JPS6030441B2 - ２周波数帯共用移相器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は例えばマイクロ波帯の４ＧＨＺ帯と的日２帯
、あるいは準ミリ波帯の２昨日Ｚ帯と３のＨＺ帯のよう
に連続しない２つの周波数帯において、互いに直交した
２つの方向に偏波した電磁波の間に特定の位相差を与え
る導波管移相器に関するものである。

このような導波管移相器は例えば直線偏波を円偏波に変
換、あるいはその逆変換を行なう直線偏波円偏波変換器
又はそれらを組合わせた偏波変換器として特にアンテナ
系の給電部等に使用されている。

第１図に従来の直線偏波円偏波変換器の代表的な構成例
の１部横断面図を、第２図にその正面図を示す。

第１図および第２図において、１は円形導波管であり、
その管軸はＺ鱗であり、２は金属アイリスと称せられる
金属片である。これ等の図に示すようにそれぞれの金属
アイリス２は管軸にそって順次配列され、その板面は管
鞠と略々直角であり、高さは互いに異なる。これらの金
属アイリス２は、従来良く知られているようにＺ軸に対
し反対側にある２つの金属アイリス２を結ぶ軸×に対し
４霧受の方向に偏波した電界ＥのＸ軸方向の電界成分Ｅ
ｘに対しては容量性に働き、この容量性を呈する度合は
伝播する電波のうち、高い周波数成分ほど大きく、低い
周波数成分ほど小さい。他方、電界ＥのうちＥｘと直交
する電界成分ＥＹに対しては、金属アイリス２は誘導性
に働き、その誘導性を呈する度合は低い周波数成分ほど
大きく、高い周波数成分に対してはわずかである。した
がって電界成分ＥｘとＥｙに対する伝播波長をそれぞれ
入ｇｘと＾のとした場合、同一周波数では周知のように
入ｇｘ＜＾鱗となり、金属アイリス２が装荷された部分
の電波の実効伝播距離を１とすれば互いに直交した鰭界
成分ＥｘとＥｙとの間に生ずる位相差のま式‘１｝で求
まる。８（度）＝３６皿（亨−亨） ‘・’直線偏波円
隅波変換器としては、式‘１｝で求まる位相差０が周波
数に関係なく９００であることが望ましいが、金属アィ
ＩＪス２の容量性および誘導性の働きの周波数特性によ
り、位相差８の周波数特性は第３図に示す曲線１０のよ
うになる。

同図で縦軸は位相差の量を、横軸には周波数をとってあ
り、周波数ｆし， からｆＬ２ は使用周波数のうちの
低い周波数帯域を、周波数ｆＨ，からｆＨ２は使用周波
数のうち前記低い周波数帯とは連続しない高い周波数帯
域を示す。従って第１図および第２図に示すような構成
で直線偏波円偏波変換器を実現しても、第３図の位相差
の周波数特性曲線１０のように低い周波数帯のｆＬ，近
辺では金属アイリス２の譲導性が大きいため、また高い
周波数帯のｆＨ２近辺では金属アイリス２の容量性が大
きいため位相差８はそれぞれ９０度より大きくはずれる
ため正しい偏波の変換が行なわれない欠点があった。な
お、金属アイリス２のかわりに誘電体板等を用いたもの
もあるが位相差の周波数特性の鏡向は第３図の曲線１０
と略々同じである。その他の従来の直線偏波円偏波変換
器としては袴公昭５０−２０８２５号公報（昭和５０年
７月１７日公告）に詳細に記されているものもある。

この変換器の構造は第１図の導波管１の外側に金属アイ
リスが配列されている壁面と略々直交する壁面に畠。導
波管を付加するものであるため全体の構造が大きくなり
、例えばマルチビームアンテナ等の給電回路として複数
個の偏波変換器を限られた場所に配置する必要がある場
合には物理的に配置が困難となり、重量も重くなるとい
う欠点がある。さらにこの変換器の位相差の周波数特性
は第３図の曲線１０よりは多少平坦な周波数特性が得ら
れるが、第３図の周波数ｆＬ，からｆＨ２ までの連続
した周波数帯域にわたって位相特性を平坦にしようとし
ているため、第３図の周波数ｆＬ２からｆＨ，までの使
用しない周波数帯域で最も平坦な特性となってしまい、
位相差の周波数特性の煩向は本質的に第３図の曲線と大
差ないという欠点がある。この発明の目的は２つの連続
しない使用周波数帯内で、お互いに直交した２つの方向
に偏波した電磁波の間に特定の位相差を与える導波管移
相器において、前記２つの連続しない使用周波数帯内で
の前記特定の位相差の周波数特性が良好で小形な移相器
を提供することである。この発明によれば、前記２つの
周波数帯内で前記特定の位相差よりも概ね小さい位相差
を前記２つの方向の偏波の間に与え、かつその位相差は
２つの周波数帯の低い方の帯城においては周波数が高く
なるに従って小となり、高い方の帯域においては周波数
が高くなるに従って大となるような位相差付与手段を設
ける。

この位相差付与手段として従来と同様の移相器例えば第
１図に示した位相器を用いることができる。ただしその
位相差を前記特定の位相差より概ね小さく（例えば０〜
３０度）設定するために従来より管軸方向の寸法を小さ
くすることができる。お互いに直交した２つの方向に偏
波した電磁波のうち、一方の偏波に対してのみ直列共振
し、その共振周波数がほゞ同一で前記２つの使用周波数
帯の中間の周波数帯内にあるように調整された少なくと
も１個の第１共振素子と、他の偏波に対してのみ直列共
振し、その共振周波数もほ）、同一でやはり前記２つの
使用周波数帯の中間の周波数帯内にあり、かつ前記第１
共振素子の共振周波数よりも高くなるように調整された
少なくとも１個の第２共振素子とを前記位相差付与手段
に付加し、これらの直列共振素子が前記２つの偏波間に
生じせしめる位相差の大きさは前記低い方の帯域では第
１共振素子による値の方が第２素子による値よりも大き
くなり、前記高い方の帯域では第１共振素子による値の
方が第２共振素子による値よりも小さくなるよう調整す
る。これら第１共振素子による位相差の大きさと第２共
振素子による位相差の大きさとの差の周波数特性が、各
使用周波数帯内で従来の移相器の持つ周波数特性と逆の
特性であることを利用して、前記位相差の各使用周波数
帯内での周波数特性が良好な移相器が実現できる。次に
第４図以下の図面について詳細に説明する。第４図から
第８図まではこの発明で用いる直列共振素子の構成例と
、お互いに直交した２つの漏波間に前記直列共振素子が
生じせしめる位相差の周波数特性を説明する図である。

第４図は円形導波管１に直列共振素子として金属榛３を
付加した実施例の一部横断面図、第５図はその正面図で
あり、金属棒３は軸×と平行とされ、鞠Ｚに対して対称
となるように一端が導波管１に固定される。導波管１を
軸Ｚ方向に、偏波面が軸×と４５度傾いた方向に電界成
分Ｅを持つ電磁波が伝播する場合、周知のように金属榛
３は電界ＥのうちＥｙ成分に対してはほとんどなんの作
用もせず、Ｅｘ成分に対しては直列共振素子として働く
。こ）で金属棒３が電界Ｅｘに対して持つインダクタン
スとキャパシタンスとそれぞれＬ，Ｃ，更に共振周波数
をｆＲ、導波管内を伝播する電波の任意の周波数をｆと
すれば、金属棒３により電界Ｅｘに対して生ずるァドミ
ッタンスＹは式■および‘３’で求まる。ｆ＜ｆＲでは
Ｙ＝ｊ２ｍｆＣ／（１−ｆ２／ｆＲ２） （２）ｆ＜ｆ
ＲではＹ＝−ｊ／２汀山（１一ｆＲ２／ｆ２）‘３’従
って共振周波数ｆＲより低い周波数帯では金属榛３は電
界Ｅｘに対し容量性で働き、ｆＲより高い周波数帯では
誘導性に働き、電界Ｅｘに対する影響は共振周波数ｆＲ
に近い周波数程大きいことがわかる。

なお共振周波数ｆＲは導波管の寸法や第４図に示した金
属棒３の導波管内の長さ１により定まり、異なった１に
対する各共振周波数の間には式（４｝の関係がある。１
．＜１２の場合 １，で定まる共振周波数ｆＲ，＞１２で定まる共振周波
数ｆＲ２ （４｝以上より、
第４図及び第５図に示した金属綾３により電界ＥｙとＥ
ｘの間に生ずる位相差の周波数特性を示したのが第６図
である。

同図で縦軸は位相差、機軸は周波数を示し、ｆＬ，から
ｆＬ２ までが使用する低い周波数帯域を、ｆＨ，から
ｆＨ２ までは使用する高い周波数帯城を示す。周波数
ｆＲ，は金属棒３の長さ１が１，，ｆＲ２ は１力汀２
の場合の共振周波数を表わし、実線１１及び２１は金属
榛３の長さ１が１，の場合、また破線１２及び２２は１
が１２の場合の各使用周波数帯域内での位相差の周波数
特性を示す。同図より破線１２と実線１１との差△ＯＬ
＝８，２一０，．と、破線２２と実線２１との差△８Ｈ
＝８２一８２，は共に正であり、しかもその大きさは△
ａＬの場合はｆＬ２に近い周波数ほど、また△ひ日の場
合はｆＨ，に近い周波数ほど大きいことがわかる。この
頃向は先に述べた第３図の従来の移相器の位相差の周波
数特性曲線１０の頭向と逆である。このことに着目すれ
ば、曲線１川こ前記△ＯＬ及び△ａＨを加え合わせると
により使用する２つの周波数帯内での位相差の周波数特
性を希望する特定の位相差により近ずけることが可能で
あることが容易に理解できる。第７図は先に述べた△ａ
Ｌと△ａＨとを具体的に実現するための直列共振素子の
構成例の正面図であり、共振素子としては第４図及び第
５図の場合と同様に金属榛を使用している。

第８図は第７図に示した構成における電界成分ＥＹに対
する鰭界成分Ｅｘの位相差の周波数特性を示す図である
。第７図において金属榛４は長さが１２、金属棒５は長
さが１，で１２＞１，の関係があり、金属棒４はＸ軸上
に、金属棒５はＹ軸上に設けられ、従ってこれ等は互い
に直交するように、しかも導波管１内を伝播する電波の
電界Ｅの偏波方向に対しそれぞれ４５度煩いて導波管１
に付加されている。従って金属棒４は電界成分Ｅｘに対
して共振周波数がｆＲ４の直列共振素子として働き、金
属綾５は電界効分ＥＹに対して共振周波数ｆＲ５の直列
共振素子として働き、電界ＥＹに対する電界Ｅｘの位相
差は低い周波数帯では第６図の破線１２と実線１１との
差△ａＬとして第８図の曲線３１のような周波数特性を
示し、高い周波数帯では第６図の破線２２と実線２１と
の差△８日として第８図の曲線３２のような周波数特性
を示す。なお、第８図において縦軸、機軸、変数ｆＬ．
，ｆＬ２，ｆ一・，ｆＨ２ は第６図の対応するものと
同一である。第８図の曲線３１と３２とを第３図の曲線
１０と比較すると、使用周波数帯域内での額向が逆であ
り、従釆の移相器、例えば直線偏波円偏波変換器に第７
図に示すような直列共振素子を付加することにより位相
差の周波数特性を従釆のものより改善できる。また第８
図の位相差△８Ｌ及び△ＯＨが第３図に示すような位相
特性に加算さるので、この分だけ位相等化される移相器
の位相差を小さく選ぶことができ、２つの周波数帯で特
定の位相差（例えば９０度）より概ね小さく選ぶことが
できる。

従って位相等化される移相器の管軸万向の寸法を従来の
移相器より小さくすることが可能となる。なお以上の説
明では導波管は総て円形導波管としたが、円形導波管以
外の導波管、例えば正方形導波管等においても直列共振
素子を用いて第８図の曲線３１及び３２と同様の特性が
得られることはいいうまでもない。

第９図はこの発明を直線偏波円偏波変換器に適用した場
合の代表的実施例の一部横断面図、第１０図はその正面
図である。

第９図及び第１０図において、１は正方形導波管、２は
第１図および第２図で説明した金属アイリス群であり、
管軸Ｚ方向に順次配列され、かつ一つの対角を結ぶ軸×
と平行している。金属棒４及び５は第１０図に示すよう
にお互いに直交するよう管轄Ｚ方向複数個順次正方形導
波管に付加され、金属榛４が付加される方向は金属アイ
リス２が付加される方向と同一である。また６はインピ
ーダンス整合用に電界ＥｘとＥＹのそれぞれの方向に付
加された整合用ピスである。導波管１を伝播する電波の
電界Ｅは金属榛４と５に対して４５度懐いた方向である
とする。第７図の場合と同様に電界成分Ｅｘに対しては
金属榛４が共振周波数ｆＲ４の直列共振素子として、ま
た電界成分ＥＹに対しては金属榛５が共振周波数ｆＲ５
の直列共振素子として働き、第７図で説明したものと同
様に両共振周波数は連続しない２つの使用周波数帯の中
間の周波数帯にあり、ｆＲ４＜ｆＲ５の関係がある。従
って第９図および第１０図に示す構成とした直線偏波円
偏波変換器の電界成分ＥＹに対するＥｘ位相差の周波数
特性はアイリスの特性と共振素子の特性とが合わさった
ものとなり、上述たように使用周波数帯内で良好な特性
が得られる。第１１図は第９よび第１０図に示した構成
により具体的に試作した４ＧＨＺとめ日２帯との共用の
直線偏波円偏波変換器の位相差の周波数特性の実測値を
アイリスのみの場合とアイリスに直列共振素子を付加し
た場合とに分けて示した図である。

試作した直線偏波円偏波変換器の全長は１８仇舷、使用
したアイリス２は対向した２枚を１組として１１組、使
用した金属棒４，５は導波管１の管軸Ｚと直交する平面
上にある４本を１組として４組、他にインピーダンス整
合用のピスが電界Ｅｘ及びＥＹのそれぞれの方向に４本
づっ設けられている。第１１図の縦藤は位相差を、機軸
は周波数を表わし、アイリスのみの周波数特性は４，昨
日Ｚでそれぞれ破線４０及び４１となり、共振素子を付
加した場合の周波数特性は４，的ＨＺ帯でそれぞれ実線
４２及び４３となる。同図からも明らかなようにアイリ
スのみの場合は使用周波数帯内で最大２４隻の位相差の
周波数特性があるのに対し、共振素子を付加した場合に
はこれが１０度迄改善されており、この発明の効果が確
認される。第１２図に先に述べた試作道線偏波円偏波変
換器のＶＳＷＲ特性実測値をを示す。

一般に前記共振素子を付加するとにより、その共振素子
による反射波が生じ、ＶＳＷＲ特性を劣化させるが共振
素子の管鼠方向の間隔を調整することにより、あるいは
反射波を生じにくい共振素子を用いることによりＶＳＷ
Ｒ特性の劣化を防ぐことは可能である。今回共振素子と
して用いた金属棒のような比較的反射波を生じやすい素
子の場合でも管軸万向の間隔を調整し、インピーダンス
整合用のビスを用いることにより第１２図に示すように
１，２以下のＶＳＷＲ特性を実現できる。第１３図から
第１６図までは直列共振素子の他の実施例を示す図あり
、第１３図は一部横断面図、第１４図はその正面図、第
１５図は一部横断面図、第１６図はその正面図である。

第１３図及び第１４図に示す構成例では導波管１に付加
する金属素子３の先端を多少管軸方向に折曲げて反射波
を減少させようとするものであり、第１５図及び第１６
図の構成例では導波管１に付加する金属素子３の先端部
分を多少太くすることにより、導波管内での金属素子の
長さを減少し、反射波を減少させようとするものであり
、いずれの場合にも金属素子３が電界成分Ｅｘに対して
直列共振素子として働くことは勿論である。なお、以上
の説明では導波管内で位相差を与える従来の変換器とし
て金属アイリスを用いた場合についてのみ説明したが、
他の従来の変換器、例えば誘電体板を用いた変換器等に
ついてもこの発明が適用可能なことは云うまでもない。

以上説明したようにこの発明によれば直列共振素子４及
び５の組合わせによる位相補正用共振素子を用いること
により連続しない２つの周波数帯において、周波数特・
性の良好な直線偏波円偏波変換器をはじめとする偏波変
換器が実現でき、更に前記位相補正素子を導波管内部に
付加することにより全体が小形になり、例えばマルチビ
ームアンテナ等の給電回路として複数個の偏波変換器を
限られた場所に配置する場合や、衛星搭載用アンテナの
給電回路としてできるだけ小形の偏波変換器が必要な場
合等に用いて大きな効果を生ずる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直線偏波変換器の一部横断面図、第２図
はその正面図、第３図は位相差の周波数特性図、第４図
は直列共振素子の一部横断面図、第５図はその正面図、
第６図は位相差の周波数特性図、第７図はこの発明に用
いる直列共振素子を組み合てせた位相補正共振素子の実
施例を示正面図、第８図は位相差の周波数特性図、第９
図はこの発明を用いた直線偏波円偏波変換器の実施例を
示す一部横断面図、第１０図はその正面図、第１１図は
位相差の周波数特性図、第１２図はＶ．Ｓ．Ｗ．Ｒ．特
性図、第１３図及び第１４図は他の直列共振素子の一部
横断面図及び正面図、第１５図及び第１６図は更に他の
直列共振素子の一部横断面図及び正面図である。 １：導波管、２：金属アイリス、３，４，５：直列共振
素子、６：インピーダンス整合用ビス。 第１図第２図 第３図 努４図 第５図 第６ 図 鰭ヮ図 麓８ 図 努ｑ図 発１０図 ※ ７１ 図 蜂 ー２ 図 溝 １３ 図 廉ー４ 図 第 １５ 図 舞ー６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ２つの連続しない周波数帯内で、お互いに直交した
   ２つの方向に偏波した電磁波の間に特定の位相差を与え
   る導波管移相器において、前記２つの周波数帯内で前記
   特定の位相差よりも概ね小さい位相差を前記２つの方向
   の偏波の間に与え、かつその位相差は２つの周波数帯の
   低い方の帯域においては周波数が高くなるに従つて小と
   なり、高い方の帯域においては周波数が高くなるに従つ
   て大となる位相差付与手段と、前記２つの偏波のうち一
   方の偏波に対してのみ直列共振し、その共振周波数がほ
   ゞ同一で前記２の周波数帯の中間の周波数帯内にあるよ
   うに調整された少なくとも１個の第１共振素子と、他方
   の偏波に対してのみ直列共振し、その共振周波数がほゞ
   同一で前記２つの周波数帯の中間の周波数帯内にあり、
   かつ前記第１共振素子の共振周波数よりも高くなるよう
   調整された少なくとも１個の第２共振素子とを備え、か
   つ前記２つの方向の偏波の間に与える位相差の大きさは
   前記低い方の帯域では第１共振素子による値の方が第２
   共振素子による値よりも大きくなり、前記高い方の帯域
   では第１共振素子による値の方が第２共振素子による値
   よりも小さくなるよう調整されていることを特徴とした
   ２周波数帯共用移相器。