａ−２２９６。
３２２号がある。くれに示されるような技術は、位相ジ
ッタが既知の限界内で変化しているときだけ、代表的に
は、その振幅が１５°ピーク・トウ・ピークを越えない
場合だけしか、その位相ジッタを補償しないという欠点
を持っている。位相ジッタがこの範囲を越える場合は、
大量のエラーが発生するので、システムを診断するため
データ伝送を中断しなければならない。
ッタが既知の限界内で変化しているときだけ、代表的に
は、その振幅が１５°ピーク・トウ・ピークを越えない
場合だけしか、その位相ジッタを補償しないという欠点
を持っている。位相ジッタがこの範囲を越える場合は、
大量のエラーが発生するので、システムを診断するため
データ伝送を中断しなければならない。
集積回路およびマイクロプロセッサの最近の発達によっ
てモデム（トランスミッタおよびレシーバを含む）に診
断システムを組み込むことができるようになったので、
データ伝送システムのオペレーションを監視し誤動作を
診断することができる。こうした診断システムは、ＩＢ
Ｍジャーナルオプリサーチアンドデベロプメン）１９８
１年１月第２５巻第１号のニス・フォノおよびアール・
スミスによる“マイクロプロセッサ式モデムにおけるネ
ットワーク問題の解決′″と題する論文に記載されてい
る。この論文に記載されたシステムでは、受信信号の良
否を判断するために受信信・号の測定が絶えず行われ、
その良否がホストシステムに報告される。ホストシステ
ムはデータ伝送システムの組み込まれたネットワークを
管理するものである。しかしながら、位相ジッタの大き
さに関しては何らの指標も示されないので、データ伝送
システムの誤動作を正しく診断できるようにするため、
位相ジッタを正確に測定することによって受信信号の良
否に関する情報を補充することが望まれてきた。
てモデム（トランスミッタおよびレシーバを含む）に診
断システムを組み込むことができるようになったので、
データ伝送システムのオペレーションを監視し誤動作を
診断することができる。こうした診断システムは、ＩＢ
Ｍジャーナルオプリサーチアンドデベロプメン）１９８
１年１月第２５巻第１号のニス・フォノおよびアール・
スミスによる“マイクロプロセッサ式モデムにおけるネ
ットワーク問題の解決′″と題する論文に記載されてい
る。この論文に記載されたシステムでは、受信信号の良
否を判断するために受信信・号の測定が絶えず行われ、
その良否がホストシステムに報告される。ホストシステ
ムはデータ伝送システムの組み込まれたネットワークを
管理するものである。しかしながら、位相ジッタの大き
さに関しては何らの指標も示されないので、データ伝送
システムの誤動作を正しく診断できるようにするため、
位相ジッタを正確に測定することによって受信信号の良
否に関する情報を補充することが望まれてきた。
パ電話回線の位相ジッタの測定手段に関する必要条項″
と題するＣＣＩＴＴの勧告９０１で、特に・試験される
伝送チャネル上に試験信号を伝送し受信された試験信号
から位相ジッタの量を測定するような位相ジッタの測定
方法が提案されている。この位相ジッタの測定方法は、 （ａ） 試験信号の周波数の付近に受信信号を帯域制
限するステップと、 （ｂ） 付帯的な振幅変調を除去するため信号を増幅
し制限するステップと、 （ｃ）位相固定ループにより供給されるエラー信号のゼ
ロクロスを検出するステップと、 を有する。
と題するＣＣＩＴＴの勧告９０１で、特に・試験される
伝送チャネル上に試験信号を伝送し受信された試験信号
から位相ジッタの量を測定するような位相ジッタの測定
方法が提案されている。この位相ジッタの測定方法は、 （ａ） 試験信号の周波数の付近に受信信号を帯域制
限するステップと、 （ｂ） 付帯的な振幅変調を除去するため信号を増幅
し制限するステップと、 （ｃ）位相固定ループにより供給されるエラー信号のゼ
ロクロスを検出するステップと、 を有する。
この方法は、ディジタル技術を用いた場合には十分な正
確さが得られないという欠点を持っている（たとえば、
ラインタル手段では七ロクロスを正確に検出することは
困難である）。
確さが得られないという欠点を持っている（たとえば、
ラインタル手段では七ロクロスを正確に検出することは
困難である）。
これまでに説明したように従来の位相ジッタの測定技術
はディジタル環境には向かず特に測定の正確さという点
で問題があった。
はディジタル環境には向かず特に測定の正確さという点
で問題があった。
したがって本発明の目的は、ディジタル環境において位
相ジッタを正確に測定できしかもこれが容易に実現でき
るような位相ジッタ測定技術を提供することにある。
相ジッタを正確に測定できしかもこれが容易に実現でき
るような位相ジッタ測定技術を提供することにある。
この目的を達成するため本発明の位相ジッタ測定方法は
、下記の（イ）ないしくト）のステップを有することを
特徴としている。
、下記の（イ）ないしくト）のステップを有することを
特徴としている。
（イ）所与の周波数を有する正弦波試験信号を伝送チャ
ネルの一端から印加するステップ。
ネルの一端から印加するステップ。
（ロ）伝送チャネルの他端で受信される試験信号の位相
を判断するステップ。
を判断するステップ。
（ハ）伝送される試験信号の位相を表わす位相値を発生
するステップ。
するステップ。
に）受信された試験信号の位相値からステップ（ハ）で
発生された位相値を減じて第１の位相信号を発生するス
テップ。
発生された位相値を減じて第１の位相信号を発生するス
テップ。
（ホ）第１の位相信号を濾波して該第１の位相信号から
位相妨害成分および周波数ノット成分を除去した第２の
位相信号を発生するステップ。
位相妨害成分および周波数ノット成分を除去した第２の
位相信号を発生するステップ。
（へ）第２の位相信号をローパスフィルタに通して第３
の位相信号を発生するステップ。
の位相信号を発生するステップ。
（ト）第３の位相信号から推定される位相ジンクの値を
導出するだめに第３の位相信号を予測フィルタに通すス
テップ。
導出するだめに第３の位相信号を予測フィルタに通すス
テップ。
実施例によれば、ステップ（ロ）は、受信された試験信
号の同相成分および直角成分を判断し、それらの成分か
ら、受信された試、験信号の位相を導出灯 するステップを含む。
号の同相成分および直角成分を判断し、それらの成分か
ら、受信された試、験信号の位相を導出灯 するステップを含む。
第１図は本発明を利用する位相ジッタ測定システムの実
施例を示す図である。実施例は、基本的には、伝送チャ
ネルの一端から試験信号を印加しその他端で受信信号を
解析するというものである。
施例を示す図である。実施例は、基本的には、伝送チャ
ネルの一端から試験信号を印加しその他端で受信信号を
解析するというものである。
使用する試験信号は所与の周波数を有する正弦波である
。好適な周波数は、その認証が必要最小限であるような
チャネル周波数の帯域、すなわち、ｉ ｏｏ口〜２００
０ Ｈｚである。この試験信号は、信号発生器１２のよ
うな任意の適切な手段で発生させることができる。
。好適な周波数は、その認証が必要最小限であるような
チャネル周波数の帯域、すなわち、ｉ ｏｏ口〜２００
０ Ｈｚである。この試験信号は、信号発生器１２のよ
うな任意の適切な手段で発生させることができる。
伝送チャネル（または単にチャネルともいう）１０から
の受信信号はアナログバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦ
という）１４に供給される。ＢＰＦ１４は信号の通過域
を音声帯域に制限するものである。このようなフィルタ
は従来からよく知られたものであり、たとえば、音声帯
域モデムの入力側のところにこれが設けられる。ＢＰＦ
１４の出力は標本化装置１６で標本化されアナログ−デ
ィジタルコンバータ（以下ＡＤＣという）１８でディジ
タル形式に変換される。ＡＤＣ１８の出力はヒルベルト
変換器２０に供給される。ヒルベルト変換器２０は標本
化された信号の同相成分と直角成分を生成する。これら
２つの成分子ｄデシメーノヨン装置２２および２４によ
って周期的にそれぞれ標本化されて、位相計算装置２６
に供給される。これについては後で説明する。
の受信信号はアナログバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦ
という）１４に供給される。ＢＰＦ１４は信号の通過域
を音声帯域に制限するものである。このようなフィルタ
は従来からよく知られたものであり、たとえば、音声帯
域モデムの入力側のところにこれが設けられる。ＢＰＦ
１４の出力は標本化装置１６で標本化されアナログ−デ
ィジタルコンバータ（以下ＡＤＣという）１８でディジ
タル形式に変換される。ＡＤＣ１８の出力はヒルベルト
変換器２０に供給される。ヒルベルト変換器２０は標本
化された信号の同相成分と直角成分を生成する。これら
２つの成分子ｄデシメーノヨン装置２２および２４によ
って周期的にそれぞれ標本化されて、位相計算装置２６
に供給される。これについては後で説明する。
位相計算装置２乙の出力はディジタル減算器２８の（＋
）入力に印加される。減算器２８の（−）入力は遅延素
子３０の出力に接続されている。遅延素子ろ０の入力は
ディジタル加算器６２の出力に接続される。加算器３２
は２つの入力を有し、その一方は遅延素子３０の出力に
接続され、もう一方はレジスタ６４の出力に接続される
。
）入力に印加される。減算器２８の（−）入力は遅延素
子３０の出力に接続されている。遅延素子ろ０の入力は
ディジタル加算器６２の出力に接続される。加算器３２
は２つの入力を有し、その一方は遅延素子３０の出力に
接続され、もう一方はレジスタ６４の出力に接続される
。
減算器２８の出力はライン３５を介して２次位相フイル
タろ６（後述する）に供給される。位相フィルタ３６の
出力はライン６７を介してラインタルローパスフィルタ
（以下ＬＰ Ｆトイウ） ３８に供給される。ＬＰＦ３
８は５００ Ｈｚのカソトオフ周波数を有する。ＬＰＦ
３８の出力はライン３９を介してディジタル予測フイル
フ４ｏ（を述する）に供給される。予測フィルタ４０の
出力はライン４１を介してピーク値検出器４２に供給さ
れる。ピーク値検出器４２は位相ジッタのピーク・トウ
・ピーク値を提供する。
タろ６（後述する）に供給される。位相フィルタ３６の
出力はライン６７を介してラインタルローパスフィルタ
（以下ＬＰ Ｆトイウ） ３８に供給される。ＬＰＦ３
８は５００ Ｈｚのカソトオフ周波数を有する。ＬＰＦ
３８の出力はライン３９を介してディジタル予測フイル
フ４ｏ（を述する）に供給される。予測フィルタ４０の
出力はライン４１を介してピーク値検出器４２に供給さ
れる。ピーク値検出器４２は位相ジッタのピーク・トウ
・ピーク値を提供する。
後で第２図ないし第４図を参照して説明する装置以外の
装置はよく知られたものであるのでこれ以上の説明は省
略する。
装置はよく知られたものであるのでこれ以上の説明は省
略する。
次に第１図に示す位相ジッタ測定システムの動作を説明
する。信号発生器１２によって発生される試験信号ｓ
（ｔ）は、 ５（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ ２πｆｏｔ
（１）と表わすことができる。ここで、Ａ およびｆ
。はそれぞれ試験信号の振幅および位相を表わす。
する。信号発生器１２によって発生される試験信号ｓ
（ｔ）は、 ５（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ ２πｆｏｔ
（１）と表わすことができる。ここで、Ａ およびｆ
。はそれぞれ試験信号の振幅および位相を表わす。
伝送チャネルによって介入する撹乱のため、受・信され
る試験信号ｒ （ｔ）は伝送される試験信号ｓ （ｔ）
とは異なる。非線形歪がなければ、受信される試験信号
ｒ （ｔｌは・ ｒ（ｔｌ−Ａ （１＋ｍ（ｔｌ） ｃｏｓ （２
πｆＯ゛を十φ１＋φ（ｔｌ） ＋ ｎ （ｔ）
（２）と表わすことができる。
る試験信号ｒ （ｔ）は伝送される試験信号ｓ （ｔ）
とは異なる。非線形歪がなければ、受信される試験信号
ｒ （ｔｌは・ ｒ（ｔｌ−Ａ （１＋ｍ（ｔｌ） ｃｏｓ （２
πｆＯ゛を十φ１＋φ（ｔｌ） ＋ ｎ （ｔ）
（２）と表わすことができる。
ここで、Ａ＆よびφ は周波数ｆ。におけるぞのチャネ
ルに関する振幅および位相をそれぞれ表わし、ｍ （ｔ
）はチャネルによって介入する付帯的な振幅変調を表わ
し、φ（１）はチャネルによって介入する付帯的な位相
変調を表わし、ｎ ｆｔ）は雑音を表わす。
ルに関する振幅および位相をそれぞれ表わし、ｍ （ｔ
）はチャネルによって介入する付帯的な振幅変調を表わ
し、φ（１）はチャネルによって介入する付帯的な位相
変調を表わし、ｎ ｆｔ）は雑音を表わす。
付帯的な位相変調φ（１）は、
φ（ｔ）＝φ ＋２πΔｆｔ＋ Σ Ｊｋ Ｃ０３Ｏｋ
−１ （２πｆｔ＋φｋ ） （３）と表
わすことができる。
−１ （２πｆｔ＋φｋ ） （３）と表
わすことができる。
ここで、φ。はチャネルによって介入する位相妨害（ｐ
ｈａｓｅ １ｎｔｅｒｃｅｐｔ）を表わす定数で
。
ｈａｓｅ １ｎｔｅｒｃｅｐｔ）を表わす定数で
。
あり、△ｆはチャネルによって介入する周波数シフトを
表わし、ｊｆ およびφえは位相ジッタに’
ｋ の独立成分を表わす。
表わし、ｊｆ およびφえは位相ジッタに’
ｋ の独立成分を表わす。
（２）式および（３）式はよく知られた式であり、たと
エバ、ヘルシステムテクニカルリファレンスの前掲の論
文に（４２）式および（４３）式として定義されている
。
エバ、ヘルシステムテクニカルリファレンスの前掲の論
文に（４２）式および（４３）式として定義されている
。
本実施例で問題とするのは、（３）式の最後の項す女わ
ち、 Σ Ｊｋ Ｃｏ Ｓ （２πｆ ｋｔ＋φにン
に＝１ の測定である。
ち、 Σ Ｊｋ Ｃｏ Ｓ （２πｆ ｋｔ＋φにン
に＝１ の測定である。
伝送チャネル１０から受信される試験信号はＢＰＦｌ
４を通ってその成分が音声帯域に制限される。受信され
る試験信号ｒ（ｔ）は、次に、標本化定理を満足するレ
ート（たとえば１／Ｔ＝２４００Ｈｚで６／Ｔ）で標本
化される。標本化された信号はヒルベルト変換器２０へ
供給され、よく知られたやり方で、その同相成分と直角
成分が生成される。これらの成分は位相計算装置２６に
供給されて、受信信号の位相が導引き出される。受信信
号の位相を表わす信号の通過域は受信信号の通過域より
も狭いので、１秒あたり６／Ｔの位相信号標本は必要な
い。これが、ヒルベルト変換器２０と位相計算装置２６
との間にデイノメーンヨン装置２２および２４が挿入し
である理由である。デイシメーション装置２２およヒ２
４はヒルヘル１・変換器２０の供給する標本を６個につ
＠１個しか使わないので、同相成分および直角成分は１
／Ｔのレートでそれぞれ供給される。同相成分および直
角成分をそれぞれＸｎおよびｙｎと書く。ｎ１ｌ−１：
ｎ−１，２，３、・・・・のように時間指数を表わす。
４を通ってその成分が音声帯域に制限される。受信され
る試験信号ｒ（ｔ）は、次に、標本化定理を満足するレ
ート（たとえば１／Ｔ＝２４００Ｈｚで６／Ｔ）で標本
化される。標本化された信号はヒルベルト変換器２０へ
供給され、よく知られたやり方で、その同相成分と直角
成分が生成される。これらの成分は位相計算装置２６に
供給されて、受信信号の位相が導引き出される。受信信
号の位相を表わす信号の通過域は受信信号の通過域より
も狭いので、１秒あたり６／Ｔの位相信号標本は必要な
い。これが、ヒルベルト変換器２０と位相計算装置２６
との間にデイノメーンヨン装置２２および２４が挿入し
である理由である。デイシメーション装置２２およヒ２
４はヒルヘル１・変換器２０の供給する標本を６個につ
＠１個しか使わないので、同相成分および直角成分は１
／Ｔのレートでそれぞれ供給される。同相成分および直
角成分をそれぞれＸｎおよびｙｎと書く。ｎ１ｌ−１：
ｎ−１，２，３、・・・・のように時間指数を表わす。
位相計算装置２６は受信信号の位相の標本を供給する（
後述）。
後述）。
時間ｔ ＝ ｎＴで、位相計算装置２６の供給する位相
の値は、 φ（ｎＴ）＝φ ＋２ π′ｆ ｏ ｎ Ｔキ２．ａｆ
ｎＴ十Σ ｊｃｏｓ（２πｆ ｎＴ→−φｋ）ｋ＝１
ｋ ｋ ＋Δφ（ｎＴ） （４）とな
る。△φ（ｎＴ ）は雑音ｎ （ｔ）の影響を表わす項
である。
の値は、 φ（ｎＴ）＝φ ＋２ π′ｆ ｏ ｎ Ｔキ２．ａｆ
ｎＴ十Σ ｊｃｏｓ（２πｆ ｎＴ→−φｋ）ｋ＝１
ｋ ｋ ＋Δφ（ｎＴ） （４）とな
る。△φ（ｎＴ ）は雑音ｎ （ｔ）の影響を表わす項
である。
伝送信号の位相を表わす（４）式において、２πｆ ｏ
ｎ Ｔの項は遅延素子６０、加算器３２およびレジス
タ３４で構成される部分によって発生するもので、これ
は減算器２８により位相の値φ（ｎＴ）から減算される
。遅延素子５０の遅延はＴ秒である。位相差２πｆ ｏ
Ｔは定数で、その値（ディジタル形式に変換されてい
る）はレジスタ３４に記憶されており、加算器によって
Ｔ秒ごとに遅延素子３０の内容と加算される。しだがっ
て位相の値φ’（ｎＴ）は減算器２８の出力から得られ
る。すなわち、７■ｎ Ｔ ） −４′ｏ ＋ ２“、
ａｆｎＴ＋１゜ｆｆ１ｊｋｃｏｓ（２πｆ ｎＴ＋φｋ
）＋△φ（ｎＴ） （５）である。
ｎ Ｔの項は遅延素子６０、加算器３２およびレジス
タ３４で構成される部分によって発生するもので、これ
は減算器２８により位相の値φ（ｎＴ）から減算される
。遅延素子５０の遅延はＴ秒である。位相差２πｆ ｏ
Ｔは定数で、その値（ディジタル形式に変換されてい
る）はレジスタ３４に記憶されており、加算器によって
Ｔ秒ごとに遅延素子３０の内容と加算される。しだがっ
て位相の値φ’（ｎＴ）は減算器２８の出力から得られ
る。すなわち、７■ｎ Ｔ ） −４′ｏ ＋ ２“、
ａｆｎＴ＋１゜ｆｆ１ｊｋｃｏｓ（２πｆ ｎＴ＋φｋ
）＋△φ（ｎＴ） （５）である。
位相の値φ’（ｎＴ）は位相フ・イルタ３乙に供給され
る。位相フィルタろ６は、φ。（位相妨害）および２π
へｆｎＴ（周波数シフト）を、φ’（ｎＴ）から除去す
る。収束すると、位相フィルタ６６の出力に位相の値θ
（ｎＴ）、 θ（ｎＴ）−’Ｘ ｊ ｃｏｓ （２πｆ
ｎＴ＋φにンに−１ｋ ｋ ＋△θ（ｎＴ） （６）が得
られる。△θ（ｎＴ）は残留雑音である。
る。位相フィルタろ６は、φ。（位相妨害）および２π
へｆｎＴ（周波数シフト）を、φ’（ｎＴ）から除去す
る。収束すると、位相フィルタ６６の出力に位相の値θ
（ｎＴ）、 θ（ｎＴ）−’Ｘ ｊ ｃｏｓ （２πｆ
ｎＴ＋φにンに−１ｋ ｋ ＋△θ（ｎＴ） （６）が得
られる。△θ（ｎＴ）は残留雑音である。
位相ジッタの成分は２０Ｉ（ｚないし３００Ｈｚの帯域
に集中するので、ＬＰＦ３８はその成分をろＯ口Ｈｚ未
満に制限するように設けである。実施例では、ＬＰＦろ
８は１５タツプのテイジタル式対称トランスバーサルフ
ィルタである。ＬＰＦろ８の出力は対象とする位相ジッ
タ成分だけでなく残留雑音をも含む。場合によっては、
ＬＰＦろ８の測定出力が位相ジッタの良好な標識を提供
するに十分であることもあるが、伝送チャネルが非常に
高速のモデム（１２００Ｄｂｐｓ以上戸によって使用さ
れるときは、位相ジッタはかな９悪くなるのでもつと正
確に測定しなければならない。
に集中するので、ＬＰＦ３８はその成分をろＯ口Ｈｚ未
満に制限するように設けである。実施例では、ＬＰＦろ
８は１５タツプのテイジタル式対称トランスバーサルフ
ィルタである。ＬＰＦろ８の出力は対象とする位相ジッ
タ成分だけでなく残留雑音をも含む。場合によっては、
ＬＰＦろ８の測定出力が位相ジッタの良好な標識を提供
するに十分であることもあるが、伝送チャネルが非常に
高速のモデム（１２００Ｄｂｐｓ以上戸によって使用さ
れるときは、位相ジッタはかな９悪くなるのでもつと正
確に測定しなければならない。
したがって、ＬＰＦ３８の出力信号から残留雑音を除去
するために予測フィルタ４０を設ける。予測フィルタ４
０は位相ジッタを正確に表わす位相の値を提供する。位
相ジッタのピーク・トウ・ピ一りの振幅はピーク値検出
器４２によって測定される。ピーク値検出器４２は試験
期間中に予測フィルタ４０の供給する連続した標本を互
いに比較し゛ 試験が完了したときに、標本間の最大の
振幅変動を示すものである。
するために予測フィルタ４０を設ける。予測フィルタ４
０は位相ジッタを正確に表わす位相の値を提供する。位
相ジッタのピーク・トウ・ピ一りの振幅はピーク値検出
器４２によって測定される。ピーク値検出器４２は試験
期間中に予測フィルタ４０の供給する連続した標本を互
いに比較し゛ 試験が完了したときに、標本間の最大の
振幅変動を示すものである。
次に第２図を参照しながら位相計算装置２６を説明する
。第２図は位相計算装置２６の使用する方法を示す図で
ある。この方法では、同相成分Ｘｎおよび直角成分ｙ
で定められる信号の位相φ（ｎＴ）は、座標（Ｘ 、ｙ
）のベクトルをπ７／４の丑わりで連続的に回転させ
ることによって決定される。
。第２図は位相計算装置２６の使用する方法を示す図で
ある。この方法では、同相成分Ｘｎおよび直角成分ｙ
で定められる信号の位相φ（ｎＴ）は、座標（Ｘ 、ｙ
）のベクトルをπ７／４の丑わりで連続的に回転させ
ることによって決定される。
（Ｘ 、ｙ ）のような１組の成分が位相計算装置２６
に供給されると、Ｘ の符号が検査される（ステップ１
００）。
に供給されると、Ｘ の符号が検査される（ステップ１
００）。
Ｘ が正のときｙ の符号が検査される（ステップ１０
２）。そこでｙ が正なら変数φがゼロに強制され、２
つの中間的な変数Ｘ１およびｙｌはそれぞれ値Ｘ およ
びｙを呈する。ステップ１０２でｙ が負ならφが６π
／２に強制され、変数ｘ ｌおよびｙｌはそれぞれ値Ｘ
および−ｙ を呈する。
２）。そこでｙ が正なら変数φがゼロに強制され、２
つの中間的な変数Ｘ１およびｙｌはそれぞれ値Ｘ およ
びｙを呈する。ステップ１０２でｙ が負ならφが６π
／２に強制され、変数ｘ ｌおよびｙｌはそれぞれ値Ｘ
および−ｙ を呈する。
ステップ１００でＸ が負ならｙ の符号が検査される
（ステップ１０４）。そこでｙ が正ならφはろπ／２
に強制され、変数Ｘ′およびｙｌはそれぞれ値ｙ およ
び−Ｘ を呈する。ステップ１Ｏ４でｙ が負ならφは
πに強制され、変数Ｘ′およびｙｌはそれぞれ値−Ｘお
よび−ｙを呈する。
（ステップ１０４）。そこでｙ が正ならφはろπ／２
に強制され、変数Ｘ′およびｙｌはそれぞれ値ｙ およ
び−Ｘ を呈する。ステップ１Ｏ４でｙ が負ならφは
πに強制され、変数Ｘ′およびｙｌはそれぞれ値−Ｘお
よび−ｙを呈する。
変数Ｘ“およびｙｌが以上のようにして初期設定される
と、カウント変数■が２に強制されＸｌおよびｙｌが比
較される。ステップ１０６でｙｌがｘ １以上のと・き
は、変数φは前の段階で定められた値とπ／２１ との
す目を呈する。成分Ｘ′およびｙｌのベクトルは一π／
２１＋１に等しい角度だけ回転して、下記のよりなＸ“
およびｙ ｌの新しい値を生成する。
と、カウント変数■が２に強制されＸｌおよびｙｌが比
較される。ステップ１０６でｙｌがｘ １以上のと・き
は、変数φは前の段階で定められた値とπ／２１ との
す目を呈する。成分Ｘ′およびｙｌのベクトルは一π／
２１＋１に等しい角度だけ回転して、下記のよりなＸ“
およびｙ ｌの新しい値を生成する。
新Ｘｊ・−旧ｘ’ ｃｏｓ ｙｒ／２■″−１＋旧ｙ１
ｓｉｎ 、／２工＋ｉ Ｉ＋１ 新ｙ ｌ−旧ｙ’ ｃｏｓπ／２ −旧Ｘ′ｓｉｎ
ｒｅ／２■＋１ ｙ′がＸ１未満のときは、成分Ｘ°およびｙ ｌの■＋
１゛ ヘクトルばπ／２ だけ回転し、下記のようなＸｌ
およびｙ′の新しい値を生成する。
ｓｉｎ 、／２工＋ｉ Ｉ＋１ 新ｙ ｌ−旧ｙ’ ｃｏｓπ／２ −旧Ｘ′ｓｉｎ
ｒｅ／２■＋１ ｙ′がＸ１未満のときは、成分Ｘ°およびｙ ｌの■＋
１゛ ヘクトルばπ／２ だけ回転し、下記のようなＸｌ
およびｙ′の新しい値を生成する。
Ｉ＋１
新Ｘ＋−旧ｘ’ ｃｏｓ π／２ −旧ｙ １ｓｉｎ
ｙｒ／２■＋１ １＋１ 新ｙ“−旧ｙ’ ｃｏｓπ／２ −旧Ｘ“ｓｉｎ 、
／２工＋１ 以上のような回転により ｘ ｌおよびｙ）の新しい値
が得られると、カウント変数Ｉは一単位だけ増分される
（ステップ１０８）。ステップ１１０で■の値が検査さ
れ、それが成るしきい値（この例では１０）より小さい
ときは、ｘ ｌおよびｙ′が比較され、■、Ｘ’、およ
びｙｌの新しい値でオペレーションが続行される。ステ
ップ１１０で■が所定のし７きい値に達し、たときは、
オペレーションは完了する。このときの最新のφの値が
、求めていた位相の値である。第２図に示した方法を使
用する位相計算装置２６はいろいろなやり方で適切に実
現できることに留意されたい。
ｙｒ／２■＋１ １＋１ 新ｙ“−旧ｙ’ ｃｏｓπ／２ −旧Ｘ“ｓｉｎ 、
／２工＋１ 以上のような回転により ｘ ｌおよびｙ）の新しい値
が得られると、カウント変数Ｉは一単位だけ増分される
（ステップ１０８）。ステップ１１０で■の値が検査さ
れ、それが成るしきい値（この例では１０）より小さい
ときは、ｘ ｌおよびｙ′が比較され、■、Ｘ’、およ
びｙｌの新しい値でオペレーションが続行される。ステ
ップ１１０で■が所定のし７きい値に達し、たときは、
オペレーションは完了する。このときの最新のφの値が
、求めていた位相の値である。第２図に示した方法を使
用する位相計算装置２６はいろいろなやり方で適切に実
現できることに留意されたい。
次に第３図を参照しながら位相フィルタ３６を説明する
。位相の値φはｎＴ）はライン３５を介して２進減算器
５０の（＋）入力に印加される。減算器５０の出力は位
相フィルタろ６の出力ライン６７と、乗算器５２の入力
とに接続される。乗算器５２のもう一方の入力はディジ
タル形式に変換された係数Ａ（後出）の値を受は取る。
。位相の値φはｎＴ）はライン３５を介して２進減算器
５０の（＋）入力に印加される。減算器５０の出力は位
相フィルタろ６の出力ライン６７と、乗算器５２の入力
とに接続される。乗算器５２のもう一方の入力はディジ
タル形式に変換された係数Ａ（後出）の値を受は取る。
乗算器５２の出力は加算器５４の入力に印加される。加
算器５４の出力はＴ秒の遅延を挿入する遅延素子５６に
供給される。遅延素子５６の出力は加算器５４のもう一
方の入力と、乗算器５８の入力とに接続される。乗算器
５８のもう一方の入力はディジタル形式に変換された係
数Ａの値を受は取る。乗算器５８の出力は３人力加算器
６０の１つの入力に供給される。６人力加算器６０の出
力は、Ｔ秒の遅延を挿入する遅延素子６２に供給される
。遅延素子６２の出力は減算器５０の（＝）入力と、加
算器６０の他の入力とに接続される。減算器５０の出力
はさらに乗算器６４０入力にも印加される。乗算器６４
のもう一方の入力はディジタル形式に変換された係数Ｂ
（後出）の値を受は取る。乗算器６４の出力は加算器６
０の第３人力に接続される。
算器５４の出力はＴ秒の遅延を挿入する遅延素子５６に
供給される。遅延素子５６の出力は加算器５４のもう一
方の入力と、乗算器５８の入力とに接続される。乗算器
５８のもう一方の入力はディジタル形式に変換された係
数Ａの値を受は取る。乗算器５８の出力は３人力加算器
６０の１つの入力に供給される。６人力加算器６０の出
力は、Ｔ秒の遅延を挿入する遅延素子６２に供給される
。遅延素子６２の出力は減算器５０の（＝）入力と、加
算器６０の他の入力とに接続される。減算器５０の出力
はさらに乗算器６４０入力にも印加される。乗算器６４
のもう一方の入力はディジタル形式に変換された係数Ｂ
（後出）の値を受は取る。乗算器６４の出力は加算器６
０の第３人力に接続される。
位相フィルタ６６は下記のように定義された伝達関数を
持った２次回帰フィルタで゛ある。
持った２次回帰フィルタで゛ある。
Ｚ−１はＴ秒の遅延に対応するものである。
このフィルタの係数は、
一位相ジツタ成分を通し；
一位相妨害成分および周波数シフト成分を抑止し；−そ
の収束速度が過度に遅くならない；というような特徴を
有するものである。
の収束速度が過度に遅くならない；というような特徴を
有するものである。
これら３つの特徴から、従来の方法を用いて、係数の値
を導引き出すことができる。ここで使用する従来の方法
というのは、たとえば、アイ・イー・イー・イー・トラ
ンザクショメズ・オン・アコースティックス、スピーチ
シグナル・プロセシング（Ｉ ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ
ａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＡｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅｅ
ｃｈ、Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第１巻
ＡＳＳＰ−２２第９９頁ないし１１１頁１９７４年４月
の″イクイリップル・アンド・ミニマ・アブロキシメー
ンヨン・フォー・リカーノブ・ディジタル・フィルタ（
Ｅｑｕｉｒｉｐｐｌｅ ａｎｄＭｉｎｉｍａ Ａｐｐ
ｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒＲｅｃｕｒｓｉｖｅ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔ＋＋、−ｓ ）”と題、
する論文、および同第１巻ＡＳＳＩ”３０第２０６頁な
いし２１１頁１９８２年４月の“′ア・ブザ・イン・ア
ルコリズム・フォー・コンストレインド・イクイ°１１
ツブル・ディジタル・フィルタ（ＡＤｅｓｉｇｎ Ａ
ｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｃｏｎ５ｔｒａｉｎｅ
ｄＥｑｕｉｒｉｐｐｌｅ Ｄｉｇｉｔ、ａｌ Ｆｉｌｔ
ｅｒｓ ） ｌ＋と題する論文に記載されるようなもの
である。第３図の例では下記の値を使用した； Ａ＝０．０９９６１ Ｂ ＝ ０．０４９８０５ Ｔ＝１７２４００ 次に第４図を参照しながら予測フィルタ４０を説明する
。ここで、ＬＰＦ３８からの出力信号をｌ Ｆ（ｎ’
ｌ’）とする。周波数ｆｋは３００Ｈｚ未満であるから
、（６）式より、ＬＰＦ３８の出力信号は、す’（ｎＴ
）＝ Σ ｊ ｃｏｓ （２ｙｒｆｋｎＴ＋φｋ）
ｋ＝１ ｋ ＋ΔＦ（ｎＴ） （８）と■
ける。（６）式における残留雑音△θ（ｎＴ）の濾波さ
れたものがΔＦ （ｎＴ ）である。
を導引き出すことができる。ここで使用する従来の方法
というのは、たとえば、アイ・イー・イー・イー・トラ
ンザクショメズ・オン・アコースティックス、スピーチ
シグナル・プロセシング（Ｉ ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ
ａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＡｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅｅ
ｃｈ、Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第１巻
ＡＳＳＰ−２２第９９頁ないし１１１頁１９７４年４月
の″イクイリップル・アンド・ミニマ・アブロキシメー
ンヨン・フォー・リカーノブ・ディジタル・フィルタ（
Ｅｑｕｉｒｉｐｐｌｅ ａｎｄＭｉｎｉｍａ Ａｐｐ
ｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒＲｅｃｕｒｓｉｖｅ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔ＋＋、−ｓ ）”と題、
する論文、および同第１巻ＡＳＳＩ”３０第２０６頁な
いし２１１頁１９８２年４月の“′ア・ブザ・イン・ア
ルコリズム・フォー・コンストレインド・イクイ°１１
ツブル・ディジタル・フィルタ（ＡＤｅｓｉｇｎ Ａ
ｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｃｏｎ５ｔｒａｉｎｅ
ｄＥｑｕｉｒｉｐｐｌｅ Ｄｉｇｉｔ、ａｌ Ｆｉｌｔ
ｅｒｓ ） ｌ＋と題する論文に記載されるようなもの
である。第３図の例では下記の値を使用した； Ａ＝０．０９９６１ Ｂ ＝ ０．０４９８０５ Ｔ＝１７２４００ 次に第４図を参照しながら予測フィルタ４０を説明する
。ここで、ＬＰＦ３８からの出力信号をｌ Ｆ（ｎ’
ｌ’）とする。周波数ｆｋは３００Ｈｚ未満であるから
、（６）式より、ＬＰＦ３８の出力信号は、す’（ｎＴ
）＝ Σ ｊ ｃｏｓ （２ｙｒｆｋｎＴ＋φｋ）
ｋ＝１ ｋ ＋ΔＦ（ｎＴ） （８）と■
ける。（６）式における残留雑音△θ（ｎＴ）の濾波さ
れたものがΔＦ （ｎＴ ）である。
（８）式で定められた信号はろ００ Ｈ’ｚに帯域制限
されているので、この信号は１／Ｔよりも低いレート（
たとえば１／τ−１／４Ｔ）で認識することができる。
されているので、この信号は１／Ｔよりも低いレート（
たとえば１／τ−１／４Ｔ）で認識することができる。
縦続された位相フィルタ６６およびＬＰＦ３８の伝達関
数は、ＤＣ成分のところを除いて、［］Ｈｚから３００
Ｈｚにわたって平たんであることに留意されたい。連続
する雑音の標本間の相関は、しだがって、非常に小さい
。これに対し、位相ジッタ成分は相関が太きい。ＬＰＦ
３８の出力信号の先行する標本からＦ（ｎＴ）の推定値
？（ｎＴ）を導引き出すことによ４つて、雑音の影響を
平滑化することができる。
数は、ＤＣ成分のところを除いて、［］Ｈｚから３００
Ｈｚにわたって平たんであることに留意されたい。連続
する雑音の標本間の相関は、しだがって、非常に小さい
。これに対し、位相ジッタ成分は相関が太きい。ＬＰＦ
３８の出力信号の先行する標本からＦ（ｎＴ）の推定値
？（ｎＴ）を導引き出すことによ４つて、雑音の影響を
平滑化することができる。
Ｆ（ｎＴ）の推定値Ｆ（ｎＴ）は、
と書ける。ここで、Ｃはτ秒間隔のタップを持つたトラ
ンスバーサルフィルタの複数の実数値係数を表わすもの
で、その中心の係数はゼロに設定されている。これらの
係数の値は、平均２乗誤差Ｅｅ２（ただしＥは数学的な
期待値または平均値である）を最小にするよう適応的に
調整される。
ンスバーサルフィルタの複数の実数値係数を表わすもの
で、その中心の係数はゼロに設定されている。これらの
係数の値は、平均２乗誤差Ｅｅ２（ただしＥは数学的な
期待値または平均値である）を最小にするよう適応的に
調整される。
誤差ｅ は、
ｅ ＝Ｖ／（ｎｒ）−Ｆ（ｎｒ） （
１０）と定義される。係数Ｃの値は下記のような確率論
的手法を用いた逐次反復法で調整される；ＣＰ（ｎ＋１
）＝ＣＰ（ｎｌ＋１ｅ Ｆ［（ｎ−Ｐ）ｒ］、Ｐｌｏ
ここで、ρは反復のステップを表わすもので、その値に
ついては後で説明する。第４図に示す予測フィルタ４０
は上記の関係を用いる従来のライ−１ナーフイルタであ
る。ＬＰＦ３８の出力はライン３９を介してデシメーシ
ョン装置７０に供給される。デシメーション装置７０は
ＬＰＦ３８の供給する標本を４個につき１個ずつ通す。
１０）と定義される。係数Ｃの値は下記のような確率論
的手法を用いた逐次反復法で調整される；ＣＰ（ｎ＋１
）＝ＣＰ（ｎｌ＋１ｅ Ｆ［（ｎ−Ｐ）ｒ］、Ｐｌｏ
ここで、ρは反復のステップを表わすもので、その値に
ついては後で説明する。第４図に示す予測フィルタ４０
は上記の関係を用いる従来のライ−１ナーフイルタであ
る。ＬＰＦ３８の出力はライン３９を介してデシメーシ
ョン装置７０に供給される。デシメーション装置７０は
ＬＰＦ３８の供給する標本を４個につき１個ずつ通す。
デシメーション装置７０の出力は、ｒ秒間隔の（２Ｍ＋
１）個のタップを含むディジタル遅延線７２に供給され
る。中央タップ以外の全てのタッグの出力は２Ｍ個の乗
算器７４−１ないし７４−２ ’Ｍの入力にそれぞれ供
給される。各乗算器のもう一方の入力は２Ｍ個の係数ｃ
、、 −１”’、ｃｌ、・・・・、ＯＭをそれぞ
れ受は取る。乗算器７４−１ないし７４−２Ｍの出力は
総和装置７６の各入力に供給される。総オロ装置７６の
出力は減算器７８の（−）入力にも印加される。減算器
７８の（＋）入力および出力は遅延線７２の中央タップ
および係数調整装置８０にそれぞれ接続される。係数調
整装置８０は乗算器７４−１ないし７４−２Ｍに印加さ
れる係数の呟を供給する。
１）個のタップを含むディジタル遅延線７２に供給され
る。中央タップ以外の全てのタッグの出力は２Ｍ個の乗
算器７４−１ないし７４−２ ’Ｍの入力にそれぞれ供
給される。各乗算器のもう一方の入力は２Ｍ個の係数ｃ
、、 −１”’、ｃｌ、・・・・、ＯＭをそれぞ
れ受は取る。乗算器７４−１ないし７４−２Ｍの出力は
総和装置７６の各入力に供給される。総オロ装置７６の
出力は減算器７８の（−）入力にも印加される。減算器
７８の（＋）入力および出力は遅延線７２の中央タップ
および係数調整装置８０にそれぞれ接続される。係数調
整装置８０は乗算器７４−１ないし７４−２Ｍに印加さ
れる係数の呟を供給する。
係数の初期値はゼロである。係数Ｆ（ｎＴ）が中央タッ
プに到達した時点でその標本、 ＦＣ（ｎ−Ｍ）τ〕、・・・・γ［（ｎ−１）τ〕、’
［（ｎ＋１ンτ〕、・＝−Ｆ（（ｎ＋Ｍ）ｒ）が第４図
に示すように遅延線７２の他のタップにそれぞれ配給さ
れている。係数は値Ｃ（ｎｌを呈する。
プに到達した時点でその標本、 ＦＣ（ｎ−Ｍ）τ〕、・・・・γ［（ｎ−１）τ〕、’
［（ｎ＋１ンτ〕、・＝−Ｆ（（ｎ＋Ｍ）ｒ）が第４図
に示すように遅延線７２の他のタップにそれぞれ配給さ
れている。係数は値Ｃ（ｎｌを呈する。
（９）式に従って決定される推定値Ｆ（ｎＴ）は総和装
置７６の出力のところで得られる。この推定値は減算器
７８でＦ（ｎＴ）から減分され、減算器７８はその出力
として誤差ｅ を供給する。誤差ｅは係数調整装置８０
に供給され、係数調整装置８０は（９）式に従って新し
い係数値を計算する。
置７６の出力のところで得られる。この推定値は減算器
７８でＦ（ｎＴ）から減分され、減算器７８はその出力
として誤差ｅ を供給する。誤差ｅは係数調整装置８０
に供給され、係数調整装置８０は（９）式に従って新し
い係数値を計算する。
次の標本瞬間で、標本Ｆ（（ｎ＋１）τ〕が中央タップ
に到達し先行の反復過程の誤差ｅ から導引き出された
係数値Ｃ（ｎ＋１）を用いてＦ［（ｎ＋１）τ〕の推定
値Ｆ （（ｎ＋１ ）τ〕が計算される。この反復のプ
ロセスが同様にして続行される。
に到達し先行の反復過程の誤差ｅ から導引き出された
係数値Ｃ（ｎ＋１）を用いてＦ［（ｎ＋１）τ〕の推定
値Ｆ （（ｎ＋１ ）τ〕が計算される。この反復のプ
ロセスが同様にして続行される。
良好な結果を得たいときは、遅延線７２のタップ数をで
きるだけ多くすべきである。２７個のタップを持った遅
延線７２で非常に良好な結果が得られた。反復ステップ
ρの値は、要求される正確さの程度と、反復プロセスの
収束を達成するのに要求される時間とのトレードオフか
ら従来のや）方で実験的に決めればよい。
きるだけ多くすべきである。２７個のタップを持った遅
延線７２で非常に良好な結果が得られた。反復ステップ
ρの値は、要求される正確さの程度と、反復プロセスの
収束を達成するのに要求される時間とのトレードオフか
ら従来のや）方で実験的に決めればよい。
以上説明したように、本発明によれば、ディジタル技術
を用いる環境において位相ジッタを非常に正確に測定で
き、しかもこれを実現する手段は従来のモデムに存在す
るものがほとんどであるから本発明を達成するのに必要
な付加手段はほんのわずかでよく、使用する標本化レー
トも従来のモデムの標本化レートと整合する（たとえば
１／Ｔ−２４００）。
を用いる環境において位相ジッタを非常に正確に測定で
き、しかもこれを実現する手段は従来のモデムに存在す
るものがほとんどであるから本発明を達成するのに必要
な付加手段はほんのわずかでよく、使用する標本化レー
トも従来のモデムの標本化レートと整合する（たとえば
１／Ｔ−２４００）。
第１図は本発明を利用した位相ジッタ測定システムの実
施例を示す図、第２図は位相計算装置２６のオペレーシ
ョンを示す図、第３図は位相フィルタ３乙の実施例を示
す図、第４図は予測フィルタ４０の実施例を示す図であ
る。 ハ ４立札フィルり 第８図
施例を示す図、第２図は位相計算装置２６のオペレーシ
ョンを示す図、第３図は位相フィルタ３乙の実施例を示
す図、第４図は予測フィルタ４０の実施例を示す図であ
る。 ハ ４立札フィルり 第８図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 下記の（イ）ないし（ト）のステップを有することを特
徴とする伝送チャネルの位相ジッタを測定する方法。 （イ）所与の周波数を有する正弦波試験信号を伝送チャ
ネルの一端から印加するステップ。 （ロ）前記伝送チャネルの他端で受信される前記試験信
号の位相を判断するステップ。 （ハ）伝送される試験信号の位相を表わす位相値を発生
するステップ。 （ニ）受信された試験信号の位相値から前記ステップ（
ハ）で発生された位相値を減じて第１の位相信号を発生
するステップ。 （ホ）前記第１の位相信号を濾波して該第１の位相信号
から位相妨害成分および周波数シフト成分を除去した第
２の位相信号を発生するステップ。 （ヘ）前記第２の位相信号をローパスフィルタに通して
第３の位相信号を発生するステップ。 （ト）前記第３の位相信号から推定された位相ジッタの
値を導出するために前記第３の位相信号を予測フィルタ
に通すステップ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP84430026.9 | 1984-06-28 | ||
| EP84430026A EP0166839B1 (fr) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | Procédé et dispositif de mesure de la gigue de phase d'un canal de transmission |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6119260A true JPS6119260A (ja) | 1986-01-28 |
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