JPS6047519A - Logical circuit - Google Patents
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- JPS6047519A JPS6047519A JP58156085A JP15608583A JPS6047519A JP S6047519 A JPS6047519 A JP S6047519A JP 58156085 A JP58156085 A JP 58156085A JP 15608583 A JP15608583 A JP 15608583A JP S6047519 A JPS6047519 A JP S6047519A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、絶縁ゲート電界効果トランジスタ(以下I
GFETと言う)でスイッチング動作をさせる論理回路
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an insulated gate field effect transistor (hereinafter referred to as I
It relates to logic circuits that perform switching operations using GFETs.
直列接続した少なくとも2個のIGFETを含んだ論理
ゲート、たとえば2人力NANDゲートなどでは、入力
の一方は切り換え信号などの変化の少ない信号で、他方
の入力はスピードを要求される信号となる場合がある。In a logic gate that includes at least two IGFETs connected in series, such as a two-man NAND gate, one input may be a signal with little change, such as a switching signal, and the other input may be a signal that requires speed. be.
その−例としてバイナリカウンタがある。第1図はその
バイナリカウンタ1ビット分の回路図である。第1図に
おいて、11及び12はNANDゲート、RE Sはバ
イナリ−カウンターをリセットする信号、aはカウント
入力信号、15〜17はトランスファーゲートである。An example of this is a binary counter. FIG. 1 is a circuit diagram for one bit of the binary counter. In FIG. 1, 11 and 12 are NAND gates, RES is a signal for resetting a binary counter, a is a count input signal, and 15 to 17 are transfer gates.
信号RESは、通常は論理値″1”でありリセットする
時だけ′θ″となり、変化の少ない信号であり、他方の
信号aはスピードが要求される。The signal RES normally has a logic value of "1" and becomes "θ" only when resetting, and is a signal that does not change much. The other signal a requires speed.
第2図は、NチャンネルMO8形のIGFETで形成し
たNANDゲート11の詳細な回路図である。第2図に
おいて、FETT、□はディブレジョン型で負荷抵抗と
して働く。以下負荷MO8とtう。FET T□及びT
、ば、エンハンスメント型でドライバーである。容量C
4□及びCI2はそれぞれFET T22とT0nの入
力ゲート容量であり、容量C0□は負荷MOS T2□
のソース拡散層容量とFETT2□のドレイン拡散層容
量を含む負荷容量であり、容量C02はFET T2□
のソース拡散層容量とFET T、のドレイン拡散層容
量の和である。FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the NAND gate 11 formed of an N-channel MO8 type IGFET. In FIG. 2, FETT, □, is a deregression type and acts as a load resistance. Hereinafter, it will be referred to as load MO8. FET T□ and T
, is an enhancement type driver. Capacity C
4□ and CI2 are the input gate capacitances of FET T22 and T0n, respectively, and the capacitance C0□ is the load MOS T2□
The load capacitance includes the source diffusion layer capacitance of FET T2□ and the drain diffusion layer capacitance of FET T2□, and the capacitance C02 is the load capacitance of FET T2□.
It is the sum of the source diffusion layer capacitance of T and the drain diffusion layer capacitance of FET T.
今、ドライバー総合の伝達コンダクタンス(以下g、、
と記す)を負荷MO8のg、、、と適当な比となるgm
tなる値に設計するものとする。FETT2.のgふを
gl、、、、、F E T T、、のg、Ilをgイ2
3とすれば、従来は1gffi22=g、、、23−2
×g1.ltになるように設計していた。そのため、そ
れぞれのFETの形状は大きくなり、したがって容量C
I□+c12yCol及びC02もそれぞれ大きくなっ
てしまった。Now, the overall transfer conductance of the driver (hereinafter g,
gm, which is an appropriate ratio with g of load MO8, .
It is assumed that the design is set to a value of t. FETT2. The gfu of gl,,,,F E T T,,g,Il of gi2
3, conventionally 1gffi22=g, , 23-2
×g1. It was designed to be lt. Therefore, the shape of each FET becomes large, and therefore the capacitance C
I□+c12yCol and C02 also became large.
信号RESは変化が少なく、スピードも要求されないか
ら、接地電位に近いFET T、3に人力される。この
場合、通常RESが論理値″1″のときFET T2.
がONとなハ容量C02は放電されて、接地電位に落ち
ており、信号aが変化してもその変化は負荷容量”ol
には加わらない。したがって容量/C02及びFET
T、の入力ゲート容量C52は多少大きくなっても問題
例ならない。Since the signal RES changes little and speed is not required, it is manually input to the FETs T and 3, which are close to ground potential. In this case, normally when RES is a logical value "1", FET T2.
is ON, the capacitor C02 is discharged and falls to the ground potential, and even if the signal a changes, the change is caused by the load capacitance "ol".
does not participate in Therefore, capacitance/C02 and FET
There is no problem even if the input gate capacitance C52 of T is slightly increased.
しかし、スピードが要求される信号aが入力するFET
T2□の入力ゲート容量C、I及び負荷容量Colが
大きくなることはスピードの劣化をもたらすのである。However, the FET to which signal a, which requires speed, is input
Increasing the input gate capacitance C, I and the load capacitance Col of T2□ brings about a deterioration in speed.
本発明の目的は、高速作動が可能な論理回路の提供にあ
る。An object of the present invention is to provide a logic circuit that can operate at high speed.
本発明の構成は、電源電位または接地電位のすくなくと
も一方と出力線との間に複数の絶縁ゲート電界効果トラ
ンジスタが直列に接続してあり。In the configuration of the present invention, a plurality of insulated gate field effect transistors are connected in series between at least one of a power supply potential or a ground potential and an output line.
前記電源電位または接地電位に最も近く接続しである第
1の前記絶縁ゲート電界効果トランジスタの入力信号が
少なくとも1つの他の前記絶縁ゲート電界効果トランジ
スタの入力信号より先に決定される論理回路において、
前記第1の絶縁ゲート電界効果トランジスタの伝達コン
ダクタンスが他の前記絶縁ゲート電界効果トランジスタ
の伝達コンダクタンスより大きいことを特徴とする。In the logic circuit, the input signal of the first insulated gate field effect transistor connected closest to the power supply potential or the ground potential is determined before the input signal of at least one other of the insulated gate field effect transistors,
The first insulated gate field effect transistor has a transfer conductance larger than the other insulated gate field effect transistors.
次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。Next, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
まず、第1の実施例として従来例の説明に用いた第1図
のバイナリカウンタにおけるNANDゲートを取り上げ
る。信号RESが入力するF’ETT0(接地電位に近
いFET)のgm (gln41 )を大きくし、信号
aが入力するFET T、、(出力線すに近いFET)
のgm(gall□)は小さくしである。ドライバー総
合のg、nをg、、、t とすると、それぞれのg、は
次の様にする。First, as a first example, we will take up the NAND gate in the binary counter of FIG. 1 used to explain the conventional example. Increase the gm (gln41) of F'ETT0 (FET close to ground potential) to which the signal RES is input, and increase the gm (gln41) of F'ETT0 (FET close to the ground potential) to which the signal RES is input, and increase the gm (gln41) of F'ETT0 (FET close to the output line) to which the signal a is input.
gm (gall□) is small. If g and n of the total driver are g, , t, then each g is as follows.
gII+” ”’ gmt ’ gm2m )gmt今
、信号REI:論理値″′0”(以下ロウレベルと記す
)とすると、FETT、、はoffとなり、出力すは論
理値″1”(以下ハイレベルと記す)となり、バイナリ
カウンタはリセットされる。信号aKかかわらない。次
に、信号RESがハイレベルではFET T、3はON
となり、容量CI、2は放電されて接地電位になってい
る。通常はこの状態で信号aの変化に伴なって出力すが
変化するので、容量C02及び入力ゲート容量C0は大
きくな5−
一〇ノ
ったけれどもスピードに悪影響を及ぼさない。FIT
T、、はg、nが従来の2分の1程度となったため、入
力ゲート容量Ci1も2分のIK減少し。gII+""' gmt ' gm2m ) gmt Now, if the signal REI is set to a logic value of "'0" (hereinafter referred to as low level), the FET, , will be off, and the output will be a logic value of "1" (hereinafter referred to as high level). ) and the binary counter is reset. Signal aK is not involved. Next, when the signal RES is at high level, FET T and 3 are ON.
Therefore, the capacitor CI,2 is discharged to the ground potential. Normally, in this state, the output value changes as the signal a changes, so although the capacitance C02 and the input gate capacitance C0 are large by 5-10, they do not adversely affect the speed. FIT
Since g and n of T, are about half of the conventional values, the input gate capacitance Ci1 is also reduced by half, IK.
負荷容量CofもFET Tzzのドレイン拡散層容量
が小さくなっただけ減少しているので、スピードは速く
なるのである。Since the load capacitance Cof also decreases as the drain diffusion layer capacitance of the FET Tzz becomes smaller, the speed increases.
次に、第2の実施例として、第3図の回路を取り上げる
。第3図は信号eKよって、インバータ31またはイン
バータ32の出方を切り換える回路である。33.34
はトランスファーゲートである。信号eld特にスピー
ドを要求されない。この回路をC−MOSで構成すると
、詳細回路図は第4図のようになる。第4図において、
FETT、、 、T42IT4.及びT411はPチャ
ンネル間O8FETであ、り、 FET 、T、、、T
、4T4.及びT411tlNチャンネルMO8F’E
Tである。これらFETはすべてエンハンスメント型で
ある。信号e及びeが入力する電源電位または接地電位
に近いF E T T、1.T、4.T4.及び148
0gm を大きくし、出力線に近いF E T Tax
−Tax−T411及びT476一
−
のg、を小さくすることで、第1の実施例と同様にスピ
ードが速くなる。Next, as a second example, the circuit shown in FIG. 3 will be taken up. FIG. 3 shows a circuit that switches the output of the inverter 31 or the inverter 32 according to the signal eK. 33.34
is a transfer gate. No particular speed is required for the signal eld. If this circuit is constructed of C-MOS, the detailed circuit diagram will be as shown in FIG. In Figure 4,
FETT, , T42IT4. and T411 are P-channel O8FETs, FETs, T, , T
, 4T4. and T411tlN channel MO8F'E
It is T. These FETs are all enhancement type. F E T T close to the power supply potential or ground potential to which the signals e and e are input, 1. T, 4. T4. and 148
Increase 0gm and set FET Tax close to the output line.
By reducing g of -Tax-T411 and T476-, the speed becomes faster as in the first embodiment.
上記2つの実施例では2人力の一方が変化の少ない、ス
ピードの要求されない信号の場合であったが、要するに
、スピードが要求されない方の信号はスピードが要求さ
れる方の信号より先に値が決定されている場合に本発明
が有用なのである。In the above two embodiments, one of the two manual inputs was a signal with little change and no speed requirement, but in short, the signal that does not require speed changes in value before the signal that requires speed. The present invention is useful when this has been determined.
そこで1.cの発明は一方の信号が他方の信号より先に
決定される場合に適用できる。その−例を第3の実施例
として以下に説明する。So 1. The invention c can be applied when one signal is determined before the other signal. An example thereof will be described below as a third embodiment.
第5図はその第3の実施例の回路図である。この回路は
、信号gk倍信号によってラッチする回路である。信号
りがラッチ信号となるので信号gは信号りに先だって決
定されている。第5図の回路の一部%ANDゲート52
とNORゲート54とからなるAND NORゲートを
NチャンネルMO8FETで構成した詳細な回路図が第
6図である。第6図においてFET T、□はディブレ
ジョン型の負荷MO8% FET T、、T、、及びT
a2はエンハンスメント型のドライバーである。今。FIG. 5 is a circuit diagram of the third embodiment. This circuit is a circuit that latches the signal gk times the signal. Since the signal g is a latch signal, the signal g is determined before the signal g. Part of the circuit in FIG. 5 %AND gate 52
FIG. 6 is a detailed circuit diagram in which an AND NOR gate consisting of an NOR gate 54 and a NOR gate 54 is constructed using an N-channel MO8FET. In Figure 6, FET T, □ are deregression type load MO8% FETs T, , T, and T.
a2 is an enhancement type driver. now.
信号量がロウレベル、すなわち、この回路には論理値″
0”がラッチされている。したがって、信号1が入力し
ているFET T、4はoffになっており、このAN
D NORゲートは信号gと信号りの2人力NORゲー
トと考えることができる。The signal amount is low level, that is, this circuit has a logic value.
0" is latched. Therefore, FETs T and 4 to which signal 1 is input are turned off, and this AN
The D NOR gate can be thought of as a two-man NOR gate with a signal g and a signal ri.
上述のように、信号gはラッチ信号りに先だって決定さ
れるので、信号gのほうがスピードに余裕があるため、
接地電位に近いFET T、、に入力させ、FETT、
、のg、、、を大きくする。この場合、第1及び第2の
実施例はどスピードに余裕がないので、FETT63の
gmの大きさには限度があるが信号gと信号りとの時間
差と信号gのドライブ能力を適当にすることでFET
T、、のg。As mentioned above, signal g is determined before the latch signal, so signal g has more speed, so
Input to FET T, which is close to ground potential, and FET T,
Increase g of , . In this case, since the first and second embodiments do not have enough speed, there is a limit to the gm of the FET T63, but the time difference between the signal g and the signal g and the drive ability of the signal g should be set appropriately. FET
T,,g.
は、FETT62と’ranの総合のgr、(gl、l
t)より充分に大きくすることは可能である。そこでF
ETT6□のg、、、はg、、、を近くまで小さくする
ことができ第1及び第2の実施例と同様の効果が得られ
る。is the total gr of FETT62 and 'ran, (gl, l
t) It is possible to make it sufficiently larger. So F
The g of ETT6□ can be made close to g, and the same effects as in the first and second embodiments can be obtained.
以上説明したように、前述の実施例では、IGFETV
cよって構成された論理回路において、電源電位または
接地電位のすくなくともいずれか一方と出力線との間に
電源電位また拡接地電位に近い第1のIGFETと出力
線に近い第2のIGFETの直列接続を含み、第1のI
GFETのgfl。As explained above, in the above embodiment, the IGFETV
In the logic circuit configured as above, a first IGFET close to the power supply potential or extended ground potential and a second IGFET close to the output line are connected in series between at least one of the power supply potential or the ground potential and the output line. and the first I
GFET gfl.
を第2のIGFETのgI、l より大きくすることに
よって、高速な論理回路を得ている。このように本発明
によれば、高速作動が可能な論理回路が提供できる。By making gI,l larger than the second IGFET, a high-speed logic circuit is obtained. As described above, according to the present invention, a logic circuit capable of high-speed operation can be provided.
なお、前述の実施例では、説明は便宜上、FETの直列
2段接続に限ったが、それ以上の段数の直列接続FET
については、スピードを要求される信号以外の信号が入
力するFETのgffiを大きくし、スピードが要求さ
れる信号が入力するFETのg、、、を小さくすること
で、同様の効果が得られる。また、NチャンネルMO8
FETとC−MOSのみで説明したがPチャンネルMO
8FETにも適用できることは言うまでもない。In the above-mentioned embodiment, for convenience, the explanation was limited to the series connection of two stages of FETs;
The same effect can be obtained by increasing gffi of the FET to which a signal other than the speed-required signal is input, and by decreasing g of the FET to which the speed-required signal is input. Also, N channel MO8
I explained only FET and C-MOS, but P channel MO
Needless to say, it can also be applied to 8FET.
第1図は従来の論理回路及びこの発明の第1の実施例を
説明するためのバイナリ−カウンタ(19−
ビット)の回路図、第2図はNチャンネルMO8FET
で形成した第1図NANDゲート11の詳細な回路図、
第3図は本発明の第2の実施例を説明するための回路図
、第4図は第3図の回路をC−MOSで形成した場合の
詳細な回路図、第5図は本発明の第3の実施例を説明す
るための回路図であり、第6図は第5図におけるAND
NOゲート及びNORゲート54からなるANDNOR
ゲートをNチャンネルMO8FETで構成した詳細な回
路図である。
10−
(in
第1図
第 z 図
第3図
第4図FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional logic circuit and a binary counter (19-bit) for explaining the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram of an N-channel MO8FET.
A detailed circuit diagram of the NAND gate 11 in FIG.
3 is a circuit diagram for explaining the second embodiment of the present invention, FIG. 4 is a detailed circuit diagram when the circuit of FIG. 3 is formed with C-MOS, and FIG. 5 is a circuit diagram for explaining the second embodiment of the present invention. FIG. 6 is a circuit diagram for explaining the third embodiment, and FIG. 6 is a circuit diagram for explaining the AND in FIG.
ANDNOR consisting of NO gate and NOR gate 54
It is a detailed circuit diagram in which the gate is configured with an N-channel MO8FET. 10- (in Figure 1 Figure z Figure 3 Figure 4
Claims (1)
間に複数の絶縁ゲート電界効果トランジスタが直列に接
続してあり、前記電源電位または接地電位に最も近く接
続しである第1の前記絶縁ゲート電界効果トランジスタ
の入力信号が少なくとも1つの他の前記絶縁ゲート電界
効果トランジスタの入力信号より先に決定される論理回
路において、前記第1の絶縁ゲート電界効果トランジス
タの伝達コンダクタンスが他の前記絶縁ゲート電界効果
トランジスタの伝達コンダクタンスより大きいことを特
徴とする論理回路。A plurality of insulated gate field effect transistors are connected in series between at least one of a power supply potential or a ground potential and an output line, and the first insulated gate field effect transistor is connected closest to the power supply potential or the ground potential. In a logic circuit in which an input signal of an effect transistor is determined before an input signal of at least one other of said insulated gate field effect transistors, the transconductance of said first insulated gate field effect transistor is determined before said other said insulated gate field effect transistor. A logic circuit characterized by having a transconductance larger than that of a transistor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58156085A JPS6047519A (en) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | Logical circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58156085A JPS6047519A (en) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | Logical circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6047519A true JPS6047519A (en) | 1985-03-14 |
Family
ID=15619968
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58156085A Pending JPS6047519A (en) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | Logical circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6047519A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012530442A (en) * | 2009-06-17 | 2012-11-29 | エプコス アーゲー | Low current logic gate circuit |
-
1983
- 1983-08-26 JP JP58156085A patent/JPS6047519A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012530442A (en) * | 2009-06-17 | 2012-11-29 | エプコス アーゲー | Low current logic gate circuit |
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