JPS61161042A - Digital transmission system - Google Patents

Digital transmission system

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JPS61161042A
JPS61161042A JP259985A JP259985A JPS61161042A JP S61161042 A JPS61161042 A JP S61161042A JP 259985 A JP259985 A JP 259985A JP 259985 A JP259985 A JP 259985A JP S61161042 A JPS61161042 A JP S61161042A
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JP
Japan
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signal
digital
output
pulse
pulse width
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Application number
JP259985A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Seiji Nakagawa
清司 中川
Norihisa Oota
太田 紀久
Kazuo Hagimoto
萩本 和男
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Publication date
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Publication of JPS61161042A publication Critical patent/JPS61161042A/en
Pending legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/04Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different amplitudes or polarities, e.g. quadriplex

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

PURPOSE:To attain transmission with high quality by controlling a pulse width of a digital main signal to any of T,T-DELTA1 and DELTA2 for digital supervisory signal transmis sion. CONSTITUTION:A digital main signal (a) is inputted from a terminal 15 and a digital supervisory signal (b) is inputted from a terminal 17 and a clock signal is inputted from a terminal 17 to a pulse width selection circuit 18 selectively. The circuit 18 transmits each pulse of a pulse width T when the signal (a) is logical 1 and the signal (b) is logical 0, of a pulse width T-DELTA1(DELTA1<T/2) when the signals (a), (b) are logical 1, of pulse width DELTA2/T/2 when the signal (a) is logical 0 and the signal (b) is logical 1 and 0 when both signals (a), (b) are logical 0. An output of the circuit 18 drivers a light source 21 via a light source driving circuit 19 and the light output is transmitted to a photodetector 28 via an optical fiber. A part of output light of the light source 21 controls the circuit 19 via an automatic output control circuit 24 to make the output pulse constant. The element 28 converts a light signal into an electric signal and outputs a main signal to a terminal 33 via an equalizing amplifier 29 and an identification device 31. A supervisory signal is detected from the output of the identifi cation device 31 and the amplifier 29 via a subtractor, a rectifier and an LPF.

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はディジタル監視信号をディジタル王信号に重
ねて伝送するディジタル伝送方式C二関するものである
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Field of Industrial Application" The present invention relates to a digital transmission method C2 in which a digital monitoring signal is transmitted superimposed on a digital king signal.

「従来の技術」 従来から光通信、無線通信、同軸ケーブル通信などの中
継伝送方式では、ディジタル監視信号を伝送する方法と
して、ディジタル主信号の振幅を変調する複合変調ある
いは重畳変調方式が知られている。この振幅変調の方法
としては、ディジタル主信号の全タイムスロット(二つ
いて振幅変調を行う方法、あるいは主信号のディジタル
信号系列に少数の補助符号を挿入し、この補助符号をデ
ィジタルの監視制御信号じより振幅変調を行う方法があ
る。
``Prior Art'' Conventionally, in relay transmission systems such as optical communications, wireless communications, and coaxial cable communications, composite modulation or superimposed modulation, which modulates the amplitude of the digital main signal, has been known as a method for transmitting digital monitoring signals. There is. This amplitude modulation method includes performing amplitude modulation using all time slots (two) of the digital main signal, or inserting a small number of auxiliary codes into the digital signal sequence of the main signal, and using these auxiliary codes as the digital supervisory control signal. There is a method that performs more amplitude modulation.

[発明が解決しようとする問題点」 これら従来の方法では送信装置は厳しい直線性が要求さ
れるという欠点があった。特(−光通信装置(−おいて
光を原として半導体レーザな用いる場合(−は、その半
導体レーザし印加される電流工と発振出力りの関係は、
第8図の曲線11に示すようC;入力電流Iが発振しき
い値Itを越えると入力電流IC二対し発振出力は直線
的に増大する。監視信号伝送のための複合変調(変調度
△)された半導体レーザ入力電流は第1図中の曲線12
として示すように主信号“1”(マーク)、監視信号“
θ″′(スペース)で振幅1のパルスとされ、主信号″
0”、監視信号″0”で振幅ゼロ(パルスなし)とされ
、主信号+!1#、監視信号″1”で振幅(1−△)の
パルスとされ、主信号″0”、監視信号“1”で振幅へ
のパルスとされる。この複合変調人力信号12(二対し
半導体レーザ出力光パルス強度は第1図13に示すよう
に現われ1”(マーク)信号に対しては十分な振幅変調
が行われているのに対して、0”(スペース)信号に対
しては振幅変調が十分行えないという問題があった。
[Problems to be Solved by the Invention] These conventional methods have the disadvantage that strict linearity is required of the transmitter. In particular, when a semiconductor laser is used as a source of light in an optical communication device (-), the relationship between the current applied to the semiconductor laser and the oscillation output is
As shown by a curve 11 in FIG. 8, when the input current I exceeds the oscillation threshold It, the oscillation output increases linearly with respect to the input current IC2. The semiconductor laser input current subjected to complex modulation (modulation degree △) for monitoring signal transmission is shown by curve 12 in Fig. 1.
As shown, the main signal “1” (mark), the monitoring signal “
It is considered as a pulse with amplitude 1 at θ″′ (space), and the main signal″
0'', the amplitude is zero (no pulse) when the monitoring signal is ``0'', the main signal +!1# is a pulse with amplitude (1-△) when the monitoring signal is ``1'', the main signal is ``0'', the monitoring signal is "1" is considered as a pulse with amplitude.For this complex modulated human input signal 12 (2), the semiconductor laser output optical pulse intensity appears as shown in Fig. While modulation is performed, there is a problem in that amplitude modulation cannot be performed sufficiently for 0'' (space) signals.

この問題を解決するため(二、半導体レーザの発振しき
い値電流Itと入力電流のバイアス電流工8との関係を
ほぼ等しくなるようにすればよい。しかし半導体レーザ
の発振しきい値Itは温度、経年変動等C二より変動し
、この変動(二対してバイアス電流IBを正しく追従す
る必要があり、そのための制御回路が複雑になる。
In order to solve this problem (2), the relationship between the oscillation threshold current It of the semiconductor laser and the bias current factor 8 of the input current should be made almost equal. However, the oscillation threshold It of the semiconductor laser , changes over time, etc., and it is necessary to accurately track the bias current IB against this fluctuation, which requires a complicated control circuit.

[問題点を解決するための手段] この発明(二よれば送信側シーおいてディジタル上信号
とディジタル監視信号とを人力して、ディジタル主信号
が1”、ディジタル監視信号が0#でパルス幅Tのパル
スを送出し、ディジタル主信号が@131、ディジタル
監視信号が1”でパルス幅(T−△1)のパルスを送出
し、ディジタル主信号がII O#、ディジタル監視信
号が1”でパルス幅かへ2のパルスを送出し、ディジタ
ル主信号がlIO#、ディジタル監視信号が0″でパル
ス幅0(ゼロ)のパルスを送出する。受信側ではディジ
タル主信号(二ついては通常のパルス変調(オンオフ変
調)信号(二対すると同様の手法(二より復調し、ディ
ジタル監視信号(二ついては受信信号を等化増幅してパ
ルス幅の変化を振幅変化に変換し、その振幅変化から復
調する。△1.△2はT/2以下であり、△1=△2で
も゛よい。
[Means for Solving the Problems] According to the present invention (2), a digital signal and a digital supervisory signal are manually generated on the transmitting side, and the digital main signal is 1", the digital supervisory signal is 0#, and the pulse width is Send out a pulse of T, the digital main signal is @131, the digital monitoring signal is 1", send out a pulse of pulse width (T-△1), the digital main signal is II O#, the digital monitoring signal is 1". The digital main signal is lIO#, the digital supervisory signal is 0'', and a pulse with a pulse width of 0 is sent out.On the receiving side, the digital main signal (the two are normal pulse modulation (on-off modulation) Signal (2) is demodulated using the same method (2), digital monitoring signal (2) is equalized and amplified the received signal to convert changes in pulse width into amplitude changes, and demodulates from the amplitude changes. △1 and △2 are equal to or less than T/2, and △1=△2 may be satisfied.

「実施例」 第1図はこの発明の一実施例を示し、送信側14C;お
いて主信号入力端子15からのディジタル主信号と、監
視信号入力端子16からのディジタル監視信号とが入力
されて、ディジタル主信号″1′、ディジタル監視信号
lIO”でパルス幅Tのパルスを送出し、ディジタル主
信号“0”、ディジタル監視信号* O#でパルスを送
出せず、ディジタル主信号″1”、ディジタル監視信号
″′1”でパルス幅(T−△1)のパルスを送出し、デ
ィジタル主信号llO”、ディジタル監視信号”1”で
パルス幅△2のパルスを送出する。
Embodiment FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which a digital main signal from the main signal input terminal 15 and a digital supervisory signal from the supervisory signal input terminal 16 are input at the transmitter side 14C; , digital main signal "1', digital monitoring signal lIO" sends a pulse with pulse width T, digital main signal "0", digital monitoring signal *O#, does not send a pulse, digital main signal "1", The digital monitoring signal "'1" sends out a pulse with a pulse width (T-.DELTA.1), and the digital main signal 11O" and the digital monitoring signal "1" send out a pulse with a pulse width .DELTA.2.

例えば主信号入力端子15からのディジタル主信号と、
クロック端子17からのディジタル主信号のクロック信
号と、端子16からディジタル監視信号とがパルス幅選
択回路18に入力され、このパルス幅選択回路18から
その入力状態(:応じて次のようCニパルスを出力する
。すなわちディジタル主信号aが第2図a、ディジタル
監視信号すが第2図b(二示すような場合(二監視信号
が0″の時は、主信号の1”、″0#符号に対してそれ
ぞれT、0(ゼロ)なるパルス幅のパルスが出力され、
監視信号が“l”の時C二は、主信号の@1111 、
 @Q”符号(二対してそれぞれT−へ、△(△1=△
2の場合)なるパルス幅のパルスを出力する。このパル
ス幅選択回路18の出力パルスによって光源駆動回路1
9を通じて光源21が駆動され、その光源出力は出力端
子22より受信側23へ送出される。その光源21の出
力光の一部は自動出力制御回路24に入力され、自動出
力制御回路24の出力により光源駆動回路19が制御さ
れて光源21の光出力電力がほぼ一定C:保たれる。
For example, the digital main signal from the main signal input terminal 15,
The clock signal of the digital main signal from the clock terminal 17 and the digital monitoring signal from the terminal 16 are input to the pulse width selection circuit 18, and the pulse width selection circuit 18 selects the C pulse as follows depending on the input state (: In other words, when the digital main signal a is shown in Fig. 2a, and the digital monitoring signal is shown in Fig. 2b (2) (when the monitoring signal is 0'', the main signal 1'', A pulse with a pulse width of T and 0 (zero) is output for each,
When the monitoring signal is “L”, C2 is the main signal @1111,
@Q” sign (two pairs each to T-, △(△1=△
In case 2), a pulse with a pulse width is output. The output pulse of this pulse width selection circuit 18 causes the light source drive circuit 1 to
A light source 21 is driven through the terminal 9, and the light source output is sent to the receiving side 23 from the output terminal 22. A part of the output light of the light source 21 is input to the automatic output control circuit 24, and the light source drive circuit 19 is controlled by the output of the automatic output control circuit 24, so that the optical output power of the light source 21 is kept almost constant C:.

パルス選択回路181−は例えば出力パルス幅がT、T
−へ、△の三つの単安定マルチバイブレータが設けられ
、入力されたディジタル主信号及びディジタル監視信号
の1”、0“の組合せ状態Cユリじて、共にIIQJI
 、 IIQ”以外は前記三つの単安定マルチバイブレ
ータの一つが選択され、その選択されたものが、端子1
7のクロックにより駆動されるように構成される。△は
T/2J2を下、好ましくはT/10〜T/20程度と
され、パルス幅(T−へ)のパルスとパルス幅へのパル
スとを受信側で比較的容易(二識別できるよう(ユされ
る。
The pulse selection circuit 181- has an output pulse width of T, for example.
There are three monostable multivibrators, △ and △.
, IIQ", one of the three monostable multivibrators is selected, and the selected one is connected to terminal 1.
7 clock. △ is below T/2J2, preferably about T/10 to T/20, so that pulses with a pulse width (to T-) and pulses with a pulse width can be relatively easily distinguished on the receiving side (2). You will be beaten.

このように光源21の駆動電流パルスはパルス幅が入力
情報に応じて異なるが、パルス振幅は一定であるため第
3図(二示すようC二、I−L特性曲線11に対し入力
電流は曲線25で示すよう(二なり、出力パルス光強度
は曲線26で示すようCニ一定振幅パルスとなる。従っ
て第8図について述べたような監視信号による十分な変
調が行えなくなるおそれはなく、しかもバイアス電流I
Bを厳密(二制御する必要もなく、入力電流C−はぼ比
例したパルス幅で、振幅がほぼ一定の出力光パルスを安
定C−4ることができる。
In this way, the pulse width of the drive current pulse for the light source 21 varies depending on the input information, but the pulse amplitude is constant, so the input current is As shown by curve 25, the output pulse light intensity becomes a C constant amplitude pulse as shown by curve 26.Therefore, there is no risk of insufficient modulation by the monitoring signal as described in connection with FIG. current I
It is not necessary to strictly control B, and the input current C- can be stably outputted with a pulse width approximately proportional to the output optical pulse C-4 and whose amplitude is approximately constant.

受信(111123においては受信入力端子27に入力
された受信光信号は受光素子28で電気信号ζ二変換さ
れ、その電気信号は等化増幅器29で等化増穐されると
共(二雑旨成分が除去されて第2図dに示すような波形
が得られる。この等化出力は識別器31によりパルス幅
の変調度へか小さく雑音が小さい通常の動作状態(二お
いてタイミング回路32からのタイミング(−より誤り
無く識別され、第2図eに示すよう(二送信側14の主
信号人力aと同じ信号が主信号端子33(−再生出力さ
れる。従来無線通信に適用されていたような包絡線検波
回路では、第2図dの波形が得られるのみでこのままで
は監視信号抽出はできない。
In reception (111123, the received optical signal input to the reception input terminal 27 is converted into two electrical signals by the light receiving element 28, and the electrical signals are equalized and amplified by the equalization amplifier 29 (two noise components). is removed to obtain a waveform as shown in FIG. As shown in FIG. With such an envelope detection circuit, only the waveform shown in FIG. 2(d) is obtained, and the monitoring signal cannot be extracted as is.

この実施例においては増幅器29の出力は監視信号抽出
回路34に分岐供給される。監視信号抽出回路34にお
いて減算回路35(二より増幅器29の出力波形(第2
図d)と、識別器31の出力波形(第2図e)との減算
が行われ、第2図fの波形が得られる。これは整流回路
36C二通されて第2[Jgに示す波形とされ、さらに
低域通過ろ波器37により平滑されて第2図りに示すよ
う(二送信側14において加えられた監視信号(第2図
b)が受信側23(−おいて抽出され監視信号出力端子
38へ出力される。増幅器29の出力はタイミング回路
32(二も供給され、そのパルス周期と等しいタイミン
グ信号が抽出され、タイミング出力端子39へ供給され
る。
In this embodiment, the output of the amplifier 29 is branched and supplied to a supervisory signal extraction circuit 34. In the monitoring signal extraction circuit 34, the subtraction circuit 35 (output waveform of the second amplifier 29 (second
d) and the output waveform of the discriminator 31 (FIG. 2e) is subtracted to obtain the waveform shown in FIG. 2f. This signal is passed through two rectifier circuits 36C to form a waveform shown in the second [Jg, and is further smoothed by a low-pass filter 37 as shown in the second figure. 2b) is extracted at the receiving side 23 (-) and output to the monitoring signal output terminal 38. The output of the amplifier 29 is also supplied to the timing circuit 32 (2), and a timing signal equal to the pulse period is extracted and the timing signal is The signal is supplied to the output terminal 39.

以上説明したようにこの実施例では、送信側14C二お
いて監視信号を送るためCニパルス幅T、(T−へ)、
△、ゼロの選択を行い、安定な複合変調回路を実現し、
受信側23でパルス幅変調された受信波形が伝送媒体及
び受信回路内における帯域制限特性により、つまり等化
増幅器22ζ−よりノ(ルス幅の変化を振幅変化に変換
し、その振幅変化から監視信号を抽出して高品質の監視
信号伝送を可能(ユしている。
As explained above, in this embodiment, in order to send a monitoring signal at the transmitting side 14C2, the C pulse width T, (to T-),
By selecting △ and zero, a stable composite modulation circuit is realized.
On the receiving side 23, the pulse width modulated received waveform is converted into an amplitude change by the equalizing amplifier 22ζ due to the band-limiting characteristics of the transmission medium and the receiving circuit. It is possible to extract and transmit high-quality monitoring signals.

第1図ζ二示した実施例では、主信号の全てについて監
視信号による変調をかけることC二より監視信号を1云
送した。伝送路符号として補助符号を挿入しているm 
B I M (m binary witfi:1 m
arkinsertion )符号あるいはm B I
 C(m binary w、i、thl compl
ement ’m5ertion )符号、DmBIM
(differential m binary、 w
ith l mark “1”sertion )符号
があり、これらの符号により主信号を1云送する場合に
この発明を適用した実施例を示す。
In the embodiment shown in FIG. 1, all of the main signals are modulated by the supervisory signal, and one supervisory signal is sent from C2. An auxiliary code is inserted as a transmission path code.
B I M (m binary wifi:1 m
arkinsertion) code or m B I
C(m binary w, i, thl compl
element 'm5ertion) code, DmBIM
(differential m binary, w
ith l mark "1" sertion) codes, and an embodiment in which the present invention is applied to a case where one main signal is transmitted using these codes will be described.

第4図の例 第4図はmBIM符号C二対するこの発明の実施例を示
し、第5図はその動作原理を説明するための波形タイム
チャートである。この例ではm=2としている。すなわ
ち第4図(二おいて主信号入力端子151−加えられる
信号は第5図a(ユ示すようなランダムな情報の2ピツ
トII + I2 =対して、1ビツトのマーク″1”
符号が補助符号として1期的に挿入されている。この例
では第1図の実施例と異なって監視信号(二よって変調
される主信号は、この補助符号C二連してのみであって
、従って主信号の伝送品質に劣化を生じない利点を有す
る。
Example of FIG. 4 FIG. 4 shows an embodiment of the present invention for mBIM code C2, and FIG. 5 is a waveform time chart for explaining its operating principle. In this example, m=2. That is, the signal applied to the main signal input terminal 151 in FIG. 4 (2) is 2 bits of random information as shown in FIG.
The code is inserted once as an auxiliary code. In this example, unlike the embodiment shown in FIG. 1, the main signal modulated by the supervisory signal (2) is only this auxiliary code C two times in a row. have

第4図(:おいてパルス幅選択回路18内で主信号入力
端子15から入力された主信号よりブロック同期回路4
1により補助符号のタイムスロットC二同期したブロッ
ク同期パルス(第5図b)が抽出される。端子16から
の監視信号(第5図d)とブロック同期回路41からの
ブロック同期ノ(ルス(第5図b)とがアンドゲート4
2に供給されて、その出力として第5図e(=示すパル
ス幅制御パルスが得られる。このパルス幅制御パルスで
スライス回路43の一方の端子電圧が変化され、端子1
7よりスライス回路43+二人力されるクロック波形(
第5図C)のスライス電圧が高くされる。
FIG.
1, a block synchronization pulse (FIG. 5b) synchronized with time slot C of the auxiliary code is extracted. The monitoring signal from the terminal 16 (FIG. 5d) and the block synchronization signal from the block synchronization circuit 41 (FIG. 5b) are connected to the AND gate 4.
2, and the pulse width control pulse shown in FIG.
Clock waveform generated by slice circuit 43 + two people from 7 (
The slice voltage in Figure 5C) is increased.

従ってスライス回路43の出力は第5図f≦ユ示すよう
C:主信号中の情報符号I、 、 I2のタイムスロッ
トのパルス幅が常(二Tで、補助符号″1”のタイムス
ロットのパルス幅が監視信号の“工”。
Therefore, the output of the slice circuit 43 is as shown in FIG. The width is the “work” of the monitoring signal.

0″に対応してT−△、Tなるパルス幅を有するような
波形が得られる。このスライス回路43の出力と端子1
5の主信号とがアンドゲート44へ供給され、アンドゲ
ート44の出力は光源駆動回路19、光源21を通じて
送信出力端子22に供給され、出力端子22に第5図g
 C示すような補助符号″1”のみ監視信号によるパル
ス幅変調を受けた複合変調の光波形が得られる。
A waveform having a pulse width of T-Δ and T corresponding to 0'' is obtained.The output of this slice circuit 43 and the terminal 1
The main signal of FIG.
A composite modulated optical waveform is obtained in which only the auxiliary code "1" is pulse width modulated by the monitoring signal as shown in C.

受信側23では受信光信号は受光素子27、増幅器28
、識別器31(=順次通されて主信号が再生されて端子
33(二得られる。監視信号抽出回路34では識別器3
1の分岐出力がブロック同期回路45に入力されてブロ
ック同期パルス(第5図i)が検出される。等化増幅器
29の出力波形(第5図h)がアナログゲート46に供
給され、ブロック同期パルス(第5図1)によりアナロ
グゲート46が制御され、主信号中の補助符号“1”の
タイムスロットのみの受信波形(第5図g)がとり出さ
れる。このアナログゲート46の出力は低域ろ波器47
、反転増幅器48を順次通じ、それぞれ第5図k、第5
図1のような波形とされ、監視信号抽出回路34の出力
端子38には正しく監視信号が再生される。なお第5図
gの主信号中の情報符号Il、I’2は11” IIQ
”をランダムC取り得るため、第5図りは11. I2
がそれぞれ1″1.IIQ”の何れをもとった場合を想
定して示してあり、従っていわゆるアイパターン波形と
同様なものとなる。
On the receiving side 23, the received optical signal is passed through a light receiving element 27 and an amplifier 28.
, the discriminator 31 (= the main signal is regenerated and obtained from the terminal 33 (2). In the monitoring signal extraction circuit 34, the discriminator 3
The branch output of 1 is input to the block synchronization circuit 45, and a block synchronization pulse (FIG. 5i) is detected. The output waveform of the equalizing amplifier 29 (Fig. 5 h) is supplied to the analog gate 46, and the analog gate 46 is controlled by the block synchronization pulse (Fig. 5 1), and the time slot of the auxiliary code "1" in the main signal is Only the received waveform (Fig. 5g) is extracted. The output of this analog gate 46 is passed through a low-pass filter 47.
, an inverting amplifier 48, respectively.
The waveform is as shown in FIG. 1, and the monitoring signal is correctly reproduced at the output terminal 38 of the monitoring signal extraction circuit 34. Note that the information codes Il and I'2 in the main signal in Fig. 5g are 11" IIQ
” can take a random C, so the fifth diagram is 11.I2
are shown on the assumption that each of the waveforms is 1"1.IIQ", and is therefore similar to a so-called eye pattern waveform.

m81c符号およびDmBIM符号Cおいては補助符号
とその直前の情報ビットの関係は互に補助符号の関係に
あるので、補助符号とその直前の情報ビットは「“11
“O”」あるいは「0”1”」の符号パターンζ二限定
される。従ってこの2ビツトのパターンは周期的に現わ
れ、これを一つの周期パターンとしてとらえて第4図C
ユおけると同様に監視信号によりパルス幅変調すれば監
視信号の1云送が可能(二なる。このようl:mBIM
およびmBlc、DmBIM符号(二対して補助符号あ
るいは補助符号とその直前ビットのみに複合変調をかけ
るこの発明の実施例では残りの情報ビットに対しては品
質劣化をひき起すことなく監視信号の伝送が行える利点
がある。またこの発明の実施例では主信号″′1”(マ
ーク)符号時のみパルス幅がT又はT−△となる複合変
調をかけているので、第1図(二おいて述べたような△
なる細いパルスを造る必要がなく、高速変調が可能であ
るという利点を有する。
In the m81c code and the DmBIM code C, the relationship between the auxiliary code and the information bit immediately before it is that of the auxiliary code, so the auxiliary code and the information bit immediately before it are "11".
The code pattern ζ is limited to "O" or "0" and "1". Therefore, this 2-bit pattern appears periodically, and if we consider this as one periodic pattern, we can see the pattern shown in Figure 4C.
If the monitoring signal is pulse-width modulated in the same way as in the case of the ``mBIM'', it is possible to send one monitoring signal.
and mBlc, DmBIM code (2) In contrast, in the embodiment of the present invention in which complex modulation is performed only on the auxiliary code or the auxiliary code and the bit immediately before it, the supervisory signal can be transmitted for the remaining information bits without causing quality deterioration. In addition, in the embodiment of the present invention, composite modulation is applied so that the pulse width is T or T-Δ only when the main signal "'1" (mark) code is used. Like △
It has the advantage that there is no need to create narrow pulses and high-speed modulation is possible.

第6図の例 第6図はこの発明の池の実施例を示しm81cあるいは
DmBIM符号の補助符号のみに対して複合変調を行っ
ている例であり、第7図はその動作を説明する波形タイ
ムチャートである。端子15からの主信号は第7図ai
二示すように11−、 I2なる情報符号C;ひきつづ
き補助符号T2が挿入された符号列となっている。この
符号列からブロック同期回路41によりブロック同期パ
ルスが第7図C(二示すよう(ユ抽出され、これと端子
16からの監視信号の波形(第7図C)との論理積がア
ントゲ−) 42+二よりとられ、その出力≦二よりパ
ルス幅選択回路49が制御される。このパルス幅選択回
路49の出力パルス幅は補助符号の1”、0”状態と監
視信号の”1”、O”状態とにより第1図(二ついて説
明したようにT、T−へ、△、0(ゼロ)の何れかをと
る。光源駆動回路19、光源21を通った波形は第7図
dに示すように、つまり監視信号が1”(マーク)の時
のみ補助符号が1”、0”に対応してそれぞれT−△。
Example of Fig. 6 Fig. 6 shows an embodiment of the present invention, and is an example in which complex modulation is performed only on the auxiliary code of m81c or DmBIM code, and Fig. 7 shows the waveform time to explain the operation. It is a chart. The main signal from terminal 15 is shown in Figure 7 ai.
As shown in FIG. 2, the information code C is 11-, I2, and the auxiliary code T2 is subsequently inserted into the code string. From this code string, the block synchronization circuit 41 extracts a block synchronization pulse as shown in FIG. 42+2, and the pulse width selection circuit 49 is controlled based on its output≦2.The output pulse width of this pulse width selection circuit 49 is determined by the 1", 0" states of the auxiliary code and the "1", 0 state of the monitoring signal. "Depending on the state, it takes either T, T-, △, or 0 (zero) in Figure 1 (as explained in Figure 1). The waveform passing through the light source drive circuit 19 and light source 21 is shown in Figure 7 d. In other words, only when the monitoring signal is 1'' (mark), the auxiliary code is T-Δ corresponding to 1'' and 0'', respectively.

△なるパルス幅の光信号となり、主信号中の池の情報符
号(二対応した光パルスは、監視信号(ユよる変調を受
けない波形となり、送信出力端子22に導かれる。
The optical pulse becomes an optical signal with a pulse width of Δ, and the optical pulse corresponding to the information code (2) in the main signal becomes a waveform that is not modulated by the monitoring signal (Y), and is guided to the transmission output terminal 22.

受信側23では識別器31により再生された符号列から
ブロック同期回路45(二よりブロック同期パルスが検
出され、第7図f(二示す波形が得られる。等化増幅器
29の出力波形(第7図e)とその1タイムスロット分
の遅延素子51により遅延された出力(第7図g)とが
減算回路35(二より減算され、第7図h(−示すよう
な波形が得られる。この減算出力波形はアナログゲート
46によりブロック同期パルス(第7図f)のタイムス
ロットのみが第7図1(二示すように打ち抜かれ、その
アナログゲート46の出力は整流回路36、低域ろ波器
37、反転増幅器48を通り、監視信号受信端子38ζ
ユ導かれる。監視信号受信波形は第7図1に示すように
正しく伝達されること(−なる。
On the receiving side 23, a block synchronization pulse is detected from the block synchronization circuit 45 (2) from the code string reproduced by the discriminator 31, and the waveform shown in FIG. e) and the output delayed by the delay element 51 for one time slot (g) in FIG. From the subtracted output waveform, only the time slot of the block synchronization pulse (FIG. 7f) is punched out by the analog gate 46 as shown in FIG. 37, passes through the inverting amplifier 48 to the monitoring signal receiving terminal 38ζ
Yu is guided. The received supervisory signal waveform is correctly transmitted as shown in FIG. 7 (-).

この実施例では主信号中の補助符号の波形のみC−複合
パルス幅変調により監視信号が1云送されるため、主信
号中の池の情報符号伝送における品質劣化を生じなく、
高品質の監視信号伝送が行える利点がある。
In this embodiment, only the waveform of the auxiliary code in the main signal is transmitted as one supervisory signal by C-composite pulse width modulation, so there is no quality deterioration in the transmission of the information code in the main signal.
It has the advantage of being able to transmit high-quality supervisory signals.

「発明の効果」 以上説明したようC二この発明によれば監視信号伝送の
ために、主信号のパルス幅をT 、 (T−△1)。
"Effects of the Invention" As explained above, according to the present invention, the pulse width of the main signal is T, (T-Δ1) for monitoring signal transmission.

△2及びO(ゼロ)の何れか(二制御すること(二より
高品質の1云送が可能になり、特に半導体レーザ宿・の
非直線性の大きな光源素子を用いる通信装置(二連用す
ればバイアス電流IBの制御を行う必要がなく、比較的
簡単な構成とすることができ効果は大きい。
By controlling either △2 or O (zero), it becomes possible to send a message of higher quality than that of 2, and it is especially useful for communication devices that use a light source element with large nonlinearity such as a semiconductor laser. For example, there is no need to control the bias current IB, and the configuration can be relatively simple, which is highly effective.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図はこの発明の実施例を示すブロック図、第2図は
第1図(二示した方式の動作原理を説明するための波形
タイムチャード、第3図は第1図中の半導体レーザの入
出力特性、入力電流、出力光の例を示す図、第4図はこ
の発明をmBIM符号の主信号(二連用した例を示すブ
ロック図、第5図は第4図に示した方式の動作原理を説
明するための波形タイムチャート、第6図はこの発明を
m131C符号の主信号に適用した例を示すブロック図
、第7図はその動作原理を説明するための波形タイムチ
ャート、第8図は従来の複合変調を説明するための半導
体レーザの入出力特性、入力電流、出力光の例を示す図
である。 14:送信側、15:主信号入力端子、16:監視信号
入力端子、17:クロック入力端子、18:パルス幅選
択回路、19:光源駆動回路、21:光源、22:光源
出力端子、23:受信側、24:自動出力制御回路、2
7:受信入力端子、28:受光素子、29:等化増幅器
、31:識別器、32:タイミング回路、33:受信主
信号出力端子、34:監視信号抽出回路、36:整流回
路、37:低域通過ろ波器、38:受信監視信号出力端
子、39:受信タイミング出力端子、41.45ニブロ
ック同期回路、43ニスライス回路、48:反転増幅器
。 特許出願人  日本電信電話公社 代  理  人   草  野      卓陀1圏 士1 牛2図 ヤ3回 ヤ40 L−−−一−−−−−−−−−−−−−−−−−一一−
−−−」斥6回 一一一一一一一 −一 o      o       (J       ’
口     Φ     に■   =   ・−・−
エ  − 沖 7図 坩8固
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform time chart for explaining the operating principle of the system shown in FIG. A diagram showing an example of input/output characteristics, input current, and output light. Fig. 4 is a block diagram showing an example in which this invention is used as the main signal of mBIM code (dual use). Fig. 5 shows the operation of the method shown in Fig. 4. FIG. 6 is a block diagram showing an example in which the present invention is applied to the main signal of the m131C code. FIG. 7 is a waveform time chart to explain the principle of operation. FIG. 8 is a waveform time chart for explaining the principle of operation. is a diagram showing an example of input/output characteristics, input current, and output light of a semiconductor laser to explain conventional composite modulation. 14: Transmission side, 15: Main signal input terminal, 16: Monitoring signal input terminal, 17 : Clock input terminal, 18: Pulse width selection circuit, 19: Light source drive circuit, 21: Light source, 22: Light source output terminal, 23: Receiving side, 24: Automatic output control circuit, 2
7: Reception input terminal, 28: Photodetector, 29: Equalization amplifier, 31: Discriminator, 32: Timing circuit, 33: Reception main signal output terminal, 34: Monitoring signal extraction circuit, 36: Rectifier circuit, 37: Low Band pass filter, 38: Reception monitoring signal output terminal, 39: Reception timing output terminal, 41.45 Ni block synchronization circuit, 43 Ni slice circuit, 48: Inverting amplifier. Patent Applicant: Representative of Nippon Telegraph and Telephone Public Corporation Person: Takuda Kusano 1 Kenshi 1 Cow 2 Figures 3 Times 40 L---1------11 −
---” 6 times 111111-1o o (J'
■ in the mouth Φ = ・−・−
E - Offshore 7 tu 8 solid

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)送信側で“1”、“0”のデイジタル主信号と、
“1”、“0”のデイジタル監視信号とを入力し、上記
デイジタル主信号が“1”、デイジタル監視信号が“0
”で送出パルスの幅をTとし、デイジタル主信号が“1
”、デイジタル監視信号が“1”で送出パルスの幅をT
−Δ_1(Δ_1<T/2)とし、デイジタル主信号が
“0”、デイジタル監視信号が“1”で送出パルスの幅
をΔ_2(Δ_2<T/2)とし、デイジタル主信号が
“0”、デイジタル監視信号が“0”で送出パルスをゼ
ロとし、受信側で受信信号を等化増幅してパルス幅の変
化を振幅変化に変換し、その振幅変化からデイジタル監
視信号を復調し、上記受信信号をパルス変調信号に対す
る復調により上記デイジタル主信号を識別復調するデイ
ジタル伝送方式。
(1) Digital main signal of “1” and “0” on the transmitting side,
The above digital main signal is “1” and the digital monitoring signal is “0”.
”, the width of the sending pulse is T, and the digital main signal is “1”.
”, the width of the sending pulse is T when the digital monitoring signal is “1”.
-Δ_1 (Δ_1<T/2), the digital main signal is "0", the digital monitoring signal is "1", the width of the sending pulse is Δ_2 (Δ_2<T/2), the digital main signal is "0", When the digital monitoring signal is "0", the sending pulse is set to zero, and the receiving side equalizes and amplifies the received signal, converts the change in pulse width into an amplitude change, demodulates the digital monitoring signal from the amplitude change, and converts the received signal to A digital transmission method that identifies and demodulates the digital main signal by demodulating the pulse modulated signal.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020017853A (en) * 2018-07-25 2020-01-30 富士通株式会社 Control signal sending/receiving system and control signal sending/receiving method

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2020017853A (en) * 2018-07-25 2020-01-30 富士通株式会社 Control signal sending/receiving system and control signal sending/receiving method

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