JPS61157019A - 90× phase-shifting circuit - Google Patents
90× phase-shifting circuitInfo
- Publication number
- JPS61157019A JPS61157019A JP27460784A JP27460784A JPS61157019A JP S61157019 A JPS61157019 A JP S61157019A JP 27460784 A JP27460784 A JP 27460784A JP 27460784 A JP27460784 A JP 27460784A JP S61157019 A JPS61157019 A JP S61157019A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- base
- phase
- phase shift
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 和回路に関する。[Detailed description of the invention] Regarding sum circuits.
従来、90度移相回路としては、第3図に示すように、
容量結合されたペース接地形トランジスタ(増幅器)
QGBに、コレクタ接地形トランジスタ(増幅器) Q
Goなどの低出力インピーダンス回路により信号を人力
するようにしたものがある。これはコンデンサCH8に
より、該コンデンサCisを流れる電流を上記入力信号
電圧より90度進ませ、出力端子OUTから90度移相
された出力電圧を得るものである。この回路は、LC移
相回路と異なり、原理的には周波数依存性がないため、
無調整化、又は特に集積回路化に好適する。Conventionally, as a 90 degree phase shift circuit, as shown in Fig. 3,
Capacitively coupled pace grounded transistor (amplifier)
QGB, collector grounded transistor (amplifier) Q
There are devices that manually generate signals using low output impedance circuits such as Go. This is because the capacitor CH8 causes the current flowing through the capacitor Cis to lead the input signal voltage by 90 degrees, thereby obtaining an output voltage phase-shifted by 90 degrees from the output terminal OUT. Unlike the LC phase shift circuit, this circuit has no frequency dependence in principle, so
Suitable for non-adjustment or especially for integrated circuits.
第4図は、上記回路と差動増幅器DAを組合わせて、出
力信号の増大を図ったものである。FIG. 4 shows an attempt to increase the output signal by combining the above circuit with a differential amplifier DA.
即ち、第3図で示すところの出力端子OUTが、差動増
幅器DAの第1のトランジスタQ、のベースに接続され
、第2のトランジスタQ、のベースには上記第1のトラ
ンジスタQ1のベースと同じバイアス電圧がかかるよう
に、第3及び第4のトランジスタQ、及びQ4、抵抗R
1及びR1から成るカレントミラー回P8CVが接続さ
れている。従りて、上記移相用のベース接地形トランジ
スタQGBの出力は、差動増幅器DAでさらに増幅され
、出力端子OUT、及びOU’r。That is, the output terminal OUT shown in FIG. 3 is connected to the base of the first transistor Q of the differential amplifier DA, and the base of the second transistor Q is connected to the base of the first transistor Q1. The third and fourth transistors Q and Q4 and the resistor R are connected so that the same bias voltage is applied.
A current mirror circuit P8CV consisting of R1 and R1 is connected. Therefore, the output of the grounded base transistor QGB for phase shifting is further amplified by the differential amplifier DA, and the output terminals OUT and OU'r.
に出力される。is output to.
しかしながら、上記のような従来の90度移相回路は、
実際には、出力に十分大きい出力電圧を得ようとすると
、ベース接地形トランジスタQGBの負荷抵抗R8が大
きくなる。又、第4図のように移相回路の後段に差動増
幅器DAを接続しても、差動増幅器DAの負荷抵抗R,
IR,が大きくなってしまう。この結果、コレクタ出力
容量等のトランジスタの高周波特性により、嘔らにはス
トレーキャパシタ(浮遊容量)により、信号の位相が遅
れてしまい、正確な90度移相を行うことができなかっ
た。However, the conventional 90 degree phase shift circuit as described above,
In fact, in order to obtain a sufficiently large output voltage, the load resistance R8 of the grounded base transistor QGB becomes large. Moreover, even if the differential amplifier DA is connected to the rear stage of the phase shift circuit as shown in FIG. 4, the load resistance R of the differential amplifier DA,
IR becomes large. As a result, the phase of the signal is delayed due to the high frequency characteristics of the transistor such as the collector output capacitance, and also due to the stray capacitance, making it impossible to perform an accurate 90 degree phase shift.
第5図に、その各部のベクトルを示す。即ち、入力電圧
Vinを基準に、ペース接地形トランジスタQaBの位
相遅れを01、その出力電圧ペグトルを”I、差動増幅
器DAL:DA相:れを02とすると、出力げ、圧ベク
トルv2はθ1+02の遅れとなり、901iの移相が
できない。FIG. 5 shows the vectors of each part. That is, with the input voltage Vin as a reference, if the phase delay of the pace grounding transistor QaB is 01, its output voltage pegtor is ``I'', and the differential amplifier DAL:DA phase is 02, the output voltage and pressure vector v2 are θ1+02. 901i phase shift is not possible.
本発明は上記の点に鑑みて成されたもので、トランジス
タの高周波特性等による位相遅れを補償することができ
る90度移相回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a 90-degree phase shift circuit that can compensate for phase delays caused by high frequency characteristics of transistors, etc.
即ち、本発明による90度移相回路は、移相用コンデン
サ及びベース接地形トランジスタ(増幅器)からなる移
相回路の後段に接続される差動増幅器の上記ペース接地
形トランジスタ(増幅器)gllIでない方の人力に、
レベル調整用抵抗及び第2のペース接地形トランジスタ
(増幅器)から成る位相遅れ補償回路出力を接続するこ
とにより、正確な90度移相を可能にしたものであり。That is, the 90-degree phase shift circuit according to the present invention is a differential amplifier connected to the latter stage of the phase shift circuit consisting of a phase shifting capacitor and a grounded base transistor (amplifier), which is not the grounded ground transistor (amplifier) gllI. Due to the human power of
An accurate 90 degree phase shift is made possible by connecting the output of a phase lag compensation circuit consisting of a level adjustment resistor and a second grounded transistor (amplifier).
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第1
図はその回路構成を示すもので、コ、 レクタが直流
電源VOを介して接地されたコレクタ接地形トランジス
タ(増幅器) Qoaのベースが、信号入力端子INK
接続されている。このトランジスタQGOのエミッタは
、抵抗R0を介して接地されると共に、ベースが直流電
源VB を介して接地されたベース接地形トランジス
タ(増幅器) QGBのエミッタに、移相用のコンデン
サCHEIを介して接続されている。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1st
The figure shows the circuit configuration. The base of Qoa is a collector-grounded transistor (amplifier) whose collector is grounded via the DC power supply VO, and the base of Qoa is the signal input terminal INK.
It is connected. The emitter of this transistor QGO is grounded via a resistor R0, and the base is connected to the emitter of a grounded base transistor (amplifier) QGB via a phase shifting capacitor CHEI, which is a grounded base transistor (amplifier) that is grounded via a DC power supply VB. has been done.
上記ベース接地形トランジスタQGBのコレゲタは、抵
抗R1及び直流電源v00を介して接地されると共に、
差動増幅器DAの第1のトランジスタQ、のベースに接
続されている。そして、この差動増幅器DAの第2のト
ランジスタQ。The collector of the grounded base transistor QGB is grounded via the resistor R1 and the DC power supply v00, and
It is connected to the base of the first transistor Q of the differential amplifier DA. And the second transistor Q of this differential amplifier DA.
のベースは、抵抗R1及び上記11i@Vaaを介して
接地されている。これら第1及び瀉2のトランジスタQ
、及びQ、の共通エミッタは、電流源IIeを介して接
地されている。又、それぞれのコレクタは抵抗R4又は
R3を介して、上記電源VCに接続されると共に、出力
端子OUT。The base of is grounded via the resistor R1 and the above 11i@Vaa. These first and second transistors Q
, and Q, are connected to ground via a current source IIe. Further, each collector is connected to the power supply VC via a resistor R4 or R3, and is also connected to an output terminal OUT.
又はOUT!に接続されている。Or OUT! It is connected to the.
そして、上記第2のトランジスタQ2のベースには、第
1のトランジスタQ、のベースト同じバイアス電圧がか
かるように、第3及び第4のトランジスタQ3及びQ4
、抵抗RI及びR1から成るカレントミラー回路CVが
接続されている。即ち、第1のトランジスタQ、のベー
スは、エミッタが抵、抗R8を介して接地され且つベー
スが第4のトランジスタQ4のベースト共通の第3のト
ランジスタQ、のコレクタに接続され、第2のトランジ
スタQ、のベースは、エミッタが抵抗R,を介して接地
され且つベースとコレクタが接続された第4のトランジ
スタQ4のコレクタに接続されている。但しこの場合、
第1のトランジスタQ、はベース接地形トランジスタQ
GEを介して第3のトランジスタQ、と接続され、又第
2のトランジスタQ、は位相遅れ補償回路PLCの第2
のベース接地形トランジスタ(増幅器)Qaを介して、
第4のトランジスタQ4と接続されている。The third and fourth transistors Q3 and Q4 are arranged so that the base of the second transistor Q2 receives the same bias voltage as the base of the first transistor Q.
, a current mirror circuit CV consisting of resistors RI and R1 is connected. That is, the base of the first transistor Q has an emitter that is grounded via a resistor R8, a base that is connected to the collector of the third transistor Q, which is common to the base of the fourth transistor Q4, and a base of the second transistor Q4. The base of the transistor Q is connected to the collector of a fourth transistor Q4, whose emitter is grounded via a resistor R, and whose base and collector are connected. However, in this case,
The first transistor Q is a grounded base transistor Q
GE is connected to the third transistor Q, and the second transistor Q is connected to the second transistor Q of the phase lag compensation circuit PLC.
Through the grounded base transistor (amplifier) Qa of
It is connected to the fourth transistor Q4.
即ち、上記位相遅れ補償口@PLC’は、第2のベース
接地形トランジスタQOと、レベル調整用の抵抗RLA
とから成るもので、H2のベース接地形トランジスタq
oは、上記ベース接地形トランジスタQGBとベースが
共通であり、コレクタが上記第2のトランジスタQ、の
ベースに接続され、エミッタが上記第4のトランジスタ
Q4のコレクタに接続されている。そして、レベル調整
用の抵抗RLAは、上記コレクタ接地形トランジスタQ
GGのエミッタと上記第2のベース接地形トランジスタ
Qcのエミッタとの間に介在されているものである。That is, the phase lag compensation port @PLC' includes a second grounded base transistor QO and a level adjustment resistor RLA.
It consists of H2 grounded base transistor q
o has a common base with the grounded base transistor QGB, a collector connected to the base of the second transistor Q, and an emitter connected to the collector of the fourth transistor Q4. The level adjustment resistor RLA is the collector-grounded transistor Q.
It is interposed between the emitter of GG and the emitter of the second grounded base transistor Qc.
このような回路構成の901i移相回路にあっては、コ
レクタ接地形トランジスタQoaの出力は、移相用コン
デンサCH8に供給されるのと同様に、レベル調整用抵
抗RLAを通して第2のベース接地形トランジスタqa
にも入力される。In the 901i phase shift circuit having such a circuit configuration, the output of the grounded collector transistor Qoa is supplied to the second grounded base transistor through the level adjustment resistor RLA in the same way as it is supplied to the phase shifting capacitor CH8. transistor qa
is also entered.
この時、理想的には、コレクタ接地形トランジスタQG
Cのエミッタ電位と、第2のペース接地形トランジスタ
Qaのエミッタitmを等しくしておき、レベル調整用
抵抗RLAにバイアス電圧が流れないようにしておくと
、ペース接地形トランジスタQOとQGBのエミッタ′
電流が等しくなり、又第3及び第4のトランジスタQ、
及びQ4の定電流源の電流も等しくできるため、温度ド
リフトにより差動増幅器DAの入力バランスが崩れるこ
とはない。At this time, ideally, the collector grounded transistor QG
By making the emitter potential of C and the emitter itm of the second pace grounding transistor Qa equal to each other and preventing the bias voltage from flowing to the level adjustment resistor RLA, the emitter potential of the pace grounding transistors QO and QGB becomes equal.
the currents are equal, and the third and fourth transistors Q,
Since the currents of the constant current sources Q4 and Q4 can be made equal, the input balance of the differential amplifier DA will not be disrupted due to temperature drift.
上記第2のペース接地形トランジスタQcの出力は、入
力′覗田と同位相のまま、差動増幅器DAの第2のトラ
ンジスタQ、のベースに人力され、第1のトランジスタ
Q、のベースに加えられる移相出力とベクトル合成され
ると共に増幅された後、出力端子0UT1及び0UT2
に出力される。The output of the second grounded transistor Qc is connected to the base of the second transistor Q of the differential amplifier DA while remaining in phase with the input 'Nozoda', and is added to the base of the first transistor Q. After being vector-combined and amplified with the phase-shifted output, the output terminals 0UT1 and 0UT2
is output to.
筒2図はこの移相回路のベクトル図を示すもので、図中
のベクトルV、は上記第5図と同様の位相補償されてい
ない場合の出力電圧位相である。ここで、上記の移相回
路に於いて、第1のトランジスタQ1のベースに信号が
人力されない場合を考えるならば、この時にはレベル調
整用抵抗RLAを介して、第2のペース接地形トランジ
スタQcにのみ信号が人力され、そのコレクタ出力が図
中にはベクトルV、として示されている。このベクトル
V、で示嘔れる電圧は、差動増幅器DAで反転増幅され
、出力電圧はベクトルv4となる。(但しこの場合、各
トランジスタ増幅器に於ける位相遅れは第5図の場合と
同じである。)即ち、電圧ベクトルv4とV。FIG. 2 shows a vector diagram of this phase shift circuit, and the vector V in the diagram is the output voltage phase when the phase is not compensated as in FIG. 5 above. Here, in the above phase shift circuit, if we consider the case where a signal is not input manually to the base of the first transistor Q1, in this case, it is transmitted to the second pace grounding transistor Qc via the level adjustment resistor RLA. Only the signal is input manually, and its collector output is shown as a vector V in the figure. The voltage represented by this vector V is inverted and amplified by the differential amplifier DA, and the output voltage becomes the vector v4. (However, in this case, the phase delay in each transistor amplifier is the same as in the case of FIG. 5.) That is, the voltage vectors v4 and V.
の合成ベクトルが、上記移相回路全体の出力電圧ベクト
ルであり、図中にはV、で示されている。但し、■4の
ベクトルの絶対値は、■、の位相が入力電圧Viaに対
して90度になるように合せられることが必要で、これ
は、■4のベクトルの絶対値が、
IV41=、/’i’票ロロπ
となるように、レベル調整用抵抗RLAの値を設定する
ことにより実現される。The composite vector is the output voltage vector of the entire phase shift circuit, and is indicated by V in the figure. However, the absolute value of the vector in ■4 must be adjusted so that the phase of ■ is 90 degrees with respect to the input voltage Via, which means that the absolute value of the vector in ■4 is IV41=, This is achieved by setting the value of the level adjustment resistor RLA so that /'i' vote Roroπ.
以上述べたように本発明によれば、トランジスタの高周
波特性又はストレーキャパシティによる位相遅れを補償
することの可能な90度移相回路を提供することができ
る。As described above, according to the present invention, it is possible to provide a 90-degree phase shift circuit that can compensate for phase delays due to high frequency characteristics or stray capacitance of transistors.
第1図は本発明の一実施例に係る901i移相回路の回
路構成を示す図、第2図は第1図の移相回路のベクトル
図、第3図及び第4図は従来の90度移相回路の回路構
成を示す図、第5図は第4図の移相回路のベクトル図で
ある。
DA・・・差動増幅器、CM・・・カレントミラー回路
、PLO・・・位相遅れ補償回路、CH8・・・移相量
コンデンサ、QGBIQO・・・ベース接地形トランジ
スタ(増幅器)、QGO・・・コレクタ接地形トランジ
スタ(増幅器)、RLA・・・レベル調整用抵抗。
出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1因
第2図
第3図
第4図FIG. 1 is a diagram showing the circuit configuration of a 901i phase shift circuit according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a vector diagram of the phase shift circuit of FIG. 1, and FIGS. 3 and 4 are conventional 90 degree A diagram showing the circuit configuration of the phase shift circuit, FIG. 5 is a vector diagram of the phase shift circuit of FIG. 4. DA...differential amplifier, CM...current mirror circuit, PLO...phase lag compensation circuit, CH8...phase shift capacitor, QGBIQO...grounded base transistor (amplifier), QGO... Collector grounded transistor (amplifier), RLA...level adjustment resistor. Applicant's Representative Patent Attorney Takehiko Suzue First Cause Figure 2 Figure 3 Figure 4
Claims (1)
低入力インピーダンス回路の出力端に一端が接続された
移相用コンデンサと、該移相用コンデンサの他端にエミ
ッタが接続され且つ第1の基準電位点にベースが接続さ
れた第1のトランジスタと、該第1のトランジスタのコ
レクタに一方の入力端が接続され且つ他方の入力端が第
2の基準電位点に接続された差動増幅器とから成る90
度移相回路に於いて、上記第2の基準電位点にコレクタ
が接続され且つ上記第1の基準電位点にベースが接続さ
れた第2のトランジスタと、該第2のトランジスタのエ
ミッタに一端が接続され且つ上記低入力インピーダンス
回路の出力端に他端が接続されたレベル調整用の抵抗と
から成る位相遅れ補償回路を設けたことを特徴とする9
0度移相回路。a low input impedance circuit into which an input signal is input; a phase shifting capacitor having one end connected to the output terminal of the low input impedance circuit; and a first reference having an emitter connected to the other end of the phase shifting capacitor. a first transistor whose base is connected to a potential point; and a differential amplifier whose one input terminal is connected to the collector of the first transistor and whose other input terminal is connected to a second reference potential point. become 90
The second transistor has a collector connected to the second reference potential point and a base connected to the first reference potential point, and one end of the second transistor is connected to the emitter of the second transistor. 9. A phase lag compensation circuit comprising a level adjustment resistor connected to the output end of the low input impedance circuit and the other end connected to the output end of the low input impedance circuit.
0 degree phase shift circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27460784A JPS61157019A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 90× phase-shifting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27460784A JPS61157019A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 90× phase-shifting circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61157019A true JPS61157019A (en) | 1986-07-16 |
Family
ID=17544087
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27460784A Pending JPS61157019A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 90× phase-shifting circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61157019A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4833340A (en) * | 1987-08-21 | 1989-05-23 | Nec Corporation | Phase shifter |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP27460784A patent/JPS61157019A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4833340A (en) * | 1987-08-21 | 1989-05-23 | Nec Corporation | Phase shifter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0455298B1 (en) | Electrically controllable oscillator circuit and electrically controllable filter arrangement comprising said circuit | |
US4829266A (en) | CMOS power operational amplifier | |
US5047727A (en) | Offset-voltage-balancing operational amplifier | |
US4276513A (en) | Auto-zero amplifier circuit with wide dynamic range | |
US5006727A (en) | Circuit arrangement for adjusting the amplitude of a signal | |
US4458210A (en) | Distortion compensated cross-coupled differential amplifier circuit | |
JPS61224607A (en) | Detection circuit for automatic gain control | |
US5117200A (en) | Compensation for a feedback amplifier with current output stage | |
US4536717A (en) | Compensated inverting/noninverting differential amplifier | |
US5140279A (en) | Slew rate enhanced linear amplifier | |
US4779057A (en) | Cascode amplifier with nonlinearity correction and improve transient response | |
JPS61157019A (en) | 90× phase-shifting circuit | |
JPS6334360Y2 (en) | ||
JPH0225286B2 (en) | ||
EP0534550B1 (en) | Impedance transformation circuit | |
JP2567869B2 (en) | Voltage / current conversion circuit | |
JPH018005Y2 (en) | ||
JP2969665B2 (en) | Bias voltage setting circuit | |
JPS62135008A (en) | Phase shift circuit | |
JP2566941B2 (en) | DC offset voltage compensation circuit for integrated circuit | |
JPH088656A (en) | Differential amplifier | |
JPH0611087B2 (en) | Voltage controlled oscillator | |
JPS61295701A (en) | Differential amplifier circuit type detector | |
JPS63175509A (en) | Differential amplifier circuit | |
JPH05191206A (en) | Phase shift circuit |