JPS6118285A - Luminance signal and chrominance signal separating filter - Google Patents
Luminance signal and chrominance signal separating filterInfo
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- JPS6118285A JPS6118285A JP13865284A JP13865284A JPS6118285A JP S6118285 A JPS6118285 A JP S6118285A JP 13865284 A JP13865284 A JP 13865284A JP 13865284 A JP13865284 A JP 13865284A JP S6118285 A JPS6118285 A JP S6118285A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はカラーテレビジョン受像装置に関し特にディ
ジタル化されたカラーテレビジョン信号から輝度信号と
色信号とを分離するディジタルフィルタに関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a color television receiver, and more particularly to a digital filter that separates a luminance signal and a chrominance signal from a digitized color television signal.
NTSC方式複合カラーテレビジョン信号Sは、輝度信
号Yと色信号Cとの複合信号でちゃ、色信号Cは2つの
色差信号U及びVを色副搬送波周波数fscにて直角2
相変調したものであることはよく知られている所である
。すなわち
S=Y+C=Y+Usin (2ifsct)+ Vc
os (2πfsc t ルー+11フレーム周波数を
fr(=30Hz)、フィールド周波数tfvs水平走
査周波数をfHとするとfsc = T−fH= −T
−T−fv= −T−525f、・−121の関係に定
められていてfsc= 3.583 MHzであること
もよく知られている。また、式(1)に示す信号Sをデ
ィジタル化する場合、そのサンプリング周波数fs
をfs = 4 fscとすることもよく知られている
。The NTSC composite color television signal S is a composite signal of a luminance signal Y and a chrominance signal C. The chrominance signal C consists of two color difference signals U and V at a right angle of 2 at a color subcarrier frequency fsc.
It is well known that it is phase modulated. That is, S=Y+C=Y+Usin (2ifsct)+Vc
os (2πfsc t Roux+11 If the frame frequency is fr (=30Hz) and the field frequency tfvs horizontal scanning frequency is fH, then fsc = T-fH = -T
It is also well known that fsc is determined by the relationship -T-fv=-T-525f, -121, and fsc=3.583 MHz. Furthermore, when digitizing the signal S shown in equation (1), the sampling frequency fs
It is also well known to set fs = 4 fsc.
fs = 4 fscにおいて信号Sの標本化が行われ
るとき、画面上オnラインオm列に対応するサンプリン
グ点の信号S、(m、n)の近傍の各サンプリング点の
信号を表すと第1図に示すようになる。fs = 4 When the signal S is sampled at fsc, the signal S at the sampling point corresponding to the online m column on the screen, the signal at each sampling point near (m, n) is shown in Figure 1. It becomes as shown in .
第1図において黒い三角(たとえばS (m、n ))
はY十〇 cただしC= (U十V))を、中空の
一
三角(たとえばS(m、n−1))はY−Cを、黒い四
角(たとえばS(m+1.n))はY十C′〔ただしS
(m+1.n−1))はY−C’を表している。またf
sc=i5iifHの関係から、縦方向の列では、うイ
ンごとに黒と中空とが交互に配列される。In Figure 1, the black triangle (e.g. S (m, n))
is Y10 c, where C= (U0V)), a hollow triangle (for example, S(m, n-1)) is Y-C, and a black square (for example, S(m+1.n)) is Y 10C' [However, S
(m+1.n-1)) represents Y-C'. Also f
From the relationship sc=i5iifH, black and hollow are alternately arranged in each row in the vertical column.
次に、PAL方式複合カラーテレビジョン信号PP =
Y + Usin (2πfsc pt) :t V
cos(2yrfscpt)−+31であり、ここにY
、U、Vはそれぞれ式(1)のY。Next, PAL composite color television signal PP=
Y + Usin (2πfsc pt) :t V
cos(2yrfscpt)-+31, where Y
, U, and V are Y in formula (1), respectively.
U、Vと同じく、fscpはPAL 方にでの色副搬送
波周波数であり、PAL方式のフレーム周波数tftp
(= 25 Hl )、フィールド周波数をfvp、水
平走査周波数をfHlとすると
fscp= (2S4−’A +625 ) f、p
=(2S4−V4+−0r)・丁fvp=(2S4−V
4”−rrrル625 fFp・・・(4)である。式
(3)において、符号上の切換えは偶数走査線で−、奇
数走査線で十となる。すなわち走査線毎にV成分を反転
する。Similar to U and V, fscp is the color subcarrier frequency in the PAL direction, and the frame frequency of the PAL system is tftp.
(= 25 Hl), where the field frequency is fvp and the horizontal scanning frequency is fHl, fscp = (2S4-'A +625) f, p
=(2S4-V4+-0r)・Dingfvp=(2S4-V
4"-rrr 625 fFp...(4). In equation (3), the sign change is - for even scan lines and 10 for odd scan lines. In other words, the V component is inverted for each scan line. do.
fsp = 4 fscpのサンプリング周波数で式(
3;に示す信号をディジタル化すると、画面上オnライ
ンオm列に対応するサンプリング点の信号P(m、n)
の近傍の各サンプリング点の信号は第2図に示すように
なる。すなわち、式(31の±が十になるラインでは式
(11と同じになるので第2図は第1図と同じ配列にな
シ、士が−になるラインでは四角形の黒と中空とが入れ
換る。With a sampling frequency of fsp = 4 fscp, the formula (
When the signal shown in 3; is digitized, the signal P(m, n) at the sampling point corresponding to the online m column on the screen is obtained.
The signals at each sampling point in the vicinity of are as shown in FIG. In other words, on the line where ± of equation (31) becomes 0, it becomes the same as equation (11), so the arrangement in Figure 2 is the same as in Fig. 1, and on the line where + becomes -, the black rectangle and the hollow are inserted. change.
NTSC方式に対応する従来のディジタルフィルタは第
1図に示す信号配列の特性を利用して構成され、第3図
は従来の装置の一例を示すブロック図である。図におい
て(1)は垂直方向フィルタ、(2)は帯域フ、イルタ
、(3)は減算器であり、垂直方向フィルタ(1)は垂
直方向フィルタ演算回路ασ、1ライン遅延回路ttn
及び112から構成される。(101)〜(106)は
各信号線を示す。A conventional digital filter compatible with the NTSC system is constructed using the characteristics of the signal array shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram showing an example of the conventional device. In the figure, (1) is a vertical filter, (2) is a bandpass filter, (3) is a subtracter, and the vertical filter (1) is a vertical filter calculation circuit ασ and a 1-line delay circuit ttn.
and 112. (101) to (106) indicate each signal line.
信号線(101)上には式fi+で示す信号Sが第1図
に示すようにディジタル化された信号S 18+として
入力されるとする。但し+81のSはサンプリング点の
番号である。第1図のS (m 、 n+1 )の信号
が信号線(101)に入力される時点では、1ライン遅
延回路Uυの出力である信号線(102)上の信号はS
(m、n)であり、1ライン遅延回路u21の出力であ
る信号線(103)上の信号はS(m、n−1)である
。Assume that a signal S expressed by the formula fi+ is inputted onto the signal line (101) as a digitized signal S18+ as shown in FIG. However, +81 S is the number of the sampling point. At the time when the signal S (m, n+1) in FIG.
(m, n), and the signal on the signal line (103) which is the output of the one-line delay circuit u21 is S(m, n-1).
演算回路1101は
He (mr ” ) =−楓(S(mT ”−1
) −2S (mT n ) ” b (m r n
+1 ) )・・・t!51の演算を行い% Hc(
m、n)を出力する。ところでS(m、 n−1)+
s(mTn)+ SCm、 n+1) t/′i
垂直方向で互に@接するラインの信号であるので、一般
的には式(1)におけるY、U、Vの値が極めてよく類
似している筈である。The arithmetic circuit 1101 calculates He (mr ”) =-Kaede (S(mT ”-1
) −2S (mT n ) ”b (m r n
+1 ) )...t! Perform the calculation of 51 and calculate % Hc(
m, n). By the way, S(m, n-1)+
s(mTn)+SCm, n+1) t/'i
Since these are signals of lines that touch each other in the vertical direction, the values of Y, U, and V in equation (1) should generally be very similar.
Y、Cのイ直をS(m、n−1)、5cm1n>l
S(m、n+1)についてそれぞれ(Yo+ΔYl +
Co+ΔCt)+(YO+ cO) + (Yo十Δ
Y2yQl+△C2)とすれば△Y1.ΔY2 +△C
1+ΔC2は一般には極めて小さな値となる。したがっ
て式(5)の演算結果はHc(m、n) = −’
A (C△Y1 +ΔY2)−4Co 十 (
−ΔC1−6Ct ))”Co”A(ΔC,+ 八C2
)4(ΔY、+ ΔY2)・・・(61となる。Y, C straightness S (m, n-1), 5cm1n>l
For S(m, n+1), respectively (Yo+ΔYl +
Co+ΔCt)+(YO+cO)+(Yo+Δ
Y2yQl+△C2) then △Y1. ΔY2 +ΔC
1+ΔC2 is generally an extremely small value. Therefore, the calculation result of equation (5) is Hc (m, n) = -'
A (C△Y1 +ΔY2)-4Co 10 (
-ΔC1-6Ct))”Co”A(ΔC,+8C2
)4(ΔY, +ΔY2)...(61).
信号線(101)上の信号は第1図の3(m、n+1)
の次にはS (m+1. n+1) となるが、
この時点では演算回路(1αの出力HC(m+1 、
n )は式(6)を導いたと同様な方法によって
HC(m+1 、 n )=C’十’/4 (ΔC′
+ ΔC”)l 2
・V4(ΔY3 +ΔY4)・・(7)の形となり、
ΔC1,ΔC2、ΔCf、Δq、ΔY3゜ΔY4は一般
には極めて小さな値となる。The signal on the signal line (101) is 3(m, n+1) in Figure 1.
Next is S (m+1. n+1), but
At this point, the arithmetic circuit (1α output HC(m+1,
HC(m+1, n)=C'ten'/4(ΔC'
+ ΔC”)l 2 ・V4(ΔY3 +ΔY4)...(7),
ΔC1, ΔC2, ΔCf, Δq, ΔY3° and ΔY4 are generally extremely small values.
すなわち、垂直方向フィルタil+に入力される信号S
(S)には輝度信号Y(81(式(1)の信号Yをデ
ィジタル化したもの)と色信号C(sl (式(1)の
信号Cをディジタル化したもの)とを含んでいるが、演
算回路111の出力では輝度信号Y(8)は充分に減衰
されていることが式16)及び式(7)かられかる。That is, the signal S input to the vertical filter il+
(S) includes a luminance signal Y (81 (digitized signal Y in equation (1)) and a color signal C (sl (digitized signal C in equation (1)). , it can be seen from equations (16) and (7) that the luminance signal Y(8) at the output of the arithmetic circuit 111 is sufficiently attenuated.
1サンプリング周期の遅延、1ライン分の遅延1−2変
換を用いてそれぞれz 、z とすると、Z” = e
xp (−j2πf/fs ) −= +81であり、
式12)からt = 910となる。Letting z and z using a delay of one sampling period and a delay of one line using 1-2 conversion, respectively, Z'' = e
xp (-j2πf/fs) −= +81,
From equation 12), t = 910.
信号線(101)上の信号をS (81とすると信号線
(102)、(103)上の信号はそれぞれ1ラインの
遅延をうけた5(s)、2ラインの遅延をうけたS (
81となシ、垂直方向フィルタ+11の伝達関数Hv(
z)はHV(Z) = −V4(1−2z−’ + z
−2勺= −’A (1−Z−’)” −−・−1
101となる。If the signal on the signal line (101) is S (81), the signals on the signal lines (102) and (103) are delayed by one line (5(s)) and S ((s) by two lines), respectively.
81, vertical filter +11 transfer function Hv (
z) is HV(Z) = -V4(1-2z-' + z
−2勺= −'A (1−Z−')” −−・−1
It becomes 101.
垂直方向フィルタ(1)の出力の中に残存する信号Y
(81に対して更に減衰を与えるため、帯域フィルタ(
2)が用いられる。帯域フィルタ(2)は中心周波数f
sCs信号U、Vの帯域を通過させるように設計された
帯域通過のディジタルフィルタである。The signal Y remaining in the output of the vertical filter (1)
(In order to further attenuate 81, a bandpass filter (
2) is used. The bandpass filter (2) has a center frequency f
This is a band-pass digital filter designed to pass the band of the sCs signals U and V.
たとえば、帯域フィルタ(2)の伝達関数HB(Z)は
、トrn(z)= −査 (1−z−2)2(1+z
−’)2(1+z−8)−・・ 旧)となるように構成
される。For example, the transfer function HB(Z) of the bandpass filter (2) is trn(z)=-(1-z-2)2(1+z
-')2(1+z-8)-...old).
帯域フィルタ(2)の出力は色信号C(81であると見
做fコトカ−t’fi、減算器ta+ vc オイ−r
5r8)−as) = Y(s>を得ることができる
。The output of the bandpass filter (2) is assumed to be the color signal C (81), subtractor ta+vc oi-r
5r8)-as) = Y(s>) can be obtained.
PAL方式に対応する従来のディジタルフ・イルタは第
2図に示す信号配列の特性を利用して構成される。すな
わち、NTSC方式の場合は1ライン上下を用いて式(
51の演算を行ったようにPAL方式では2ライン上下
を用いて、
Hcp(m、2n)=−W(S(m、2n−2)−,2
S(m、2n)+S(m、2n+2)) −(12
とし、演算結果を信号線(104)上に出力する。A conventional digital filter compatible with the PAL system is constructed using the characteristics of the signal arrangement shown in FIG. In other words, in the case of the NTSC system, the equation (
51, in the PAL system, using two lines above and below, Hcp (m, 2n) = -W (S (m, 2n - 2) -, 2
S (m, 2n) + S (m, 2n + 2)) - (12), and outputs the calculation result onto the signal line (104).
従来の装置は上述のように構成され、垂直方向フィルタ
(1)では、式16+ 、 +71の△′f′l、ΔY
2 +Δya 1ΔY4 +ΔC1+ΔC2、ΔC7,
ΔC(等の値が充分に小さいという特性を仮定してフィ
ルタを構成しているので、水平方向の直線のように隣接
した水平走査線に対応する画像の輝度及び色の変化が激
しい領域においては垂直方向フィルタは)はフィルタと
して作用しなくなり、そのためクロスカラーによる色の
にとりゃドツト妨害等の再生画像のみだれが発生すると
いう欠点があった。The conventional device is configured as described above, and in the vertical filter (1), Δ′f′l, ΔY of equations 16+, +71
2 +Δya 1ΔY4 +ΔC1+ΔC2, ΔC7,
Since the filter is constructed assuming the characteristic that the value of ΔC (etc.) is sufficiently small, it is difficult to The vertical filter does not function as a filter, and as a result, there is a drawback that the reproduced image becomes blurred, such as color dot interference due to cross color.
この発明は従来のものの上述の欠点を除去するためにな
されたもので、画像信号では、垂直方向に隣接している
画素に対する画像信号が一般には互に類似していると同
様、水平方向に隣接している画素に対する画像信号も一
般には互に類似していること、史には水平方向に対し傾
斜している線(以下対角、線という)の方向で隣接して
いる画像に対する画像信号も一般には互に類似している
ことに着目し、所定の4方向の各方向に対する分離フィ
ルタを構成し、この4種の分離フィルタを適当に切換え
使用することによって隣接画素間で画像信号が急変する
ことに原因するフィルタ効果の低下を防止した。This invention was made to eliminate the above-mentioned drawbacks of the conventional ones. In general, image signals for pixels that are adjacent to each other in the direction of a line that is inclined to the horizontal direction (hereinafter referred to as a diagonal line) are also similar to each other. In general, focusing on the fact that they are similar to each other, a separation filter is constructed for each of four predetermined directions, and by appropriately switching and using these four types of separation filters, the image signal changes suddenly between adjacent pixels. In particular, the reduction in filter effectiveness caused by this was prevented.
以下、図面についてこの発明の詳細な説明する。第4図
はこの発明の一実施例を示すブロック図であって、第1
図に示す信号の入力に対応し、第3図と同一符号は同−
又は相当部分を示し、(41は比較判定回路、(5a)
、(5b)、(5c)、(5d)、(5e)、(5f)
はそれぞれ2サンプリング周期の遅延回路、(6a)。Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
Corresponding to the input signals shown in the figure, the same symbols as in Figure 3 are the same.
or a corresponding portion (41 is a comparison/judgment circuit, (5a)
, (5b), (5c), (5d), (5e), (5f)
are delay circuits each having two sampling periods (6a).
(6b)はそれぞれ(1ラインー4す“ンプリング周期
)の遅延回路、(71は4方向分離フィルタ、(81は
セレクタである。また(111)〜(125)はそれぞ
れ信号線である。第3図の場合i異なり、帯域フィルタ
(2)が省略された例を示しているが、セレクタ(9)
の出力と信号LH(124)との間に帯域フィルタ(2
)を挿入してもよいことは申すまでもない。(6b) is a delay circuit of (1 line - 4 sampling periods), (71 is a 4-way separation filter, (81 is a selector), and (111) to (125) are signal lines, respectively. In the case shown in the figure, the band filter (2) is omitted, but the selector (9)
A bandpass filter (2
) may be inserted.
第1図に示す信号S(m、n)が信号線(114)に現
われた時点で、信号線(101)、(112)、(11
6)。When the signal S (m, n) shown in FIG. 1 appears on the signal line (114), the signal lines (101), (112), (11
6).
(118)にはそれぞれS(m+2. n+1)、 S
(m−2、n+1)+S(m+2. n−1)、 S(
m−2、n−1)で示す信号が現われ、これらの信号は
信号S(、m、n)と色副搬送波の位相が同一であり、
また、信号線(111)、(113)。(118) have S(m+2.n+1) and S
(m-2, n+1)+S(m+2.n-1), S(
Signals denoted by m-2, n-1) appear, and these signals have the same color subcarrier phase as the signal S(, m, n),
Also, signal lines (111) and (113).
(115)、(117)にはそれぞれS(m、n+1)
、S(m+2゜n )+ s(m−2、nLs(m、n
−1)が現われ、これらの信号は信号s (” r ”
)に対し色副搬送波の位相が180°異なる。(115) and (117) each have S(m, n+1)
, S(m+2゜n)+s(m-2,nLs(m,n
−1) appear, and these signals become the signal s (“ r ”
), the phase of the color subcarrier differs by 180°.
4方向分離フィルタ(71は信号S(m、n)と信号S
(m+2.n)、S(m−2、n)、S(m、n−1)
y信号S(m、n+1)を人力し
CW(m、n)” −’/i(S(m−2rn)−2S
(m、n) 十S(m、n−1)1・・(13
CN(m、n)=−1/4{S(m+2、n)−2S(
m、n)+S(m、n−1))・・α→
CN(m、n)=−’4(S(m−2、n)−2S(m
、n)+S(m、n+1)) −・−UcN(ml’n
)==−* (S(m+2 、n)−2S(m、n)
+S(m、n+1))−9Qの演算を行う。4-way separation filter (71 is the signal S (m, n) and the signal S
(m+2.n), S(m-2, n), S(m, n-1)
y signal S(m, n+1) manually and CW(m, n)"-'/i(S(m-2rn)-2S
(m, n) 10S(m,n-1)1...(13 CN(m,n)=-1/4{S(m+2,n)-2S(
m, n)+S(m, n-1))...α→ CN(m, n)=-'4(S(m-2, n)-2S(m
, n)+S(m, n+1)) -・-UcN(ml'n
)==-*(S(m+2,n)-2S(m,n)
+S(m, n+1))-9Q is calculated.
式a31− o*によって算出された< (m、n)
I C”2 (m、 n)。< (m, n) calculated by formula a31-o*
I C”2 (m, n).
C’H(m、n)、 C’:(mln)の4つの値が
それぞれ信号線(120)〜(123)によってセレク
タ(9)に入力され、比較判定回路+41からの制御信
号(信号11i1(119)上に出力される)によって
選択された信号が信号線(124)上に出力される。The four values C'H (m, n) and C': (mln) are input to the selector (9) through signal lines (120) to (123), respectively, and the control signal (signal 11i1 (119)) is output on the signal line (124).
比較判定回路(4)には信号S(m+2. n+1)、
S(m−2゜”1)+ S(mln)l S(m+
2. n−1) + S(m’−2、n−1)が入力さ
れ、
’1 (m、n) = l S(m、n)−8(m−2
、n−1) l ・−Lη’2(mln) = l
S(”+1)=S(m+2. n−1) I
・−tt81εN(m、n) = l S(m、n)−
8(m−2、n+1) I −・副■C4(mln)
” l S(m、n)−8(m+2. n+
1) l −1allの演Xが行われε 、ε 、
ε 、e のうち最小値のものが決定され、最小値のも
のがC1、C2。The comparison/judgment circuit (4) has signals S(m+2.n+1),
S(m-2゜”1)+ S(mln)l S(m+
2. n-1) + S(m'-2, n-1) is input, '1 (m, n) = l S(m, n)-8(m-2
, n-1) l ・-Lη'2(mln) = l
S(”+1)=S(m+2.n-1) I
・-tt81εN(m, n) = l S(m, n)-
8 (m-2, n+1) I-・Sub■C4 (mln)
” l S(m,n)-8(m+2.n+
1) The operation X of l −1all is performed and ε , ε ,
Among ε and e, the one with the minimum value is determined, and the minimum values are C1 and C2.
弓、εrである場合に対応し、それぞれCIN。Corresponding to the case where the bow and εr are CIN, respectively.
c: 、 c、N 、 cN がセレクタ191か
ら出力される。c: , c, N, cN are output from the selector 191.
第4図に示す実施例の場合は、セレクタ(9)から出力
される信号が第3°図のC(s)に相当し、減算器(3
ンによりS (81−Ctsl : Y−(slを侍る
ことは第3図の場合と同様である。In the case of the embodiment shown in FIG. 4, the signal output from the selector (9) corresponds to C(s) in FIG.
Attending S (81-Ctsl : Y-(sl) by the button is the same as in the case of FIG. 3.
第5図はオ1.2図に示すPAL 方式複合カラーテレ
ビジョン信号に対するこの発明の一実施例を示すブロッ
ク図であって、第4図と同一符号は同−又は相当部分を
示し同様に動作する。 (6c) 。FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of the present invention for the PAL system composite color television signal shown in FIG. do. (6c).
(6d)はそれぞれ遅延回路で(2ライン分−4サンプ
リング周期)の遅延量を与える。(6d) is a delay circuit that provides a delay amount of (2 lines - 4 sampling periods).
したがって信号線(114)に第2図に示す信号P(m
、 2n ) が現れるとき、信号線(101)、
(111)。Therefore, the signal P(m) shown in FIG.
, 2n) appears, the signal line (101),
(111).
(112)、(113)、(114)、(15)、(1
16)、(117)、(118)上にはそれぞれP(m
+2.2n+2L P(m、 2n+2)、 p(m+
2゜2n)、 P(m−2、2n)+ P(m+2
.n)、P(m−2、’2n)、P(m+2゜2n−2
)、 P(m、 2n−2)、 P(m−2、2n−2
)の信号が出力される。(112), (113), (114), (15), (1
16), (117), and (118), P(m
+2.2n+2L P(m, 2n+2), p(m+
2゜2n), P(m-2, 2n) + P(m+2
.. n), P(m-2, '2n), P(m+2゜2n-2
), P(m, 2n-2), P(m-2, 2n-2
) signal is output.
4方向分離フィルタ+71では
CP(m、 2n)=−%{P(m−2、2n)−2P
(m、2n)+P(m、 2n−2)) −el)
c、(m、 2n)==’+L{P(m+2.2n)−
2P(m、2n)+p(m、 2n−2))・・(財)
C3(m+ 2n)=−1{P(m−2、2n)−2P
(m、2n)+P(m、 2n+2)) ・・・娑
jCP(m、 2n)=−W{P(m+2. 2n)
−2P(m、2n)+P(m、 2n+2)) ・
・・(至)の演算を行い演算結果のC□(m、 2n)
、 C2(m、 2n)。For 4-way separation filter +71, CP (m, 2n) = -% {P (m-2, 2n) - 2P
(m, 2n)+P(m, 2n-2)) -el) c, (m, 2n)=='+L{P(m+2.2n)-
2P (m, 2n) + p (m, 2n-2))... (goods) C3 (m + 2n) = -1 {P (m-2, 2n) - 2P
(m, 2n)+P(m, 2n+2)) ・・・娑jCP(m, 2n)=-W{P(m+2.2n)
-2P(m, 2n)+P(m, 2n+2)) ・
・・・(to) is calculated and the calculation result is C□(m, 2n)
, C2(m, 2n).
c:(m、 2n)、’ C:(m’、 2n) を
セレクタ181に入力する。c: (m, 2n), 'C: (m', 2n) are input to the selector 181.
比較判定回路(41では
εIP(m、 2n) = I P(m、 2n) −
P(m−2、2n−2] −eAε2P (rrz
2n)= J p(m、 2n) −P(m+
2. 2n−2] −QBF3P(”b 2n) =
l P(m、 2n) −PCm−2、2n+2]
−@、p (m、 2n) = l P(m
、 2n)−P(m+2. 2n+2)l−12S1
の演算を行い、62〜ε2のうちの最小値を与えるもの
を決定してこの決定結果に従いセレクタ(9)全制御す
ること及びセレクタ(9)以後の回路の動作は第4図と
同様である。Comparison/judgment circuit (in 41, εIP(m, 2n) = I P(m, 2n) −
P(m-2, 2n-2] -eAε2P (rrz
2n) = J p(m, 2n) −P(m+
2. 2n-2] −QBF3P(”b 2n) =
l P(m, 2n) -PCm-2, 2n+2]
−@, p (m, 2n) = l P(m
, 2n)-P(m+2. 2n+2)l-12S1
The operation of the selector (9) and the operation of the circuit after the selector (9) are the same as those shown in Fig. 4. .
また、第4図の遅延回路(6a)、(6b)を可変遅延
回路としてNTSC方式及びPAL方式に共用できるよ
うにしてもよい。Furthermore, the delay circuits (6a) and (6b) in FIG. 4 may be used as variable delay circuits for both the NTSC system and the PAL system.
以上のようにこの発明によれば、色副搬送波周波数の4
倍の標本化周波数によってディジタル化された複合カラ
ーテレビジョン信号から輝度信号と色信号とを分離する
場合に、ブラウン管上の画像信号の変化が最も小さな方
向のフィルタを用いるように自動切換を行りたので、ど
のような画像信号に対しても有効な輝度信号分離フィル
タを提供することができる。As described above, according to the present invention, the color subcarrier frequency is
When separating a luminance signal and a color signal from a composite color television signal digitized by double the sampling frequency, automatic switching is performed to use the filter in the direction that causes the smallest change in the image signal on the cathode ray tube. Therefore, it is possible to provide a luminance signal separation filter that is effective for any image signal.
第1図はNTSC方式複合カラーテレビジョン信号を色
副搬送波周波数の4倍のサンプリング周波数でディジタ
ル化した場合のブラウン管上のデータ配列を示す図、第
2図はPAL方式複合カラーテレビジョン信号を色副搬
送波周波数の4倍のサンプリング周波数でディジタル化
した場合のブラウン管上のデータ配列を示す図、第3図
は従来のフィルタの構成を示すブロック図、第4図、第
5図はそれぞれこの発明の一実施例を示すブロック図で
ある。
+31−・・減算器、141−・・比較判定回路、(5
a) 、 (5b) 。
(5c) 、(5c+) 、(5e) 、(5f) 、
(6a) 、 (6b) 、 (6c) 、 (6d
) −−それぞれ遅延回路、(7)・・・4方向分離フ
ィルタ、(81・・・セレクタ。
なお、図中同一符号は同−又は相西部分を示す。Figure 1 shows the data array on a cathode ray tube when an NTSC composite color television signal is digitized at a sampling frequency four times the color subcarrier frequency. A diagram showing the data array on a cathode ray tube when digitized at a sampling frequency four times the subcarrier frequency, FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a conventional filter, and FIGS. FIG. 2 is a block diagram showing one embodiment. +31-...Subtractor, 141-...Comparison judgment circuit, (5
a), (5b). (5c) , (5c+) , (5e) , (5f) ,
(6a), (6b), (6c), (6d
) --Respectively delay circuit, (7) . . . four-way separation filter, (81 . . selector). In addition, the same reference numerals in the drawings indicate the same or phase west portions.
Claims (2)
搬送波周波数の4倍のサンプリング周波数でディジタル
化した各データ信号に対し、データ信号の画面上の配列
位置に関して、当該データ信号を第m列、第n行に配列
される信号S(m、n)とし、信号S(m、n)と同一
行で、2ビット前の列に配列されるデータ信号を信号S
(m−2、n)とし、信号S(m、n)と同一行で2ビ
ット後の列に配列されるデータ信号を信号S(m+2、
n)とし、信号S(m、n)と同一列で1行前に配列さ
れるデータ信号を信号S(m、n−1)とし、信号S(
m、n)と同一列で1行後に配列されるデータ信号をS
(m、n+1)とし、信号S(m、n)より1行前でか
つ2ビット前の列に配列されるデータ信号を信号S(m
−2、n−1)とし、信号S(m、n)より1行前でか
つ2ビット後の列に配列されるデータ信号を信号S(m
+2、n−1)とし、信号S(m、n)より1行後でか
つ2ビット前の列に配列されるデータ信号を信号S(m
−2、n+1)とし、信号S(m、n)より1行後でか
つ2ビット後の列に配列されるデータ信号を信号S(m
+2、n+1)とするとき、C^N_1(m、n)=−
1/4{S(m−2、n)−2S(m、n)+S(m、
n−1)}の演算を行い信号C^N_1(m、n)を出
力する第1の方向分離フィルタ、 C^N_2(m、n)=−1/4{S(m+2、n)−
2S(m、n)+S(m、n−1)}の演算を行い信号
C_2^N(m、n)を出力する第2の方向分離フィル
タ、 C^N_3(m、n)=−1/4{S(m−2、n)−
2S(m、n)+S(m、n+1)}の演算を行い信号
C^N_3(m、n)を出力する第3の方向分離フィル
タ、 C^N_4(m、n)=−1/4{S(m+2、n)−
2S(m、n)+S(m、n+1)}の演算を行い信号
C^N_4(m、n)を出力する第4の方向分離フィル
タ、 上記信号S(m、n)に対し信号S(m−2、n−1)
、信号S(m+2、n−1)、信号S(m−2、n+1
)、信号S(m+2、n+1)の4信号のうちいずれが
最も類似するかを決定することによって上記第1、第2
、第3、第4の方向分離フィルタのうちの1つの方向分
離フィルタの出力を選択する手段を備えた輝度信号色信
号分離フィルタ。(1) For each data signal obtained by digitizing an NTSC composite color television signal at a sampling frequency that is four times the color subcarrier frequency, digitize the data signal in the mth column and the Let the signal S(m, n) be arranged in n rows, and the data signal arranged in the same row as the signal S(m, n) and in the column 2 bits before is the signal S.
(m-2, n), and the data signal arranged in the same row as the signal S(m, n) and the column two bits later is the signal S(m+2,
n), and the data signal arranged in the same column and one row before the signal S(m, n) is the signal S(m, n-1), and the signal S(
The data signal arranged one row after in the same column as S
(m, n+1), and the data signal arranged in the column one row and two bits before the signal S(m, n) is the signal S(m, n+1).
-2, n-1), and the data signal arranged in the column one row before and two bits after the signal S(m, n) is the signal S(m, n-1).
+2, n-1), and the data signal arranged in the column one row after and two bits before the signal S(m, n) is called the signal S(m, n).
−2, n+1), and the data signal arranged in the column one row and two bits after the signal S(m, n) is the signal S(m, n+1).
+2, n+1), then C^N_1(m, n)=-
1/4 {S(m-2,n)-2S(m,n)+S(m,
n-1)} and outputs a signal C^N_1(m, n), C^N_2(m, n)=-1/4{S(m+2, n)-
2S(m, n)+S(m, n-1)} and outputs a signal C_2^N(m, n), C^N_3(m, n)=-1/ 4{S(m-2, n)-
2S(m, n)+S(m, n+1)} and outputs the signal C^N_3(m, n), C^N_4(m, n)=-1/4{ S(m+2,n)-
2S(m,n)+S(m,n+1)} and outputs the signal C^N_4(m,n); -2, n-1)
, signal S(m+2, n-1), signal S(m-2, n+1
), the signal S (m+2, n+1) is determined to determine which of the four signals is most similar to the first and second signals.
, a luminance signal and a chrominance signal separation filter, comprising means for selecting an output of one of the third and fourth direction separation filters.
送波周波数の4倍のサンプリング周波数でディジタル化
した各データ信号に対し、データ信号の画面上の配列位
置に関して、当該データ信号を第m列、第2n行に配列
される信号P(m、2n)とし、信号P(m、2n)と
同一行で、2ビット前の列に配列されるデータ信号を信
号P(m−2、2n)とし、信号P(m、2n)と同一
行で2ビット後の列に配列されるデータ信号を信号P(
m+2、2n)とし、信号P(m、2n)と同一列で2
行前に配列されるデータ信号を信号P(m、2n−2)
とし、信号P(m、2n)と同一列で2行後に配列され
るデータ信号をP(m、2n+2)とし、信号P(m、
2n)より2行前でかつ2ビット前の列に配列されるデ
ータ信号を信号P(m−2、2n−2)とし、信号P(
m、2n)より2行前でかつ2ビット後の列に配列され
るデータ信号を信号P(m+2、2n−2)とし、信号
P(m、2n)より2行後でかつ2ビット前の列に配列
されるデータ信号を信号P(m−2、2n+2)とし、
信号P(m、2n)より2行後でかつ2ビット後の列に
配列されるデータ信号を信号P(m+2、2n+2)と
するとき、 C^P_1(m、2n)=−1/4{P(m−2、2n
)−2P(m、2n)+P(m、2n−2)}の演算を
行い信号C_1^P(m、2n)を出力する第1の方向
分離フィルタ、 C^P_2(m、2n)=−1/4{P(m+2、2n
)−2P(m、2n)+P(m、2n−2)}の演算を
行い信号C_2^P(m、2n)を出力する第2の方向
分離フィルタ、 C^P_3(m、2n)=−1/4{P(m−2、2n
)−2P(m、2n)+P(m、2n+2)}の演算を
行い信号C_3^P(m、2n)を出力する第3の方向
分離フィルタ、 C^P_4(m、2n)=−1/4{P(m+2、2n
)−2P(m、2n)+P(m、2n+2)の演算を行
い信号C_4^P(m、2n)を出力する第4の方向分
離フィルタ、 上記信号P(m、2n)に対し信号P(m−2、2n−
2)、信号P(m+2、2n−2)、信号P(m−2、
2n+2)、信号P(m+2、2n+2)の4信号のう
ちいずれが最も類似するかを決定することによって上記
第1、第2、第3、第4の方向分離フィルタのうちの1
つの方向分離フィルタの出力を選択する手段を備えた輝
度信号色信号分離フィルタ。(2) For each data signal obtained by digitizing a PAL composite color television signal at a sampling frequency that is four times the color subcarrier frequency, the data signal is digitized in the mth column, the mth column, and the Let the signal P(m, 2n) be arranged in 2n rows, let the data signal be arranged in the same row as the signal P(m, 2n) and in the column 2 bits before the signal P(m-2, 2n), The data signal arranged in the column two bits after the signal P(m, 2n) in the same row as the signal P(m, 2n) is
m+2, 2n), and 2 in the same column as the signal P(m, 2n).
The data signal arranged before the row is the signal P(m, 2n-2)
Let P(m, 2n+2) be the data signal arranged in the same column and two rows after the signal P(m, 2n), and the signal P(m,
The data signal arranged in the column two rows and two bits before the signal P(m-2, 2n-2) is the signal P(m-2, 2n-2).
The data signal arranged in the column two rows before and two bits after the signal P(m, 2n) is defined as a signal P(m+2, 2n-2), and the data signal arranged in the column two rows and two bits before the signal P(m, 2n) Let the data signal arranged in columns be a signal P(m-2, 2n+2),
When the data signal arranged in the column two rows and two bits after the signal P (m, 2n) is the signal P (m+2, 2n+2), C^P_1 (m, 2n) = -1/4 { P(m-2, 2n
)-2P(m, 2n)+P(m, 2n-2)} and outputs a signal C_1^P(m, 2n), C^P_2(m, 2n)=- 1/4 {P(m+2, 2n
)-2P(m, 2n)+P(m, 2n-2)} and outputs a signal C_2^P(m, 2n), C^P_3(m, 2n)=- 1/4 {P(m-2, 2n
)-2P(m, 2n)+P(m, 2n+2)} and outputs a signal C_3^P(m, 2n), C^P_4(m, 2n)=-1/ 4{P(m+2, 2n
)-2P(m, 2n)+P(m, 2n+2) and outputs the signal C_4^P(m, 2n). m-2, 2n-
2), signal P(m+2, 2n-2), signal P(m-2,
2n+2) and signal P(m+2, 2n+2), one of the first, second, third, and fourth direction separation filters is determined by determining which of the four signals P(m+2, 2n+2) is most similar.
A luminance signal chrominance signal separation filter comprising means for selecting the output of two direction separation filters.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13865284A JPS6118285A (en) | 1984-07-04 | 1984-07-04 | Luminance signal and chrominance signal separating filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13865284A JPS6118285A (en) | 1984-07-04 | 1984-07-04 | Luminance signal and chrominance signal separating filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6118285A true JPS6118285A (en) | 1986-01-27 |
JPH0360231B2 JPH0360231B2 (en) | 1991-09-13 |
Family
ID=15226986
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13865284A Granted JPS6118285A (en) | 1984-07-04 | 1984-07-04 | Luminance signal and chrominance signal separating filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6118285A (en) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62185496A (en) * | 1986-02-10 | 1987-08-13 | Canon Inc | Separating device for luminance signal and chrominance signal |
JPS62185492A (en) * | 1986-02-10 | 1987-08-13 | Canon Inc | Separating device for luminance signal and chrominance signal |
JPS62185495A (en) * | 1986-02-10 | 1987-08-13 | Canon Inc | Separating device for luminance signal and chrominance signal |
US4882615A (en) * | 1986-02-10 | 1989-11-21 | Canon Kabushiki Kaisha | Video signal processing system |
US4992856A (en) * | 1986-09-19 | 1991-02-12 | Vistek Electronics Limited | Color television decoder for separating chrominance signals from a color signal |
US5386244A (en) * | 1989-12-08 | 1995-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Brightness signal/color signal separation filter including an image correction judging circuit |
US5475445A (en) * | 1990-04-03 | 1995-12-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motion adaptive luminance signal and color signal separation filter |
-
1984
- 1984-07-04 JP JP13865284A patent/JPS6118285A/en active Granted
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62185496A (en) * | 1986-02-10 | 1987-08-13 | Canon Inc | Separating device for luminance signal and chrominance signal |
JPS62185492A (en) * | 1986-02-10 | 1987-08-13 | Canon Inc | Separating device for luminance signal and chrominance signal |
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US5475445A (en) * | 1990-04-03 | 1995-12-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motion adaptive luminance signal and color signal separation filter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0360231B2 (en) | 1991-09-13 |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |