JPS6058570A - 追尾レ−ダのデイジタル信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） この発明はモノパルス方式の追尾レーダにおいてレーダ
追尾誤差信号を検出する信号処理装置に関するものであ
る。

（従来技術） 第１図は従来の信号処理系の構成を示す機能ブロック図
であり２図において、（１ａ）〜（１ｄ）Ｉｒｊ−サン
プルホールド（Ｓ／Ｈ）　、（２ａ）　、　（２ｂ）は
時分割切換スイッチ、（３ａ）　〜（３ｃｌ）はＡ／Ｄ
変供器、（４ａ）　〜（４ｄ）はクラッタ成分を除去す
るキャンセラ、（５ａ）〜（５Ｃ）は複素数で表わされ
る受信信号からその絶対値を計算する絶対値回路、（６
ａ）〜（６Ｃ）は複数の受信パルスに対しその振＠を累
算する積分器、（７）はモノパルス信号の和チャンネル
と差チャンネルの複素数信号を比較して同相か逆相かの
判別を行ない正、負の符号を判別する符号判別部、（８
）は振幅情報のみで符号を持たない信号に正、負の極性
を付与する符号付は部、（９）は追尾モードに移行する
前の目標捕捉時にロックオンを検出するロックオン検出
部、（ｊｏａ）　〜（１ｏｄ）はＤ　／　Ａ変換器、α
υは早期ゲート及び後期ゲートによシ追尾中の距離誤差
を検出する距離弁別器、　（＋３は距離追尾を行なうた
めの距離ゲート（前記の早期ゲート及び後期ゲート）位
置をザーボコントロールする距離追尾部であや、距離誤
差を入力として目標距離情報を出力するものである。ａ
３は前記目標距離位置に距離ゲートを発生し、距離弁別
器住υへ供給する追尾ゲート発生部、α尋は方位角（Ａ
Ｚ）と高低角（Ｅｔ）の両角度誤差成分を分離するデマ
ルチフレフサ、ａ９は追尾状況を表示するレーダのＡス
コープ、ＯＱは捕捉及び追尾モードに関し、受信機利得
を制却するための電圧を発生するＳＴＯ／ＡＧＣ′ａＩ
Ｅ発生都である。

従来の追尾レーダは上記のように構成され、モノパルス
受信信号の和チャンネル複素イ訂号のＩｎＰｈａｓｅ　
ｉｄ分（工ａｈ）はＡＺＤ（３ａ）、キャンセラ（４ａ
）　ｆｔ経て、またＱｕａｄｒｕｔｕｒｅ分成（ＱＣ！
ｂ）　はＡＺＤ　（５ｂ）、キャンセラ（４ｂ）を経て
絶対値回路（５ａ）で複素数の絶対値がとられ、クラッ
タ除去後の受信振幅が出力として得られる。積分器（６
ａ）にて複数パルスについて累算し、信号対雑音比が改
善された信号はロックオン検出部（９）及びＩＪ／ＡＯ
［ｌ　に供給され、距離弁別器ａυ、距離追尾部（１３
，追尾ゲート発生部０３よりなる距離追尾ザーホ系への
人力及びＡスコープ（１５）への入力として用いられる
。

−万、モノパルス和チヤンネル信号はＳ／Ｈ（１ａ）（
１ｂ）でまた、モノパルス差チャンネル信号Ｂ　Ｓ／Ｈ
（１Ｇ）　（ｉｄ）で各々工ａｈとｑｅｈ　ル鷲分が追
尾ケ−１・発生部ａ３からの和ゲート（前期ケート十後
期ゲート）の時間区間だけサン１ルされその値がホール
ドされる。上記の和チャンネルのＩ、Ｑ、成分は時分割
切換スイッチ（２ａ）を経てＡ　／Ｄ変換器（３Ｃ）で
ＡＺＤｉ換されキャンセラ（４Ｃ）へ、同様に差チャン
イ・ルの工、Ｑ成分は時分割切換スイッチ（２＋））を
経て、ＡＺＤ　（６（１）で１ジ／Ｄ変換づ１１　；；
ヤンセラ（４ｄ）へ供給される。上記のキャンセラ（４
Ｃ）　（４ｒ１）は。

時分割の二重キャンセラ構成であり１時分割で■成分と
Ｑ成分のクラッタ除去を行／、・うものである。

キャンセラ（４０）　（４ｄ）の複素出力ｋ　ｚＲｒ　
ｚΔＱとすれば。

２Σ＝アΣ。、ｉ　ｑｒ ＡＺ、オｌチャンネル振幅 εΔ二差チャンネル振幅 φ　：位相 となシ、ｚΔの位相は２Σの位相にヌリし同相又は逆相
のいずれかであって誤差角の極性に対応している。

絶対値回路（５ｂ）　（５ｃ）の出力として、各々ＡΣ
とεΔが得られ、出力ＡΣは積分器（６ａ）で複数パル
スについて累算され（＋ｏｂ）でＤ／Ａ変換された後。

ＳＴＯ／ＡＧＯ電圧発生部α０へ供給される。−万。

より符号性は部（８）で４−εΔ又は−εΔと同相／逆
相に対応した正負の極性が１月けられた後、積分器（６
Ｃ）で同様に累算される。

モノパルス差チャンネル信号は図示されないアンテナ部
で方位角（ＡＺ）と高低角ＩＬ）の両成分が時分割され
て８７Ｍ（１ｃ）　（ｉｄ）　に入力され、前述のよう
に処理されるので、　ＡＺ／ＥＬ時分割に同期して、Ａ
ＺとＫＬ　の角度誤差信号を分π１し２つの出刃として
取り出すデマルチフレフサθ荀が積分器（６Ｃ）の後に
設けて必９．上記２出力はＤ／Ａ変換器（１０ｃ）　（
ｔｅａ）によシアナログ電圧となり、ＡＺ角度誤差信号
、ＥＬ角度誤差信号が得られる。

従来の追尾レーダは２以上のような４ｔ、＞成でレーダ
追尾誤差信号を抽出し距離追尾を行なっているので、ク
ラッタ除去としてはキャンセラ（４ａ）〜（４ａ）、Ｌ
か設けられておらず、追尾目標をトソプラ周波数別に分
離する機能がなくまたキャンセラとしても、パルス繰返
し周期内の全レンジビンを対象とするキャンセラ（４ａ
）　（４ｂ）と、追尾ゲートという１ビンのみのＩ、Ｑ
成分を対象とする２柚のキャンセラ（４０）　（４（１
）とを別個に設けねばならぬ欠点があった。

さらに従来構成では、追尾ゲート位置をサーボ制仰し常
に目標ビデオ位置に一致させることがレーダ追尾誤差検
出の基本となっているので、ハードウェアとして距離弁
別器αυ、距離追尾部０２．追尾ゲート発生部Ｇ１から
なる距離追尾系が必須であり追尾レーダの小型化に大き
な障害となっていた。

さらにＡ／Ｄ変換器はパルス繰返し周期内の全レンジビ
ンに渡ってＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（３ａ）（３ｂ
）と、追尾ゲート１ピンの工２　Ｑ成分（ｚ　Ａ／Ｄ変
換するＡ／Ｄ変換器（３Ｑ）　（＋ｄ）とが２種類必要
であること、また一般に符号判別部（７）、絶対値回路
（５ａ）　〜（５ｃ）、積分器（６ａ）〜（６Ｃ）、符
号付は部（８）。

デマルチフレフサＩ等は個別のハードウェアとして製作
されるので設計、試験等に多大の労力を要する等の欠点
があった。

（発明の概要） この発明は、かかる欠点を改善する目的でなされたもの
で、キャンセラの個数が１種ですみ、さらにノログラム
可能な高速信号処理装置を用いて。

このキャンセラ処理の後に高速７−リエ変換（ＦＦＴ）
を行ない受信信号を周波数領域に変換し、距離毎の周波
数スペクトルをめ追尾目標をドラグラ周ＦＪＩＪに分離
する。横軸を距離軸（レンジビン方向）、縦軸全ドツプ
ラ周波数軸（周波数ビン方向）とする平面上でスペクト
ル強度が最大となる追尾目標のスペクトルを選択し、そ
のレンジビン番号と周波数ビン番号に対応するスペクト
ルの値から追尾目標の距離誤差、角度誤差全四則演算に
より検出することにより信号対雑音比の向上ｎｅｔかる
ことのできる追尾レーダのディジタル信号処理方法を提
案するものである。

（発明の実施例） 第２図はこの発明の一実施例を示す機能ブロック図であ
り、（１ａ）〜（１ｄ）はサンンルンＣ−／レド、（２
１は時分割切換を行なうマルチフレフサ、（３）はＳ／
Ｈ（１ａ）〜（１ｄ）からのｉレンジビンにつき４つノ
人力データを時分割でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、（
４）は上記４種のデータを時分割で処理するキャンセラ
、（５ａ）〜（５Ｃ）は複素数の絶対値を算出する絶対
値回路、（６ａ）〜（６ｃ）は高速フーリエ変換回数だ
けデータを累算するＰＤ工（Ｐｏｓｔ　Ｄｅｆｅｃｔｉ
ｃｎ工ｎｆｅｇｒａｔｉｏｎ）　、　＋７１は和チャン
ネルの複素データ七差チャンイ・ルの複素データの同相
または逆相を判別し正、負の極性を識別する符号判別部
、（８）は符号付は部、（９）はスペクトル強度の値か
ら目標のロックオンを検出するロックオン検出部、（１
０ａ）〜（１ｏｄ）はＤ／Ａ変換器、Ｑυは目標ドツプ
ラスペクトルビンに属するレンジビンの内でスペクトル
レベルのピーク付近の連続３レンジピンのスペクトル強
度から四則演算により目標の追尾距離誤差を検出する距
離誤差検出部、α４は方位角（ＡＺ）及び高低角（ＢＬ
）方向の角度誤差信号をデマルチツレフサにより分離す
るＡＺ、ＢＬ信号分離部、ｏ！９はＡＸ′３−プ、α０
はディジタルＳＴ（！／ＡＧＣ電圧発生部、ａυはＳ　
Ｔ　Ｃ！　（５ｅｎｓｉｆｉｖｉｔｙ　Ｔｉｍｅ　Ｑｏ
ｎｔｒｏ’ｌ）発生部、　ａｌｌは窓関数によるウェイ
ティングを含む高速フーリエ変換全実行するフーリエ変
換部（ＦＦＴ）　、　（１９ａ）　（１９ｂ）は追尾目
標に対応する周波数ビン番号及びレンジビン番号を選択
する追尾スペクトル選択部−■はモノパルス受信信号の
仰チャンネル（Σ）及び差チャンネル（Δ）に対し１図
示されない受信機部でΣ−ｊΔ及びΔ−ａΣ（ｊは虚数
単位）と合成された信号のＩ、Ｑ成分がそれぞれＳ　／
Ｈ（１ａ）　（ｌｂ）及びＩＪ／Ｈ（１ｃ）　（１ｄ）
から入力きれた後、Ａ／Ｄ変換器（３１，キ’ｖンセラ
ｉｌｌ、ＦＦＴＱＩで処理されてから元のΣ信号とΔ信
号に］Ｊ＋度分離するためのΣ、Δ分離部、シ】りは差
チャンネル信号のスペクトルの絶対値ＩＦ（Δ）１　を
和チャンイ・ル信号＋７）スペクトルの絶対１直ＩＦ（
Σ）Ｉ　で割算し正規化した角度誤差の大きさを得る割
算部、Ｑシは距離誤差検出部ａυからの距離及び距な誤
走に基づきレーダ観測距離＝距離十距離誤走を人力とし
カルスンフィルタ等の追尾フィルタにより距離予側埴ヲ
タＦ出し目標の距離追尾を行なうレーク？１ｉｌｌすＶ
呂ｒ算機。

（ハ）は第２図において実線のワつて小される全ての機
能を持ちウェイディングの重み係数、高速フーリエ変換
のポイント数、ＩＪ）工の回数寺ンＵグラムにより指定
することができるノａグシマンルな受信ｆｇ号テイジタ
ルフロセツサである。

上記のように構成された追尾レーダの信号処理系におい
ては図示されない受信機で合成された信号Σ−ｊΔの■
成分がｆＪ／Ｈ（１ａ）で、Ｑ成分が５Ａ（１ｂ）で、
また信号Δ−ａΣの工成分がＳ／Ｈ（ｊｃ）で。

Ｑ成分がＳ／Ｈ（１ｄ）サンノルホールドされ１時間的
に見ればパルス繰返し周期内の全レンジビンについて１
ビン当り上記４信号がサンプルホールド処理される。

上記４信号はマルチプレクサ（２）で時分割されＡ、／
Ｄ変換器（３）に供給されディジタル信号に変換される
。

キャンセラ（４）では、信号Σ−ＪΔ及びΔ−ＪΣの工
、Ｑ成分について時分割でクラッタ除去のためのくし凰
フィルタ処理が行なわれ、その出力ＦＦＴ（ＩＩで工、
Ｑ成分からなる２つの複素信号Σ−ｊΔ及びΔ−コΣに
対しウェイディングを含む複素高速フーリエ変換が実行
され、最終的にΣ、Δ信号分離部において。

Ｆ（Σ）＝−ＩＦ（Σ−ｊΔ）　＋ｊＦ（（Δ−ＪΣ）
〕）Ｆ（Δ）＝上ｆｊＦ（（Σ−ｊΔ））十Ｆ（Δ−ａ
Σ月ＦＣ・〕；〔〕のフーリエ変換（複素数）なる演算
により、信号Σ、Δのフーリエ変換に分離される。これ
は直接にΣ、Δのフーリエ変換を実行すると信号ΣとΔ
を比べるとΔはその大きさが非常に小さいため演算誤差
が生ずるためであり。

上述のように信号Σ−Δｊ及びΔ−ＪΣと合成してから
キャンセラ及びＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行なえば
所要の大きさでかつ同一の大きさになるのでディジタル
演算上から好都合なためである。

従って、受信すしたコヒーレントパルス列ノパルス数Ｎ
：２ｋ（ｋ；整数）毎に周波数スペクトル（複素数）が
、レンジビンＩ？１ＩＩ（横軸）及び周波数ピン軸（縦
軸）から構成される平面上に第３図のように得られる。

距離不確定性音生じないようにパルス繰返し周波数が低
く選ばれた通常のレーダでｔよ、上記周波数ビン方向に
関してはいわゆる「折返し」（エリアジング）が発生し
ているのが普通である。

次に、レンジピン軸と周波数ピン軸よりなる平面上のス
ペクトル（複素数）及びスペクトルの強度（実数）分布
に基づいて距離誤差及びＡＺとＥｔの角度誤差を検出す
るアルゴリズムについて説明する。

距離誤差は、上記２次元子面上の各格子点のスペクトル
強度分布に基づき、第４図（ａ）の（ハ）に示される連
続３レンジビンのスペクトルの大きさが目標周波数ビン
に対応してピーク付近に相当しているものとすれば、第
４図（ｂ）に示すようにレンジビン方向の仮想的な連続
パルス波形（財）に対し各格子点の７ベクトルの絶対値
をＡｎ−１、Ａｎ　、　Ａｎ＋１とすれば距離誤差ΔＲ
（ハ）は１例えば として。

ΔＲ＝にΔＲ′ に：誤差換算係数 よりめられる。また同時に距離Ｒは Ｒ＝ｎ　τ ｎ：レンジビン番号 τ：ルンジピン当りの距離 から計算されるので、距離の観測値Ｒｍは、Ｒｍ二Ｒ＋
ΔＲとなる。

レンジビン番号ｎｉｌスペクトルの大きさがピークとな
る点の番号でありピーク点からの距離誤差ΔＲを計算に
よりめることは、第１図の距離弁別器０１）で距離誤差
を検出すること及び距離追尾部ａ３．追尾ゲート発生部
峙よりなる距離追尾系により追尾ゲート（早期ゲート及
び後期ゲート）を目標パルス位置に追随させるサーボ制
御系を組むことと同一の機能をはたしている。

ピークに相当する任意のレンジビン番号ｎにおいて前記
のΔＲ′及びΔＲを計算することができるので追随制御
系を組１ずともパルス繰返し周期内のＲ＝　ｎτに相当
する任意の点を距離誤差検出の中心にすることができ、
ｎの値を変えることが上記の追随制呻系の動作に対応し
ているからである。

また距離誤差の検出は、ＦＦＴ毎にめるのではなく１例
えば第５図に示すようＩＩＣＦ　１１’　Ｔ演算２回以
上について２次元子面上で６格子点の対応するスペクト
ルの絶対値（実数）を加算するいわゆるＰＤ工演算の後
にめるものとする。

角度誤差は、第６図（ａ）および（ｂ）に示すΣ信号ス
ペクトル（複素数）およびΔ信号スペクトル（複素数）
の２次元分布からスペクトル強度（実数）がピークとな
っている。目標に対応した周波数ビン番号に、レンジビ
ン番号ｎの格子点のΣ信号スペクトル、Δ信号スペクト
ルから例えばΔｆ、Σｆ；スペクトルの大きさ θ　：Σ信号スペクトルの位相 によってめる。

モノパルスアンテナの性質によりΔ信号スペクトルの位
相はΣ信号スペクトルの位相に対し同相または逆相のい
ずれかである。従って 第２図においては、追尾スペクトル選択部（１９１））
によシ上記のビン奇岩ｋｔ　請求め、絶対値回路（ｓｂ
）　（５ｃ）でΔｆ、Σｆを算出した後、ＰＤ工（６ｂ
）（６Ｃ）でＦＦＴの回数分だけスペクトルの大きさを
累算し２割算部Ｃ１１１で割算により正規化した角度誤
差の大きさをめる。−万、符号判別部＋７１　＋／こよ
り±の極性を識別し、符号付は部（８）で極性付きの角
度誤差が算出はれる。

さらに図示されない七ノパルスアンテナ部でΔ信号とし
ては１時分割でＡＺとＥＬの切換が行なわれているので
ＡＺ、ＫＩ、信号分離部θａにおいてＡＺ、ＥＬ　信号
の分離を行なう。

捷だ１図示されない受信機の利得制御電圧を発生するた
めにＡ／Ｄ変換器（３）の出力がす・１ジタルＳＴＣ／
ＡＧＯ電圧発生部ｆｉｆｅへ供給され、ＳＴＣ発生部α
ηからのＳＴＯ電圧とあわせて処理された後、ｉ）／Ａ
　変換器（１ｏｂ）でアナログ′Ｃｉ、圧に変換される
。

第１図の従来例ではキャンセラ（４Ｃ）で処理された後
の信号が取られていたものが、第２図の本発明例ではキ
ャンセラ（４）のｉｌＳからである。こレバ。

本発明の距離誤差及び角度誤差の検出アルプリズムか同
時に正規化をも行なっているので、利得制呻はクラッタ
除去前の受信レベルに対し受信機が飽和しないようにす
ればよいからである。

（発明の効果） この発明は以上説明したとおり、受信信号の高速フーリ
エ変換をパルス繰返し周期内の全てのレンジビンに対し
て行うこと、さらに追尾目標に関するスペクトル選択を
行ない１選択された速度ビン番号とレンジビン番号に対
応したスペクトル及びその絶対値から四則演算により正
規化された距離誤差と角度誤差を検出することによシ距
離追尾ゲートに関するサーボ制御が不要で、追尾目標を
ドツプラ周波数別に分離することによシ信号対雑音比の
向上した追尾レーダが実現できるという効果がある。

オた。高速７−リエ変換、信号分離、追尾スペクトル選
択、絶対値、ＰＤ工、距離誤差検出、角度誤差検出等の
処理は全て高速信号処理装置を用いてフログラムによシ
実行することができ、専用のハードウェアを機能毎に多
種類製作することと比べ短期間に低価格でシステム構成
ができ、またその変更も容易であるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の追尾レーダの信号処理系の構成を示す機
能ブロック図、第２図はこの発明の一実施例を示す機能
ブロック図、第３図ぐよフーリエ変換スペクトルを３次
元的に示す図、第４図１この発明において距離誤差検出
をスペクトルの値からめるようすを・説明する図、第５
図はＰＬＩ工の説明する図、第６図は、この発明で角度
誤差検出に使用する目標のスペクトル強度す図である。 図において、（５ａ）〜（５Ｃ）は絶対値回路、（６ａ
）　−（６Ｃ）はＰＤ工、（７）は符号判別部、（８）
は符号付は部。 αυは距離誤差検出部、（Ｌ槌はフーリエ変換部（ＦＦ
Ｔ　）　、（１９ａ）　（１９ｂ）は追尾スペクトル選
択部、ＣｔＵよ追尾目標に関する周波数ビンにおける連
続３レンジビン、（ハ）は距離誤差、（イ）＠は角度誤
差検出に用いられる２次元平面上で選択されたΣ信号及
びΔ＜ｇ号スペクトルの格子点でらる。 なお２図中同一あるいは和尚部分には同−杓号を付して
示しである。 第３図 第４図 第５　図 第６ （Ｏ−） （ｂ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 追尾レーダのパルス受信区間内にわたシクラツタ除去を
   行うディジタルキャンセラと、クラッタ除去された信号
   をパルス受信区間内のレンジビン毎に受信パルス列につ
   いてフーリエ変換し周波数毎のスペクトルを計算するフ
   ーリエ変換部と、追尾目標に対応する距離と周波数にお
   けるスペクトル値を選択抽出する追尾スペクトル選択部
   と、その選択された追尾目標に対応する周波数を有する
   連続した奇数個のレンジビンの各スペクトルの絶対値か
   ら四則計算によシ迫尾目標の距離誤差を算出する距離誤
   差検出部と、上記選択された周波数と奇数個の内そのス
   ペクトルの絶対値が最大となるレンジビンにおける受信
   モノパルス信号の和信号（Σ）と差信号（Δ）の複素ス
   ペクトルの値の比をめ追尾目標の角度誤差を算出するた
   めの割算部。 符号判別部、および符号付は部とを備えたことを特徴と
   する追尾レーダのディジタル信号処理装置。