JPS61155882A - 後置積分法をパルス繰返し周波数切換式レーダに応用する方法とその方法を実行するための回路 - Google Patents
後置積分法をパルス繰返し周波数切換式レーダに応用する方法とその方法を実行するための回路Info
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- JPS61155882A JPS61155882A JP60287648A JP28764885A JPS61155882A JP S61155882 A JPS61155882 A JP S61155882A JP 60287648 A JP60287648 A JP 60287648A JP 28764885 A JP28764885 A JP 28764885A JP S61155882 A JPS61155882 A JP S61155882A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
１１」９泗」朶夏
この発明はパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）ドツプラーに
おいて後置積分法を応用するための方法と回路に関する
ものである。
おいて後置積分法を応用するための方法と回路に関する
ものである。
従来の技術
低周波数レーダにおいて、パルス繰返し周波数が比較的
低いということは、低高度で使われるドツプラー・フィ
ルタの（第１図に示したような）パターンの阻止帯域と
通過帯域の比が高い（４０％）ことを意味する。空中タ
ーゲットでその漂動速度がフィルタの阻止帯域に対応す
るものが多数検出されないように、目的とするターゲッ
トの照射時間中は繰返し周波数（ＲＦ）を変える。こう
することにより周波数がＦＲ／２より低いエコーを乱す
ことなしに、前記空中ターゲットの漂動周波数をずらす
ことができる。
低いということは、低高度で使われるドツプラー・フィ
ルタの（第１図に示したような）パターンの阻止帯域と
通過帯域の比が高い（４０％）ことを意味する。空中タ
ーゲットでその漂動速度がフィルタの阻止帯域に対応す
るものが多数検出されないように、目的とするターゲッ
トの照射時間中は繰返し周波数（ＲＦ）を変える。こう
することにより周波数がＦＲ／２より低いエコーを乱す
ことなしに、前記空中ターゲットの漂動周波数をずらす
ことができる。
従って、漂動周波数がフィルタの通過帯域に入るような
繰返し周波数に対応する、照射時間中のある時間に全空
中ターゲットを検出することができる。この結果エコー
は分割されるので、このようなエコーに対しては従来の
後置積分法を適用することはできない。
繰返し周波数に対応する、照射時間中のある時間に全空
中ターゲットを検出することができる。この結果エコー
は分割されるので、このようなエコーに対しては従来の
後置積分法を適用することはできない。
従来の方法では、後置積分法は
− 全照射時間あるいは、
−全照射時間の平均またはその一部の時間、について行
なう。前者では、ターゲットが照射時間中のほんの一部
の時間だけドツプラーフィルタの出力に現われるときに
は損失が起こる。また後者では、エコーが全照射時間中
のかなりの時間にわたって現われるときに損失が起こる
。
なう。前者では、ターゲットが照射時間中のほんの一部
の時間だけドツプラーフィルタの出力に現われるときに
は損失が起こる。また後者では、エコーが全照射時間中
のかなりの時間にわたって現われるときに損失が起こる
。
検出損失はさらに表示器にうまく表示されない場合にも
起こる（エコーは画面上に点として現われる）。
起こる（エコーは画面上に点として現われる）。
発■が解決しようとする問題点
以上説明したように、パルス繰返し周波数切換式レーダ
で従来の後置積分法を用いたのでは検出損失が大きいと
いう問題がある。さらに、検出損失は表示器の性能にも
かかわっている。
で従来の後置積分法を用いたのでは検出損失が大きいと
いう問題がある。さらに、検出損失は表示器の性能にも
かかわっている。
問題点を解決するための手段
上に述べた、パルス繰返し周波数切換式レーダにおいて
従来の後置積分法を用いた場合の欠点を解決するために
、この発明は、−各パルス周波数に対応するリンクに検
出信号が供給される該レーダにおいて後置積分法を応用
する方法で、該方法は、−前検出信号を供給するリンク
を選ぶ操作と、−検出信号を供給しないリンクの信号は
すべて除いて上記前検出信号の和演算を行なう操作と、 −選び出したリンクの数の関数としてしきい値信号を発
生する操作と、 −上記信号の和と上記しきい値信号の比較を行ない、該
和が該しきい値信号より大きいときには出力信号を発生
する操作とから成る。
従来の後置積分法を用いた場合の欠点を解決するために
、この発明は、−各パルス周波数に対応するリンクに検
出信号が供給される該レーダにおいて後置積分法を応用
する方法で、該方法は、−前検出信号を供給するリンク
を選ぶ操作と、−検出信号を供給しないリンクの信号は
すべて除いて上記前検出信号の和演算を行なう操作と、 −選び出したリンクの数の関数としてしきい値信号を発
生する操作と、 −上記信号の和と上記しきい値信号の比較を行ない、該
和が該しきい値信号より大きいときには出力信号を発生
する操作とから成る。
この方法を実行する、出力リンクに検出信号を供給する
アンテナ受信回路を備えた、パルス繰返し周波数切換式
レーダに後置積分法を応用するための回路は、 −上記受信回路のリンクにつながる入力ひとつと、各出
力が上記レーダの繰返し周波数に対応している所定の数
の出力をもち、上記入力を上記出力のうちのその時点で
の繰返し周波数に対応する出力につなぐスイッチと、 −上記各出力につながり、加算信号値を出力に供給する
加算レジスタと、 −前検出信号の数に比例する上記しきい値信号を発生す
る回路と、 −上記加算レジスタの出力につながり、該加算レジスタ
の出力に供給される信号の加算を行なう加算回路と、 −一端は上記加算回路につながって積分結果を受け取り
、他端は上記しきい値信号発生回路につながっていて、
積分結果が前記しきい値を越えている場合には出力信号
を供給するコンパレータ回路と、 −各組合せがスイッチの開閉を制御する制御信号の組合
せを連続して供給する制御ユニットで、該制御信号の組
合せは制御信号の数に応じて毎回しきい値信号をひとつ
供給するように、上記しきい値信号発生回路を制御する
制御ユニットとを備えている。
アンテナ受信回路を備えた、パルス繰返し周波数切換式
レーダに後置積分法を応用するための回路は、 −上記受信回路のリンクにつながる入力ひとつと、各出
力が上記レーダの繰返し周波数に対応している所定の数
の出力をもち、上記入力を上記出力のうちのその時点で
の繰返し周波数に対応する出力につなぐスイッチと、 −上記各出力につながり、加算信号値を出力に供給する
加算レジスタと、 −前検出信号の数に比例する上記しきい値信号を発生す
る回路と、 −上記加算レジスタの出力につながり、該加算レジスタ
の出力に供給される信号の加算を行なう加算回路と、 −一端は上記加算回路につながって積分結果を受け取り
、他端は上記しきい値信号発生回路につながっていて、
積分結果が前記しきい値を越えている場合には出力信号
を供給するコンパレータ回路と、 −各組合せがスイッチの開閉を制御する制御信号の組合
せを連続して供給する制御ユニットで、該制御信号の組
合せは制御信号の数に応じて毎回しきい値信号をひとつ
供給するように、上記しきい値信号発生回路を制御する
制御ユニットとを備えている。
一作月
レーダ受信回−路（Ｅｌ）で受信した信号は、出力リン
ク（ｌＯ）から第１のスイッチ（Ｍｌ）を通してｎ個の
加算回路（Ｆｉ）に供給される。この加算回路は１サイ
クルの時間をＴとした場合、それぞれ時間Ｔ／ｎの開信
号の和を実行する。この加算回路からの出力（Ｅｌ）は
第２のスイッチ（Ｃｉ ）を通して加算回路（Ｃ３）に
供給され、そこで加算が行なわれる。加算回路からの出
力（ｒｌ）はしきい値信号発生回路（ｓｌ）からの信号
（ｓｌ）と比較される。もし加算回路（Ｃ３）からの信
号（ｒｌ）がしきい値信号発生回路（ｓｌ）からの信号
より大きい場合に外部回路に信号が出力される。
ク（ｌＯ）から第１のスイッチ（Ｍｌ）を通してｎ個の
加算回路（Ｆｉ）に供給される。この加算回路は１サイ
クルの時間をＴとした場合、それぞれ時間Ｔ／ｎの開信
号の和を実行する。この加算回路からの出力（Ｅｌ）は
第２のスイッチ（Ｃｉ ）を通して加算回路（Ｃ３）に
供給され、そこで加算が行なわれる。加算回路からの出
力（ｒｌ）はしきい値信号発生回路（ｓｌ）からの信号
（ｓｌ）と比較される。もし加算回路（Ｃ３）からの信
号（ｒｌ）がしきい値信号発生回路（ｓｌ）からの信号
より大きい場合に外部回路に信号が出力される。
第２のスイッチ（Ｃｉ ）としきい値信号発生回路（Ｓ
ｌ）には受信した信号の組合せ（ｂｌ）が供給されて、
スイッチ（Ｃｉ ）の制御を行なうとともに、供給され
た信号の数に応じたレベルの信号（ｓｌ）をしきい値信
号発生回路（ｓｌ）から発生させる。
ｌ）には受信した信号の組合せ（ｂｌ）が供給されて、
スイッチ（Ｃｉ ）の制御を行なうとともに、供給され
た信号の数に応じたレベルの信号（ｓｌ）をしきい値信
号発生回路（ｓｌ）から発生させる。
この回路全体の制御は制御ユニット（ＵＣ）からの信号
（ＵＣｉＳｂｉ）により行なわ九る。
（ＵＣｉＳｂｉ）により行なわ九る。
実施例
ブラインド速度を除去するにはビームがターゲットを横
切る通過時間Ｔの間に繰返し周波数ＦＲを変える。これ
に対し、トランスミッタのコヒーレンスにより生ずる固
定した２次走査のエコーを除去するにはＦＲを一定にし
ておく必要がある。
切る通過時間Ｔの間に繰返し周波数ＦＲを変える。これ
に対し、トランスミッタのコヒーレンスにより生ずる固
定した２次走査のエコーを除去するにはＦＲを一定にし
ておく必要がある。
このため、ブラインド速度条件がすべて満たされるよう
なＦＲの最小の値ｎを用いて通過時間Ｔをｎ等分するこ
とで問題を解決する。繰返し周波数はＴ／ｎ秒ごとに切
換わり、順番にｎ個の値Ｆｓをとる。
なＦＲの最小の値ｎを用いて通過時間Ｔをｎ等分するこ
とで問題を解決する。繰返し周波数はＴ／ｎ秒ごとに切
換わり、順番にｎ個の値Ｆｓをとる。
以下の記述では例として４つの周波数Ｆ１、Ｆ２）Ｆｓ
、Ｆ４を用いる。これらは２０ｍ５ごとに切換わる。
、Ｆ４を用いる。これらは２０ｍ５ごとに切換わる。
ｆｄを、照射時間Ｔの間一定の値をとる、地表面のエコ
ーのドツプラーに対するドツプラー周波数であると仮定
し、さらにＦ＋をその瞬間の繰返し周波数と仮定する。
ーのドツプラーに対するドツプラー周波数であると仮定
し、さらにＦ＋をその瞬間の繰返し周波数と仮定する。
すると換算ドツプラー周波数は、次式で表わされる。
フィルタのパターンは長方形であるので、ｆｔに数ａ＋
を、 ｆｔがフィルタの阻止帯域内にあるときにはａｌ＝０、 それ以外の場合にはＨｔ＝１と対応づけることができる
。
を、 ｆｔがフィルタの阻止帯域内にあるときにはａｌ＝０、 それ以外の場合にはＨｔ＝１と対応づけることができる
。
各ｆ、に対して、４つの周波数ｆｔそれぞれに対応する
４つのａｉの値を計算する。これは、第１近似でドツプ
ラフィルタの出力と後置積分の入力にターゲットがどう
現われるかを示す。
４つのａｉの値を計算する。これは、第１近似でドツプ
ラフィルタの出力と後置積分の入力にターゲットがどう
現われるかを示す。
第２図から第９図に、いろいろな場合の積分例を示す。
横軸が時間でζ縦軸が信号レベルである。
エコーがフィルタの通過帯域にあるときの基準値を１と
すると、４つの繰返し周波数に対応するａ’ｉ Ｓａｉ
＋ｌ 、 ａｓ＋２）ａｉ＋＊の順番で一回掃引を行な
っている間にエコーの振幅は変化する。
すると、４つの繰返し周波数に対応するａ’ｉ Ｓａｉ
＋ｌ 、 ａｓ＋２）ａｉ＋＊の順番で一回掃引を行な
っている間にエコーの振幅は変化する。
例えば、エコーは以下のいずれかの形態で出現する。
場合１：１１００
場合２：０１１０
場合３：００１１
場合４：１００１
場合１から場合３は第２図に、場合４は第６図に示す。
通過時間Ｔに合わせた従来の後置積分では入射信号と幅
Ｔの方形波の相関が求まる。今考えてい・ るエコー
に対して、場合１〜３では（１１１１に対して現われる
値と比べて）１／２の出力が得られる（第３図）のに対
し、場合４ではピークの振幅のみが１７２となる出力信
号（第７図）が出るというように結果が異なる。
Ｔの方形波の相関が求まる。今考えてい・ るエコー
に対して、場合１〜３では（１１１１に対して現われる
値と比べて）１／２の出力が得られる（第３図）のに対
し、場合４ではピークの振幅のみが１７２となる出力信
号（第７図）が出るというように結果が異なる。
区間Ｔ／２に合わせた後置積分を行なうと、場合１〜３
では第４図に示したようにピーク振幅が１のピークが得
られ、場合４では第８図に示したように振幅１／２のピ
ークが２つ現われる。後者の場合、前者と比べて雑音出
力は２倍である。
では第４図に示したようにピーク振幅が１のピークが得
られ、場合４では第８図に示したように振幅１／２のピ
ークが２つ現われる。後者の場合、前者と比べて雑音出
力は２倍である。
出力結果を、参照すべきエコー１１１１の場合と比較し
て信号対雑音比で表わすと以下のようになる。
て信号対雑音比で表わすと以下のようになる。
−区間Ｔで積分すると、
場合１．２．３ニー＝−５ａＥ３ 広いエコー場合４
ニー＝−６ｄＢ 狭いエコー −区間Ｔ／２で積分すると、 場合４ニー＝−９ｄＢ２ピーク 時間Ｔ／２の間だけ現われるエコーの理論的最少損失は
一３ｄＢである。
ニー＝−６ｄＢ 狭いエコー −区間Ｔ／２で積分すると、 場合４ニー＝−９ｄＢ２ピーク 時間Ｔ／２の間だけ現われるエコーの理論的最少損失は
一３ｄＢである。
区間Ｔに合わせた後置積分では従って、最適値と比べて
損失は３ｄＢとなる。
損失は３ｄＢとなる。
区間Ｔ／２に合わせた後置積分では損失は、場合１．２
．３ではＯで、場合４では６ｄＢである。
．３ではＯで、場合４では６ｄＢである。
後置積分を場合４に合うように行なうためには、ａｌと
ａ４の和を計算しなければならない。これは、場合４の
信号とシーケンス１００１の相関を計算することである
。
ａ４の和を計算しなければならない。これは、場合４の
信号とシーケンス１００１の相関を計算することである
。
この場合、最適の場合に対応するピーク振幅１が得られ
るはずである（が、他の場合にはうまくいかない）。
るはずである（が、他の場合にはうまくいかない）。
第９図は、相関の二次ローブのために整合フィルタの出
力でエコーが複数のピークをもつ可能性があることを示
す。これは、表示の質を悪くさせる可能性がある。実際
、これら２次ローブは考えている後置積分が整合しない
エコービーム位置に対応している。
力でエコーが複数のピークをもつ可能性があることを示
す。これは、表示の質を悪くさせる可能性がある。実際
、これら２次ローブは考えている後置積分が整合しない
エコービーム位置に対応している。
この場合、より高いレベルを与える、この状態に合った
組み合せが少なくともひとつ存在する。
組み合せが少なくともひとつ存在する。
同様に、各エコー位置に合った組み合せがひとつ存在す
る。従って、もし２次ローブが目で見えるくらいのレベ
ルをもっていれば、エコーは中間位置でも見えるはずで
ある。この場合エコーは不連続性のない一本の線となる
。
る。従って、もし２次ローブが目で見えるくらいのレベ
ルをもっていれば、エコーは中間位置でも見えるはずで
ある。この場合エコーは不連続性のない一本の線となる
。
この発明の回路は時間Ｔ／４ごとに用いられる。
約２０ｍ５の間に処理すべき約１０００の距離量子があ
る。このため計算時間のサイクルは２０μｓとなる。
る。このため計算時間のサイクルは２０μｓとなる。
第１０〜１２図を参照して、後置積分を切換式繰返し周
波数システムに適用するための本発明によるシステムを
以下に説明する。
波数システムに適用するための本発明によるシステムを
以下に説明する。
第１Ｏ図は後置積分適用のための本発明による回路の一
実施例である。
実施例である。
この図には出力リンクＩＯに受信信号を供給するレーダ
受信回路Ｅｌが見える。この出力リンクＩＯはスイッチ
Ｍ１またはマルチプレクサの入力につながっている。ス
イッチＭ１は、出力端１１．１２．１３．１４とつなが
ることによりリンク１０と加算レジスタＦｌ 、Ｆ２
、Ｆ３ 、Ｆ４の入力とを結びつける働きをする。
受信回路Ｅｌが見える。この出力リンクＩＯはスイッチ
Ｍ１またはマルチプレクサの入力につながっている。ス
イッチＭ１は、出力端１１．１２．１３．１４とつなが
ることによりリンク１０と加算レジスタＦｌ 、Ｆ２
、Ｆ３ 、Ｆ４の入力とを結びつける働きをする。
パルス繰返し周波数と同数の加算レジスタ（ＦｌからＦ
４）が必要である。この例では従って必要な加算レジス
タは４個である。
４）が必要である。この例では従って必要な加算レジス
タは４個である。
スイッチＭ１は、制御ユニットＵＣから供給される信号
ＵＣＩに制御される繰返し周波数が変わるごとに、ある
出力位置（例えば１１）から次の出力位置（図中の１２
）へと切換わる。
ＵＣＩに制御される繰返し周波数が変わるごとに、ある
出力位置（例えば１１）から次の出力位置（図中の１２
）へと切換わる。
レンジ内の距離量子と同数のメモリ・セルをもつ各加算
レジスタは、Ｆ−”Ｆｔ となる期間に対応するＴ／４
０時間の間レシーバからの信号の和を計算する。この和
は各サイクルごとに行なわれる。
レジスタは、Ｆ−”Ｆｔ となる期間に対応するＴ／４
０時間の間レシーバからの信号の和を計算する。この和
は各サイクルごとに行なわれる。
その際、各サイクルでレジスタはリセツトされる。
ＦＲの切換えのときに出力Σ１、Σ２）Σ３、Ｅ４に時
間Ｔに対応する部分和を表わすデータが４つ現われる。
間Ｔに対応する部分和を表わすデータが４つ現われる。
これらのデータは時間Ｔ／４ごとに更新される。
加算レジスタ（ＦｌからＦ４）の出力Σｌ〜Σ４には、
スイッチ０１〜Ｃ４を通して加算回路Ｏ５がつながって
いる。しきい値信号を生み出す回路Ｓ１がさらに出力８
１〜Ｅ４につながっている。
スイッチ０１〜Ｃ４を通して加算回路Ｏ５がつながって
いる。しきい値信号を生み出す回路Ｓ１がさらに出力８
１〜Ｅ４につながっている。
制御ユニットＵＣは相異なる信号ＵＣＩ、ＬＩＣ２）ｂ
ｌ、ｂ２）ｂ３、ｂ４を供給する。
ｌ、ｂ２）ｂ３、ｂ４を供給する。
信号ＵＣ１は、繰返し周波数が変わるごとにスイッチＭ
１をある位置から次の位置へと切換えるのに用いる。
１をある位置から次の位置へと切換えるのに用いる。
信号ｂ１〜ｂ４としては、信号の組合せを連続させたも
のがシリーズで供給される。この信号の各組み合せで、
スイッチ０１〜Ｃ４のうちのひとつ以上のスイッチを閉
じられるように制御を行なう。
のがシリーズで供給される。この信号の各組み合せで、
スイッチ０１〜Ｃ４のうちのひとつ以上のスイッチを閉
じられるように制御を行なう。
信号ｂ１〜ｂ４の各組合せはまた、しきい値信号を生み
出す回路Ｓｔにも供給される。この回路Ｓ１は組合せ信
号を受けて、供給された信号（ｂ１〜ｂ４）の数に対応
するレベルの信号ｓ１を発生する。信号ｂ１〜ｂ４の各
組合せに対して信号ＵＣ２が加算回路Ｃ８に供給される
。
出す回路Ｓｔにも供給される。この回路Ｓ１は組合せ信
号を受けて、供給された信号（ｂ１〜ｂ４）の数に対応
するレベルの信号ｓ１を発生する。信号ｂ１〜ｂ４の各
組合せに対して信号ＵＣ２が加算回路Ｃ８に供給される
。
加算回路Ｃ３はスイッチＣ１〜Ｃ４を通じて加算レジス
タＦ１〜Ｆ４から取り込んだ信号Σ１〜Σ４の加算を実
行する。
タＦ１〜Ｆ４から取り込んだ信号Σ１〜Σ４の加算を実
行する。
この加算回路Ｃ８は、信号８１〜Ｅ４の和を表わす信号
ｒ１を発生する。この信号ｒ１と信号Ｓｌはコンパレー
タ回路Ａ５の入力に供給される。
ｒ１を発生する。この信号ｒ１と信号Ｓｌはコンパレー
タ回路Ａ５の入力に供給される。
このコンパレータ回路Ａ５は、信号ｒ１のレベルが信号
Ｓ１より高い場合に、出力ＡＦＦから図に°はない外部
回路に信号を送り出す。
Ｓ１より高い場合に、出力ＡＦＦから図に°はない外部
回路に信号を送り出す。
以上より、第１０図の回路で実際に、受信した信号の組
合せに合った後置積分を行なうことができる。
合せに合った後置積分を行なうことができる。
第１１図を参照して、以下に本発明による回路の別の実
施例を説明する。
施例を説明する。
すぐ前に説明した回路は、受信したエコーの種類、即ち
シーケンスａ１がわからないことを前提としていた。
シーケンスａ１がわからないことを前提としていた。
第１１図の回路は、処理されたａｌのシーケンスを検出
する回路を備えている。
する回路を備えている。
このように構成された回路の働きは、前に述べた回路の
場合よりもずっと簡単になるはずである。
場合よりもずっと簡単になるはずである。
なぜなら、計算すべき和の種類としきい値の値をａｉの
関数として選択するだけでよいからである。
関数として選択するだけでよいからである。
第１１図には第１０図と同様、受信回路Ｅ１、スイッチ
Ｍ１、加算レジスタＦ１〜Ｆ４、加算回路Ｃ８１しきい
値信号発生回路Ｓ１が描いである。
Ｍ１、加算レジスタＦ１〜Ｆ４、加算回路Ｃ８１しきい
値信号発生回路Ｓ１が描いである。
それに加えて、しきい値回路Ａ１、Ａ２）Ａ３、Ａ４が
それぞれ加算レジスタＦ１、Ｆ２）Ｆ３、Ｆ４の出力に
つなげられている。各しきい値回路は受け取った信号Σ
１〜Ｅ４と所定のレベルの信号Ｓとを比較したあと出力
ａ１〜ａ４から２進値信号を発生する。受信信号のレベ
ルが信号Ｓより高い場合には１が、逆の場合には０が出
力される。
それぞれ加算レジスタＦ１、Ｆ２）Ｆ３、Ｆ４の出力に
つなげられている。各しきい値回路は受け取った信号Σ
１〜Ｅ４と所定のレベルの信号Ｓとを比較したあと出力
ａ１〜ａ４から２進値信号を発生する。受信信号のレベ
ルが信号Ｓより高い場合には１が、逆の場合には０が出
力される。
加算レジスタＦｌ−Ｆ４の出力はまた、スイッチ０１〜
Ｃ４をそれぞれ通して加算回路Ｃ８の入力につながって
いる。スイッチはしきい値回路Ａ１〜Ａ４の出力ａｌ−
ａ４の信号を受け取る。出力ａ１〜ａ４での２進値信号
が１のときに、対応するスイッチ０１〜Ｃ４を閉じさせ
る。このようにして、充分なレベルの信号８１〜Σ４の
みが加算回路Ｃ８に伝えられ、受信した雑音は除去され
る。
Ｃ４をそれぞれ通して加算回路Ｃ８の入力につながって
いる。スイッチはしきい値回路Ａ１〜Ａ４の出力ａｌ−
ａ４の信号を受け取る。出力ａ１〜ａ４での２進値信号
が１のときに、対応するスイッチ０１〜Ｃ４を閉じさせ
る。このようにして、充分なレベルの信号８１〜Σ４の
みが加算回路Ｃ８に伝えられ、受信した雑音は除去され
る。
出力ａ１〜ａ４はまた、しきい値信号発生回路Ｓ１の入
力にもつながっている。しきい値信号発生回路Ｓ１は出
力Ｓ１に、論理値１と認められた出力ａ１〜ａ４の数に
応じて４通りの値をとることが可能な信号を発生する。
力にもつながっている。しきい値信号発生回路Ｓ１は出
力Ｓ１に、論理値１と認められた出力ａ１〜ａ４の数に
応じて４通りの値をとることが可能な信号を発生する。
加算回路Ｃ３は受け取った信号Σ１〜Ｅ４の和信号を発
生する。この和信号はコンパレータ回路Ａ５の一方の入
力に供給される。コンパレータ回路Ａ５のもう一方の入
力は出力Ｓ１につながっている。
生する。この和信号はコンパレータ回路Ａ５の一方の入
力に供給される。コンパレータ回路Ａ５のもう一方の入
力は出力Ｓ１につながっている。
このコンパレータ回路Ａ５は、和信号−のレベルが出力
Ｓ１から受け取った信号のレベルよりも高いときに図に
はない外部回路に向けて出力ＡＦＦに所定のレベルの信
号を発生する。
Ｓ１から受け取った信号のレベルよりも高いときに図に
はない外部回路に向けて出力ＡＦＦに所定のレベルの信
号を発生する。
第１０図に示した実施例と同じく、この回路は制−信号
ＬＩＣＩとＵＣ２を発生する制御ユニツ）ＵＣにより制
御される。信号ＵＣＩはスイッチＭ１の制御を行ない、
信号ＵＣ２は加算回路Ｏ８としきい値回路Ｓ１の制御を
行なう。
ＬＩＣＩとＵＣ２を発生する制御ユニツ）ＵＣにより制
御される。信号ＵＣＩはスイッチＭ１の制御を行ない、
信号ＵＣ２は加算回路Ｏ８としきい値回路Ｓ１の制御を
行なう。
以上のようにして、第１１図の実施例を用いると繰返し
周波数に対する信号の前検出手段で、繰返し周波数の検
出が可能となり、その結果受信回路Ｅ１から受け取った
信号の形を知ることができる。
周波数に対する信号の前検出手段で、繰返し周波数の検
出が可能となり、その結果受信回路Ｅ１から受け取った
信号の形を知ることができる。
すると、必要なスイッチ０１〜Ｃ４を閉じることにより
、この形に適した後置積分が可能となる。
、この形に適した後置積分が可能となる。
そのあと、検出しきい値が、実行された後置積分のタイ
プに合わせて収められる（回路３１）。このようにして
損失は最少になる。
プに合わせて収められる（回路３１）。このようにして
損失は最少になる。
第１２図を参照して、本発明のさらに別の実施例を説明
する。
する。
この例では、第１Ｏ図の場合と同じく受信信号の形はわ
からない。しかし、比較操作、加算操作は第１０図のよ
うに順番にではなく、同時に並列して実行される。
からない。しかし、比較操作、加算操作は第１０図のよ
うに順番にではなく、同時に並列して実行される。
この回路の第１の部分は、受信回路Ｅ１、スイッチＭ１
、各繰返し周波数が割当てられる４つの加算レジスタＦ
１〜Ｆ４から成る。
、各繰返し周波数が割当てられる４つの加算レジスタＦ
１〜Ｆ４から成る。
レジスタＦ１〜Ｆ４の出力には加算回路Ｃ３１、Ｃ３２
）Ｃ３３がつながっている。加算回路Ｃ８１はデータ′
ｆ−１、Ｆ２）Ｆ３、Σ４を２つずつまとめて、各組合
せの信号の和をそれぞれ特定のリンク１１＋Σ２）〜（
Ｅ３＋Ｅ４）に供給する。
）Ｃ３３がつながっている。加算回路Ｃ８１はデータ′
ｆ−１、Ｆ２）Ｆ３、Σ４を２つずつまとめて、各組合
せの信号の和をそれぞれ特定のリンク１１＋Σ２）〜（
Ｅ３＋Ｅ４）に供給する。
組合せは６通りある。
回路Ｃ３２はデータΣ１〜Σ４を３つずつまとめて、各
組合せの信号の和をそれぞれ特定のリンク１ｌ−１−Ｅ
２＋Σ３）〜（Σ２＋Σ３＋Σ４）に供給する。組合せ
は４通りある。
組合せの信号の和をそれぞれ特定のリンク１ｌ−１−Ｅ
２＋Σ３）〜（Σ２＋Σ３＋Σ４）に供給する。組合せ
は４通りある。
最後の回路Ｃ３３は、データΣ１〜Ｅ４を加えて、その
結果の信号をリンクΣ１＋Σ２＋Σ３＋Ｅ４に供給する
。
結果の信号をリンクΣ１＋Σ２＋Σ３＋Ｅ４に供給する
。
加算回路Ｃ５Ｉ〜Ｃ３３のそれぞれの出力リンクとリン
クΣ１〜Σ４は、コンパレータ回路Ａｌｌにつながって
いる。リンクは全部で１５本あるので、コンパレータ回
路Ａｌｌは１５個必要である。
クΣ１〜Σ４は、コンパレータ回路Ａｌｌにつながって
いる。リンクは全部で１５本あるので、コンパレータ回
路Ａｌｌは１５個必要である。
以上に加えて、しきい値信号発生回路Ｓ１は、４つのし
きい値信号３１０、Ｓ２０、Ｓ３０、Ｓ４０を発生する
。
きい値信号３１０、Ｓ２０、Ｓ３０、Ｓ４０を発生する
。
しきい値儒号ＳＩＯは、信号Σｌひとつの受信に対応す
る。このしきい値信号ＳＩＯは、リンクΣｌ〜Ｅ４がつ
ながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給される。
る。このしきい値信号ＳＩＯは、リンクΣｌ〜Ｅ４がつ
ながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給される。
しきい値信号Ｓ２０は、信号Ｚｉ２つの受信に対応する
。このしきい値信号Ｓ２０は、加算回路Ｃ５１の出力リ
ンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給さ
れる。
。このしきい値信号Ｓ２０は、加算回路Ｃ５１の出力リ
ンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給さ
れる。
しきい値信号５３０は、信号Σｉ３つの受信に対応する
。このしきい値信号３３０は、加算回路Ｃ８２の出力リ
ンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給さ
れる。
。このしきい値信号３３０は、加算回路Ｃ８２の出力リ
ンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに供給さ
れる。
最後はしきい値信号Ｓ４０で、信号Ｅｉ４つの受信に対
応する。このしきい値信号Ｓ４０は、加算回路Ｃ３３の
出力リンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに
供給される。
応する。このしきい値信号Ｓ４０は、加算回路Ｃ３３の
出力リンクがつながっているコンパレータ回路Ａｌｌに
供給される。
データΣ１〜Σ４は従って、１５通りの組合せに対応し
て１５通りの和ができる。各相は、実行された和演算の
数に応じたしきい値と比較される。
て１５通りの和ができる。各相は、実行された和演算の
数に応じたしきい値と比較される。
コンパレータ回路Ａｌｌの出力は入力端子を１５個もつ
ＯＲ回路の入力につながっている。コンパレータ回路Ａ
ｌｌからは、比較されるしきい値を越えた組合せを示す
信号を供給するしきい値信号発生回路が少なくともひと
つある場合に出力ＡＦＦに論理値１の信号を発生する。
ＯＲ回路の入力につながっている。コンパレータ回路Ａ
ｌｌからは、比較されるしきい値を越えた組合せを示す
信号を供給するしきい値信号発生回路が少なくともひと
つある場合に出力ＡＦＦに論理値１の信号を発生する。
１５個ある出力の論理和は、時間Ｔ／４ごとに更新され
る検出信号を形成する。
る検出信号を形成する。
名旦Ω妻！
以上詳しく説明したように、ビームがターゲットを横切
る時間Ｔをブラインド速度条件を満たす最小の繰返し周
波数ｎで割ったＴ／ｎを周期として、繰返し周波数を順
番に切換えて後置積分を本発明の回路で行なうことによ
り損失を最小にできるという効果がある。
る時間Ｔをブラインド速度条件を満たす最小の繰返し周
波数ｎで割ったＴ／ｎを周期として、繰返し周波数を順
番に切換えて後置積分を本発明の回路で行なうことによ
り損失を最小にできるという効果がある。
第１図はドツプラー・フィルタのパターンの一例であり
、 第２〜９図は既知のシステムからのエコー信号の例で、 第１０図はこの発明による回路の一実施例、第１１図は
この発明による回路の別の実施例、第１２図はこの発明
による回路のさらに別の実施例である。 （主な参照番号） Ｅｌ・・レーダ受信回路、 Ｍｌ、Ｃ１〜Ｃ４・・スイッチ、 Ｆ１〜Ｆ４・・加算レジスタ、 Ｃ３，Ｃ３Ｉ〜Ｃ３３・・加算回路、 Ａ５、Ａｌｌ・・コンパレータ回路、 Ｓｌ・・しきい値発生回路、 ＵＣ・・制御ユニット、 Ａ１−Ａ４・・しきい値回路、 ＯＲ・・ＯＲ回路
、 第２〜９図は既知のシステムからのエコー信号の例で、 第１０図はこの発明による回路の一実施例、第１１図は
この発明による回路の別の実施例、第１２図はこの発明
による回路のさらに別の実施例である。 （主な参照番号） Ｅｌ・・レーダ受信回路、 Ｍｌ、Ｃ１〜Ｃ４・・スイッチ、 Ｆ１〜Ｆ４・・加算レジスタ、 Ｃ３，Ｃ３Ｉ〜Ｃ３３・・加算回路、 Ａ５、Ａｌｌ・・コンパレータ回路、 Ｓｌ・・しきい値発生回路、 ＵＣ・・制御ユニット、 Ａ１−Ａ４・・しきい値回路、 ＯＲ・・ＯＲ回路
Claims (4)
- （１）ｎ個のパルス繰返し周波数から成り、各繰返し周
波数ごとに検出信号がｎ個のリンクに供給されるパルス
繰返し周波数切換式レーダに後置積分法を応用する方法
で、該方法は、 −前検出信号を供給するリンクを選ぶ操作と、−検出信
号を供給しないリンクの信号はすべて除いて上記前検出
信号の和演算を行なう操作と、 −選び出したリンクの数の関数としてしきい値信号を発
生する操作と、 −上記信号の和と上記しきい値信号の比較を行ない、該
和が該しきい値信号より大きいときには出力信号を発生
する操作とから成る ことを特徴とする方法。 - （２）特許請求の範囲第１項に記載の方法を実行する、
出力リンクに検出信号を供給するアンテナ受信回路を備
えた、パルス繰返し周波数切換式レーダに後置積分法を
応用するための回路で、該回路は、 −上記受信回路のリンクにつながる入力ひとつと、各出
力が上記レーダの繰返し周波数に対応している所定の数
の出力をもち、上記入力を上記出力のうちのその時点で
の繰返し周波数に対応する出力につなぐスイッチと、 −上記各出力につながり、加算信号値を出力に供給する
加算レジスタと、 −前検出信号の数に比例する上記しきい値信号を発生す
る回路と、 −上記加算レジスタの出力につながり、該加算レジスタ
の出力に供給される信号の加算を行なう加算回路と、 −一端は上記加算回路につながって積分結果を受け取り
、他端は上記しきい値信号発生回路につながっていて、
積分結果が前記しきい値を越えている場合には出力信号
を供給するコンパレータ回路と、 −各組合せがスイッチの開閉を制御する制御信号の組合
せを連続して供給する制御ユニットで、該制御信号の組
合せは制御信号の数に応じて毎回しきい値信号をひとつ
供給するように、上記しきい値信号発生回路を制御する
制御ユニットと を備えていることを特徴とする回路。 - （３）特許請求範囲第２項に記載したパルス繰返し周波
数切換式レーダにおいて後置積分法を応用するための回
路で、該回路は、 −前記各加算レジスタの出力につながっていて、該レジ
スタの出力レベルと所定のしきい値信号を比較したあと
、前検出のできる繰返し周波数を示す検出信号（０又は
１）を供給するコンパレータ回路と、 −検出信号により制御され、上記加算レジスタの出力を
上記加算回路につなぐスイッチと、−上記コンパレータ
回路からの検出信号により制御され、受信した検出信号
の数に応じたレベルの信号を特許請求の範囲第２項に記
載の回路のコンパレータ回路の出力につながった出力に
供給するしきい値信号発生回路と を備えていることを特徴とする回路。 - （４）特許請求範囲第１項に記載した、繰返し周波数を
ｎ個もつパルス繰返し周波数切換式レーダに後置積分法
を応用するための回路で、該回路は、−加算レジスタと
同数の入力をもち、それぞれが１つの加算レジスタの出
力につながり、該加算レジタスから供給されるｎ個の信
号のうちのｐ個の信号の加算を実行して加算信号を ［ｎ（ｎ−１）…（ｎ−ｐ＋１）］／ｐ個の出力に供給
するシリーズになった（ｎ−１）個の加算回路と、 −それぞれが加算回路につながるコンパレータ回路の群
の集まりで、各群は該加算回路の出力数と同数個の加算
回路から成り、ひとつの群のコンパレータ回路は該群に
特有の値をもち、上記加算回路から加算信号を受け取り
該コンパレータ回路の操作を決定するしきい値信号を受
け取るコンパレータ回路群の集まりと、 −それぞれが上記加算レジタスの出力につながり、さら
に所定のしきい値信号を受け取り、該加算レジスタが、
対応する出力に該しきい値信号より大きいレベルの信号
を供給するときに作動するコンパレータ回路ｎ個から成
る回路群と、 −全コンパレータ回路とつながり、少なくともひとつの
しきい値信号発生回路が作動するときに出力信号を供給
する論理ＯＲゲートと を備えていることを特徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8419648 | 1984-12-21 | ||
| FR8419648A FR2575297B1 (fr) | 1984-12-21 | 1984-12-21 | Procede d'adaptation de la post-integration dans un radar a frequences de recurrence commutees et circuit mettant en oeuvre ce procede |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61155882A true JPS61155882A (ja) | 1986-07-15 |
Family
ID=9310883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60287648A Pending JPS61155882A (ja) | 1984-12-21 | 1985-12-20 | 後置積分法をパルス繰返し周波数切換式レーダに応用する方法とその方法を実行するための回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4727375A (ja) |
| EP (1) | EP0187588B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61155882A (ja) |
| CA (1) | CA1248206A (ja) |
| DE (1) | DE3579575D1 (ja) |
| FR (1) | FR2575297B1 (ja) |
| GR (1) | GR853123B (ja) |
| IN (1) | IN165672B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010071728A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Fuji Heavy Ind Ltd | 測距システム |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4847622A (en) * | 1988-02-26 | 1989-07-11 | Electronique Serge Dassault | Coherent pulse radars |
| US4894660A (en) * | 1988-10-12 | 1990-01-16 | General Electric Company | Range sidelobe reduction by aperiodic swept-frequency subpulses |
| US5808580A (en) * | 1997-02-06 | 1998-09-15 | Andrews, Jr.; Grealie A. | Radar/sonar system concept for extended range-doppler coverage |
| FR2760536B1 (fr) * | 1997-03-04 | 1999-05-28 | Thomson Csf | Procede et dispositif de detection radar a modulation de frequence a onde continue presentant une levee d'ambiguite entre la distance et la vitesse |
| FR2760535B1 (fr) * | 1997-03-04 | 1999-05-28 | Thomson Csf | Dispositif de reduction de bruit dans un recepteur radar |
| US6723368B1 (en) * | 1999-12-21 | 2004-04-20 | Loretta M. Zapp | Method for enhancing post-processing content of beneficial compounds in beverages naturally containing same |
| US6638226B2 (en) * | 2001-09-28 | 2003-10-28 | Teratech Corporation | Ultrasound imaging system |
| FR3026194B1 (fr) * | 2014-09-24 | 2018-01-26 | Thales Sa | Forme d'onde radar, procede de detection radar utilisant une telle onde, et radar mettant en oeuvre le procede |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3765017A (en) * | 1968-06-12 | 1973-10-09 | North American Rockwell | Amti range ambiguity resolver |
| FR2041129A7 (ja) * | 1969-04-03 | 1971-01-29 | Int Standard Electric Corp | |
| US4137532A (en) * | 1977-04-29 | 1979-01-30 | Westinghouse Electric Corp. | VIP doppler filter bank signal processor for pulse doppler radar |
| FR2412852A1 (fr) * | 1977-12-22 | 1979-07-20 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux radars doppler a impulsions |
| DE3321263A1 (de) * | 1983-06-13 | 1984-12-13 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Puls-doppler-radargeraet mit veraenderbarer pulsfolgefrequenz |
-
1984
- 1984-12-21 FR FR8419648A patent/FR2575297B1/fr not_active Expired
-
1985
- 1985-11-28 IN IN1003/DEL/85A patent/IN165672B/en unknown
- 1985-12-16 CA CA000497700A patent/CA1248206A/en not_active Expired
- 1985-12-17 DE DE8585402519T patent/DE3579575D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1985-12-17 EP EP85402519A patent/EP0187588B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1985-12-18 US US06/810,376 patent/US4727375A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-12-20 JP JP60287648A patent/JPS61155882A/ja active Pending
- 1985-12-20 GR GR853123A patent/GR853123B/el unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010071728A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Fuji Heavy Ind Ltd | 測距システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0187588B1 (fr) | 1990-09-05 |
| IN165672B (ja) | 1989-12-02 |
| DE3579575D1 (de) | 1990-10-11 |
| GR853123B (ja) | 1986-04-22 |
| FR2575297A1 (fr) | 1986-06-27 |
| FR2575297B1 (fr) | 1987-01-16 |
| EP0187588A1 (fr) | 1986-07-16 |
| CA1248206A (en) | 1989-01-03 |
| US4727375A (en) | 1988-02-23 |
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