JPS60186899A - 音声帯域信号符号化方法とその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は音声帯域信号（音声信号、データモデム信号等
）の低ピットレイト波形符号化方式、特に伝送情報量’
！１＝１６にビット／秒以下とするような符号化方式と
装置に関する。

〈従来技術とその問題点〉 音声信号′！！−１６にビット／秒程度以下の伝送情報
量で符号化するだめの方式として、最近マルチパルス駆
動形音声符号化方式が提案されている。これは、駆動音
源信号系列を表わす複数個のパルス系列（マルチパルス
）を、短時間毎に、符号器側でＡ　−ｂ　−Ｓ　（ＡＮ
ＡＬＹＳＩＳ　−ＢＹ−８ＹＮＴＨＥＳＩＳ）の手法を
用いて遂次的にめ、このパルス系列全符号化伝送する方
式である。本発明はこの方式に関係するものである。こ
の方式の詳細については、ビー・ニス・アタール（Ｂ、
Ｓ、ＡＴＡＬ）氏らによるアイ自シーーニー自ニス・ニ
ス−ビー（１，Ｃ。

Ａ、Ｓ、Ｓ、Ｐ、）の予稿集、１９８２年６１４〜６１
７頁に掲載の「ア、ニュー、モデル、オフ。エル。

ビー、シー、エクサイティシｌン、フォー、グロデュー
シング、ナチーラル、サウンディング、スピーチ、アッ
ト、ロウ、ビット、レインＪ（”ＡＮＥＷ　ＭＯＤＦＪ
Ｌ　ＯＦ　ＬＰＣＥＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　ＦＯＲＰＲＯ
ＤＵＣＩＮＧ　ＮＡＴＵＲＡＬ−８ＯＵＮＤＩＮＧＳＰ
ＥＩｍＣＩ（ＡＴ　ＬＯＷ　ＢＩＴ　ＲＡＴＥＳ”）と
題した論文（文献１）に説明されているので、ここでは
簡単に説明全行なうにとどめる。

第１図は、前記文献ｌ、に記載された従来方式における
符号器側の処理金示すプロ、り図である。

図において、１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変
換された音声信号系列ｘ（ｎ）が入力される。１１０は
バッファメモリ回路であり、音声信号系列を１フレーム
（例えば８Ｋ）ｆＺサンプリングの場合でフレーム長ｆ
ｃｌｏｍ（８）とすると８０サンプル）分、蓄積する。

バッファメモリ回路１１０の出力値は減算器１２０と、
Ｋパラメータ計算回路１８０とに出力される。但し、文
献１、によればにパラメータノカワリニレフレクシ田ン
・コエフィシエンツ（ＲＥＦＬＥＣ’ｒＩＯＮ　Ｃ０Ｅ
ＦＦＩＣＩＥＮＴＳ）と記載されているが、これはにパ
ラメータと同一のパラメータである。Ｋパラメータ計算
回路１８０は、バッファメモリ回路１１０の出力値を用
い、共分散法に従って、フレーム毎の音声信号スペクト
ルヲ表わすにパラメータＫｉを１６次分（１≦ｉ≦１６
）求め、これらを合成フィルタ１３０へ出力する。１４
０は、音源パルス発生回路であシ、１フレーム内にあら
かじめ定められた個数のパルス系列を発生させる。ここ
工は、このパルス系利金ｄ（ｎ）と記する。

音源パルス発生回路１４０によって発生された音源パル
ス系列の一例を第２図に示す。第２図で横軸は離散的な
時刻を、縦軸は振幅全それぞれに示す。

ここでは、１フレーム内に８個のパルスを発生させる場
合について示しである。音源パルス発生回路１４０によ
って発生されたパルス系列ｄ　（ｎ）は、合成フィルタ
１３０を駆動する。合成フィルタ１３０は、ｄ　（ｎ）
を入力し、音声信号ｘ　（ｎ）に対応する再生信号Ｘ（
ｎ）？求め、これを減算器１２０へ出力する。

ここで、合成フィルタ１３０は、にパラメータＫｉを入
力し、これらを予測パラメータａｉ（１≦ｉ≦１６）へ
変換し、ａｉｅ用いて再生信号ｘ（ｎ）を計算する、ｘ
（ｎ）は、ｄ（ｎ）とａｌヲ用いて下式のように表わす
ことができる。

Ｍ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋　３ａｌ−ｘ（ｎ−ｉ）　−（１
）ｉ＝１ 上式でＰは合成フィルタの次数を示し、ここではＰ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号ｘ　（ｎ）と再
生信号ｘ（ｎ）との差６　（ｎ）’を計算し、重み付は
回路１９０へ出力する。１９０は、ｅ（ｎｉ大入力、重
み付は関数Ｗ（ｎ）ｋ用い、次式に従って重み付は誤差
ｅＷ（ｎ）全計算する。

ｅｗ（ｎ＋　＝　ｗ（ｎ）　矢ｅ　（ｎ）　（２）上式
で、記号”簀”はたたみこみ積分を表わす。また、重み
付は関数Ｗ（ｎ）は、周波数軸上で重み付けを行なうも
のであり、その２変換値’４ｗ□□□）とすると、合成
フィルタの予測パラメータ吋を用いて、次式により表わ
される。

ｗ（ｚ）　＝　（１−ΣａｉＺ−１）／（１−Σａ４−
ｒＩ−Ｚ−’　）　ｔ３）ｉｘｌ　ド１ 上式でｒは０≦ｒ≦１の定数であシ、Ｗ□□□）の周波
数特性を決定する。つまシ、ｒ＝１とすると、Ｗφ〕＝
１となシ、Ｗ■）の周波数特性は平担となる。一方、ｒ
＝０とすると、Ｗφンは合成フィルタの周波数特性の逆
特性となる。従って、ｒの値によってＷ（Ｚ）の特性を
変えることができる。また、（３）式に示したようにＷ
■）の特性を合成フィルタの周波数特性に依存させて決
めているのは、聴感的なマスク効果を利用しているため
である。つま９、入力音声信号のスペクトルのパワが大
きな細断では（例えばフォルマント周波数の近傍）、再
生信号のスペク）ｙとの誤差が少々大きくても、その誤
差は耳につきにくいという聴感的な性質による。第３図
に、あるフレームにおける入力音声信号のスペクトルと
、Ｗφ）の周波数特性の一例とを示した。ここではｒ　
＝　０．８とした。図において、横軸は周波数（最大４
ＫＨ７）を、縦軸は対数振幅（最大６ｏａＢ）をそれぞ
れ示す。また、上部の曲線は音声信号のスペクトルを、
下部の曲線は重み付は関数の周波数特性を表わしている
。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅ　ｖ（ｎ）は、誤差最
小化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回
路１５０は、ｅｗ（”）の値を１フレーム分記憶し。

これらを用いて次式に従い１重み付けられた誤差′電力
ε全計算する。

ここでＮは誤差電力を計算するサンプル数を示す。

文献１、の方式では１．この時間長全５ｍ５ｅｃとして
おり、これは８Ｋｌｌｚサンプリングの場合にはＮ＝４
０に相幽する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（
４）式で計算した誤差電力εを小さくするように音源パ
ルスの振幅及び位置をめ、この振幅情報と位置情報と全
音源パルス発生回路１４０に出力する。音源パルス発生
回路１４０はこの情報に基づいて音源パルス系列を発生
させる。

合成フィルタ回路１３０は、この音源パルス系列を駆動
源として再生信号Ｘ＜ｎ）”ｋ求める。減算器１２０で
は、原信号と先に計算した再生信号との誤差、　（ｎ）
から上記のようにしてまった再生信号ｘ（ｎ）　ｋ減算
して、これを新たな誤差、　（ｎ）とする。

重み付は回路１９０は６　（ｎ）　ｋ入力し重み付は誤
差ｅｗ（ｎ）　ｋ計算し、これ全誤差最小化回路１５０
ヘフイードバツクする。誤差最小化回路１５０は、再び
誤差電力を計算し、この誤差電力を小石くするように音
源パルス列の振幅と位置と全調整する。

こうして音源パルス系列の発生から誤差最小化による音
源パルス系列の調整までの一連の処理は。

音源パルス系列フレーム内のパルス数があらかじめ定め
られた数に達するまでくシ返され、音源パルス系列が決
定される。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
にパラメータＫｉ（１≦ｌ≦１６）と、音源パルス系列
のパルス位置及び振幅であり、１フレーム内にたてるパ
ルスの数によって任意の伝送レイトを実現できる。さら
に、伝送レイトラ１６Ｋｂｐｓ〜１０Ｋｂｐｓとする領
域に対しては、良好な再生音質が得られ有効な方式の一
つと考えられる。

しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある。これは音源ノ（ルス系列におけるパル
スの位置と振幅を計算する際に、そのパルスに基づいて
再生した信号と原信号との誤差及び誤差電力を計算し、
それらをフィートノ（、ツクさせて誤差電力を小さくす
るように〕くルス位置と振幅とを調整していることに起
因している。更には、これらパルスの発生から誤差電力
をフィードバックさせてパルス橡幅と位置とを調整する
までの処理を、パルスの数があらかじめ定められた値に
達するまで（り返すことに起因している。

また、１６にビット／秒以下の伝送ビットレイトの場合
、音声信号の無声部分では従来方式によれば音源パルス
数が十分に多くはできないので、このような箇所では良
好な特性が得られなかった。

最近の動向として、１６にビット／秒程度の伝送ビット
レイトで２４００ビット／秒程度の音声帯域データモデ
ム信号を良好に伝送したいという要請が非常に強い。音
声帯域データモデム信号に対しては、従来方式によれば
、／（ルス数が十分に多くはないので良好な特性を得る
ことが困難でありた。

〈発明の目的〉 本発明の目的は、１６にビット／秒、あるいは１６にビ
ット／秒以下の伝送ビットレイトで音声信号に対しては
勿論のこと、２４００ビット／秒程度の音声帯域データ
モデム信号に対しても比較的少ない演′Ｘ−量で良好な
特性が得られる音声帯域信号符号化方式とその装置（ｉ
ｌ−提供することにある。

〈発明の構成〉 本発明によれば、送信側では離散的な音声帯域信号系列
を人力し短時間スペクトル包Ｗ６に表わすスペクトルパ
ラメータ系列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記ス
ペクトルパラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列
を良好に表わし得る］（ルス系列全探索し、前記スペク
トルノくラメータ系列抽出結果゛または前記パルス系列
探索結果金もとに前記パルス系列の個数會きめる判別符
号を作虱前記判別符号に従い前記パルス系列と前記スペ
クトルパラメータ系列と全符号化し前記判別符号と組み
合わせて出力し、受信側では前記膨み合わされた符号を
入力し、前記判別符号を分離し、前記判別符号に従って
前記スペクトルパラメータ系料金表わす符号と前記パル
ス系列を表わす符号と全分離し復号し、前記復号された
スペクトルパラメータ系列と前記復号されたパルス系列
とを用い前記音声帯域信号系列を再生するようにしたこ
とを特徴とする音声帯域信号符号化方式が得られる。

また本発明によれば、離散的な音声帯域信号系列を入力
し、前記音声帯域信号系列から短時間スペクトル包絡を
表わすスペクトルパラメータ系列を抽出するパラメータ
計算回路と、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパ
ラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列全良好に表
わし得るパルス系列を探索するパルス系列探索回路と、
前記スペクトルパラメータ系列抽出結果または前記パル
ス系列探索結果をもとに前記パルス系列の１固数を決め
る判別符号を作る判別回路と、前記判別符号に従って前
記パルス系列と前記スペクトルパラメータ系列を符号化
し前記判別符号と組み合わせて出力する手段とを有する
ことを特徴とする音声帯域信号系列符号化装置が得られ
る。

更に本発明によれば１組み合わされた符号系列を入力し
判別符号を分離しさらに前記判別符号に従ってスペクト
ルパラメータ系列を表わす符号とパルス系料金表わす符
号とを分離し復号する手段と、前記復号されたパルス系
列を用いて駆動パルス系列全発生させるパルス系列発生
回路と、前記復号されたスペクトルパラメータ系列と前
記駆動パルス系列と全屈いて音声帯域信号系利金再生し
出力する合成フィルタ回路とを有することを特徴とする
音声帯域信号符号化方式が得られる。

〈実施例〉 本発明による音声符号化方式の構成全図面金用いて詳細
に説明する。第４図（ａ）は、本発明による音声符号化
方式の符号器側の一実施例を示すプロ、り図であり、第
４図（ｂ）は復号器側の一実施例を示すブロック図であ
る。第４図（ａ）において、音声信号系列、　（ｎ）は
、入力端子１９５から入力され、あらかじめ足められた
サンプル数だけ区切られてバッファメモリ回路３４０に
蓄積される。次ににパラメータ計算回路２８０は、バッ
ファメモリ回路３４０に蓄積されている音声信号のうち
、あらかじめ定められたサンプル数音入力し、入力音声
信号のスペクトル包絡全表わすＬＰＧパラメータを計算
する。

ＬＰＧパラメータとしては種々あるが以下ではに／＜ラ
メータを用いるものとして説明を進める。尚、Ｋパラメ
ータはパーコール係数と同一のパラメータである。Ｋパ
ラメータの計算法としては代表的な方法として自己相関
法と、共分散法がよく知られている。ここでは自己相関
法によるにパラメータの計算法を、ジ璽ン・マクホウル
（ＪＯＨＮＭＡＫＨＯＵＬ）氏らによるアイ・イー・イ
ー・イートランサクションズ　オン　ニー・ニスΦニス
・ピー（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　
Ａ、Ｓ、Ｓ。

ｐ、）誌１９７５年６月号、３０９〜３２１頁に掲載の
［クオンタイゼイシ目ン　プロパテイブ　オプトランス
ミッション　パラメ−タ値イン　リニア　プリディクチ
イブ　システムズＪ　（”ＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩＯＮ　
ＰＲＯＰＥＲＴＩＥＳ　ＯＦ　ＴＲＡＮＳＭＩ８ＳＩＯ
Ｎ　ＰＡＲＡＭＥＴＥＲ８ＩＮ　ＬＩＮＥＡＲＰＲＥＤ
ＩＣＴＩＶＥ　ＳＹＳＴＥＭＳ”　）と題シタ論文（文
献２）等に説明されている方法を引用して以下に示す。

ｇｏ＝　Ｒ（０）　（ｓａ） Ｊ　＝　−（Ｒ（ｉ）＋’Ｊ’ａｊ（＋−１）・Ｒ（ｉ
−ｊ）〕／Ｅｌ−１（ｓｂ）ｊ＝１ ω ａｉ　＝ｋｉ　（ｓｃ） 、ｊ＋＞＝　（，１−１）十に、Ｊｉ；Ｉ）　、　（ｔ
≦ｊ≦ｉ　−１）　（５ｄ）Ｅｉ　＝　（１−に−）・
Ｅ、〜□　（５＠）ａｌｌ　＝Ｉｋ甲、（１≦ｊ≦ｐ　
）　（５ｆ）式（５ａ）から式（５ｆ）はｃ　＝　１　
、２　、　・・・・・ｐとして再帰的に解くことができ
る。式において、ｋｉは１欠目のにパラメータ値金示す
。またＲ（ｉ）は入力音声に対する遅れ時間ｌの自己相
関々数を示す。ｐ（ｐ） は予測分析次数を示す。Ｊは分析次数ｐの場合のｊ番目
の線形予測係数金示す。ここで式（５ｅ）のＫｉの値は
次数ｌの予測における予測誤差電力を示している。従っ
て計算の各段階で次数ｌの予測の予測誤差電力を監視す
ることができる。Ｅｉ’に用いて正規化予測誤差は次式
のように表わせる。

Ｖｌ　＝　Ｅｔ　／　Ｒ（ｏ）　（６）１　＝ＰＣ７）
場合には（５ｅ）式を用いてｖ、＝子（１−ｋ”、）　
（７） ｉ＝１ 従って（力式を用いればＰ次子測分析の場合の正規化予
測誤差を知ることができる。以上で自己相関法によるに
パラメータ計算法の説明を終える。

第４図（ａ）に戻って、Ｋパラメータ計算回路２８０は
、式（５ａ）から式（５ｅ）に従ってあらかじめ定めら
れた次数Ｍｌ　（例えばＭ、＝４）のにパラメータＫｉ
（１≦ｉ≦Ｍｌ）を計算する。また（力式に従ってＭ１
次の正規化予測誤差ＶＭ、　ｆ：計算する。次にまった
正規化予測誤差ｖＭ、　ｙあらかじめ定められたしキイ
値と比較して、ｖＭ、がしきい値よシも小さければ入力
音声は有声と判別する。一方、ｖＭ、がしきい値よシも
大きければ入力音声は無声と判別する。このようにした
のは、音声信号の場合、有声部では相関が大きいために
予測し易く正規化予測誤差はかなシ小さな値となる。一
方、音声信号の無声部およびデータモデム信号は相関が
小さいために予測しにくく、正規化予測誤差はあ−１：
ｌ）小さくはならないことにもとすいている。Ｋパラメ
ータ劇算回路２８０は正規化予測誤差ＶＰヲ用いた有声
／無声判別結果を１ビツト情報ｄとしてにパラメータ符
号化回路２００とインパルス応答耐昇回路２１０とパル
ス計算回路３９０と合成フィルタ回路４００と恵み付は
回路４１０と蓋子化回路４７０とマルチプレクサ４５０
とへ出力する。更ににパラメータ計算回路２８０は、判
別結果が無声であった場合にはＭ１次までめたにパラメ
ータ値Ｋｉ（１≦ｉ≦Ｍ１２例えばＭ、＝４）ｉＫパラ
メータ符号化回路２００へ出力する。この場合、信号の
相関が小さいのでＭ、は４次程度以上としても予測利得
の向上はごくわずかである。一方、判別結果が有声であ
った場合には音声信号のスペクトル包絡をより精密に表
わすために更にＭ２次（Ｍｌ≧Ｍ３９例えばＭ、＝１２
）までのにパラメータ値に４　（１≦ｉ≦Ｍ２）を引き
続き計算し、Ｋ、　（１≦ｉ≦Ｍりをにパラメータ符号
化回路２００へ出力する。

Ｋ　ハラメータ符号化回路２００は、Ｋパラメータ計算
回路２８０から有声／無声判別情報ｄとにパラメータ値
Ｋｉとを入力する。Ｋパラメータ符号化回路２００は有
声に対する最適な量子化％性と無声に対する最適な量子
化特性の２棟の量子化特性をもっておｐ、判別情報ｄに
従ってこの特性を切シ換え、入力し念にパラメータに、
全符号化し、符号ｔｋｉ’ｔマルチプレクサ４５０へ出
力する。またにパラメータ符号化回路２００は、ｔｋｉ
　’ｔ”復号化して得たにパラメータ復号１直Ｋｉを用
い前述の（５ｃ）、（５ｄ）。

（５ｆ）式を用いて予曲」係数値ａ’、　［変換する。

この際に有声／無声判別情報ｄ金用いて次数ＰｋＭ。

またはＭ、に切υ換えておく。Ｋパラメータ符号化回路
２００は、予測係数値ａ＋、　ｋインパルス応答計算回
路２１０と重み付は回路４１０と合成フィルタ回路４０
０とへ出力する。

次にインパルス応答計算回路２１０は、Ｋパラメータ計
算回路２８０から有声／無声判別情報ｄとにパラメータ
符号化回路２００から予測係数値、＋、　ｅ入力し１次
式で示される重牟付けされた合成フィルタの伝達関数を
表わすインパルス応答り、、（ｎ）　ｋ、あらかじめ定
められたダンプル数だけ計算する。

ここでＰは予測係数値ａ′１の次数を示す。Ｐは有声／
無声判別情報ｄに従って切シ換えられ、有声の場合はＰ
はＭ２（例えば１２）次にセットされ、無声の場合はＰ
はＭ＋（例えば４）次にセットされる。

また、Ｗ（Ｚ）は前記（３）式で示した重み付は関数の
２変換表現である。仕し次数Ｐは、有声／無声情報ｄに
従いＭ、凍たはＭ、に切シ換えられる。インパルス応答
計算回路２１０はインパルス応答ｈｗ（ｎ）ｉ自己相関
次数計算回路３６０と相互相関次数計算回路３５０とへ
出力する。

次に自己相関次数計算回路３６０は、インパルス応答計
算回路２１０からインパルス応答ｈＷ（ｎ）ｅ入力し、
次式に従って自己相関次数Ｒｈｈ（り全あらかじめ定め
られた遅れ時間τだけ計算する。

自己相関次数Ｒｈｈ（τ）はパルス計′算回路３９０へ
出力される。

次にｆｌ、器２８５は、バッファメモリ回路３４０に蓄
積された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、ｘ（ｎ）から合成
フィルタ回路４００の出力系列を１フレームサンプル分
減算し、減算結果、（ｎ）を重み付は回路４１０へ出力
する。

次に重み付は回路４１０は、減昇器２８５から減算結果
ｅ　（ｎ）　’ｅ大入力、またにパラメータ符号化回路
２００から予測係数値！１’ｉ　’ｆｒ入力し、にパラ
メータ計算回路２８０がら有声／無声判別情報ｄ全入力
し。

ｅ（ｎ）に対して重み付けを施しｅ、（ｎ）（５出力す
る。ここで、ｗ（ｎ）は２変換表現で次式のように書け
る。

ＥＪ）　＝　Ｅ（Ｚ）　”　ｗ（Ｚ）　ｕｏ）ここでＥ
Ｗ（Ｚ）、　Ｅ（Ｚ）はそれぞれｅｗ（ｎ）の２変換値
。

ｅ（ｎ）の２変換値を示す。またＷ（２））は前記（３
）式で示される重み付は関数の２変換値を示す。但しＷ
（Ｚ）の次数ｐは有声／無声情報ｄに従いＭ２またはＭ
。

に切シ換えられる。重み付は回路４１０は請求めたｅＷ
（ｎ）　ｋ相互相関次数計算回路３５０へ出力する。

次に相互相関次数計算回路３５０は、重み付は回路４１
０からｅｗ（ｎ）’ｃ大入力、またインパルス応答計算
回路２１０からインパルス応答ｈｗ（ｎ）　を入力し１
次式に従って相互相関次数ψｈｘ（ｎ）　’ｌｒあらか
じめ定められたサンプル数だけ計算する。

ψｈｘＧＴ＋）＝Σｅｙ（”）・ｈｗ（ｎ−ｎ＋　）　
、（１≦ｍ≦Ｎ）　（Ｉｌｌ−４ 相互相関次数９’ｈｘ（・）はパルス計算回路３９０へ
出力される。

次にパルス計算回路３９０は、相互相関次数計算回路３
５０から相互相関次数ψｈＸ（−）　’に入力し、自己
相関次数計算回路３６０から自己相関次数Ｒｂｈ（・）
を入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０から有声／無声
判別情報ｄを入力する。ここでパルス計算回路３９０は
、有声／無声判別情報ｄに従って、１フレーム内にめる
パルス数を切り換える。つ壕シ、有声の場合にはＬ１個
のパルスをめ、無声の場合にはり、個のパルスをめる。

但し、Ｌ、＜Ｌ。

とする。無声の場合に、有声の場合と比較してパルス数
を増やす必要があるのは、前述したように無声の場合は
有声の場合に比べ予測利得が少ないためである。ここで
パルス数は伝送ビットレイトに応じて決定されなくては
ならない。例えば、伝送ビットレイトＫ１−１６にビッ
ト／秒とすると、後述する量子化回路における量子化ビ
ット配分に従えば、有声の場合にり、＝３２．無声の場
合にり、＝５０個程度となる。

パルス計算回路３９０では、入力信号と合成信号との重
み付は誤差電力を最小化するパルス系列を、次式に従っ
て１パルスずつ順次計算する。

ｆ　１　（□　；　）　＝（ψ、Ｘ輻ρ−Σ’ｚ−”ｈ
ｈ（１ｍｔ−ｍ＋　ｌ）　’ｔ／　Ｒｈｈ（ｏ）ｂミｌ （１≦ｌ≦Ｌ　）　Ｄ ここで２１はフレーム内のｉ番目にたつパルスの撮Ｉｔ
！’ｔ：示す。ｍｌは１番目のパルスのフレーム内のサ
ンプル位置を示す。またＬは１フレーム内にめるパルス
数を示し、この値は前述のように有声／無声判別情報に
従ってｒ’ｔ　（有声の場合）、またはｂｔ（無声の場
合）に切υ換えられる。パルスの位置町は２１の絶対値
最大値をとるフレーム内位置からまる。

次に、ａ′ｌＪ式に従ってパルスを１つずつめる過程を
、図面を用いて説明する。第５図（、）は相互相関々数
計算回路３５０で計算され、パルス計算回路３９０へ出
力された１フレ一ム分の相互相関々数金示す。図におい
て横軸は１フレーム内のサンプル時刻を示す。フレーム
長は１６０としている。縦軸は振幅である。第５図（ｂ
）はｔｌｚ式に従ってめた第１番目のパルスｒ、′に示
す図である。第５図（ｅ）は第５図（ｂ）でめたパルス
の影Ｗｔ差し引いた後の図である。第５図（ｄ）は第２
番目のパルス１２をめた図である。第５図（ｅ）は第２
番目のパルスｙ２の影響を差し引いた後の図である。第
５図（ｄ）から（、）の処理ヲ＜シ返してり１個または
５２個のパルスをめる。

第４図（ａ）に戻って、パルス計算回路３９０はα２式
に従ってめたパルス系列を符号化回路４７０へ出力する
。

次に符号化回路４７０は、パルス計算回路３９０からパ
ルス系列を入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０から有
声／無声判別情報ｄ全入力する。符号化回路４７０は、
有声／無声判別情報ｄに従い、有声、無声の場合に対し
て量子化ビット数及び量子化特性を切）換える。量子化
特性を切り換えるのは、有声と無声の場合ではパルス振
幅の分布が異なるので、各々の分布に対し最適な量子化
音節すためである。符号化回路４７０は、入力したパル
スの振幅２位置を符号化し、マルチプレクサ４５０へ出
力する。また、パルスの振幅１位置の復号値ｙ’（＋　
ｍ／、　’ｆｃパルス発生回路４２０へ出力する。ここ
でパルス系列の符号化法は種々考えられる。一つは、パ
ルス系列の捗幅２位置全別々に符号化する方法であシ、
また一つは振幅１位置を一緒に符号化する方法である。

前者の方法について一例全説明する。まず、パルス系列
の振幅の符号化法としては、フレーム内のパルス系列の
振幅の最大値全正規化係数として、この値を用いて各パ
ルスの振幅を正規化した後に。

量子化、符号化する方法が考えられる。量子化特性につ
いては、有声、無声、各々の場合の振幅分布に応じた最
適な特性を用いる。また、各パルスの振幅を直交関係に
ある他のパラメータに変換した後に量子化、符号化を施
してもよい。また、パルス珈暢毎にビット割）当で’（
］：変えてもよい。次に、パルス位置の符号化について
も柚々の方法が考えられる。例えば、ファクシミリ信号
符号化等でよく知られているランレングス符号等を用い
てもよい。これは符号″′０″または１”の続く長さを
あらかじめ定められた符号系列を用いて表わすものであ
る。また、正規化係数の符号化には、従来よく知られて
いる対数圧縮符号化等を用いることができる。

次に有声、無声の各場合に対する量子化ビット配分の一
例を以下に示す。伝送ビットレイトは１６にビット／秒
とする。もし判別情報ｄが鳴声であった場合には、パル
ス振幅の量子化ビット数は５ビツト、パルス位置のビッ
ト数は３ビツトとする。一方、判別情報が無声であった
場合には、パルス振幅の量子化ビット数は４ビツト、パ
ルス位置のビット数は２ビツトとする。このビット配分
に従えば、伝送ビットレイト′ｔ１６にビット／秒とし
た場合に、前述のように、有声に対するパルス数は３２
．無声に対するパルス数は５０程度となる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方式に限らず、衆知の最良の方法を用いることがで
きることは勿論でるる。

第４図（ａ）に戻って、パルス発生回路４２０は、パル
ス系列復号値ｒ・＋　＊　ｍ＋、　ｋ用いてｍ’ｉの位
置に振幅１′１をもつ駆動パルス系列を発生させる。パ
ルス発生回路４２０は、駆動パルス系列を合成フィルタ
回路４００へ出力する。

合成フィルタ回路４００は、パルス発生回路４２０から
駆動パルス系列を入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０
から有声／無声判別情報ｄ全入力し、Ｋパラメータ符号
化回路２００から予測係数復号値ａ′ｉを入力する。合
成フィルタ回路４００は、入力した駆動パルス系列と予
測係数復号値ａ′１と全周いて１フレ一ム分の応答信号
系列ｘ（ｎ）’ｉ次式に従って計算する。

△　Ｐ　△ ｘ　（ｎ）　＝　ｄ　（ｎ）十Σ鴫・ｘ（ｎ−ｉ）　（
１３）←壬１ △ ここでｘ（ｎ）の値は２フレ一ム分（１≦ｎ≦２Ｎ）計
算される６ｄ（ｎ）は駆動信号を表わし、１≦ｎ≦Ｎで
はパルス発生回路４２０から入力した駆動パルス系列を
用いる。、マたＮ＋１≦ｎ≦２Ｎでは全てＯの系列を用
いる。次数ｐは判別情報ｄに従って切シ換え、有声の場
合はＭｔ（例えば１２）次、無声の場合はＭｔ（例えば
４）次とする。住３式でめたＸ　（ｎ）△ のうち、２フレーム目の”）（Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎ）の値
が減算器２８５へ出力される。

次にマルチプレクサ、４５．０は、符号化回路４７０の
出力符号とにパラメータ符号化回路２００の出力符号と
にパラメータ符号化回路２８０からの判別情報を表わす
１ビット符号と全入力し、これらを組み合わせて送信側
出力端子４８０から通信路へ出力する。以上で本発明に
よる音声符号化方式の符号器側の説明を終える。

次に本発明による音声符号化方式の復号器側について第
４図（ｂ）を参照して説明する。デマルチプレクサ５０
０は、復号器側入力端子４９０から組み合わされた符号
を入力する。デマルチプレクサ５００は入力した符号の
うち、Ｋパラメータを表わす符号とパルス系列を表わす
符号と有声／無声判別情報を表わす１ビット符号とを分
離し、Ｋパラメータを表わす符号ｔ−にパラメータ復号
回路５２０へ出力し、パルス系列を表わす符号全パルス
系列復号回路５３０へ出力し、有声／無声判別情報を表
わす１ビ、ト符号ｆｃＫパラメータ復号回路５２０とパ
ルス系列復号回路５３０と合成フィルタ回路５５０とへ
出力する。

次にパルス系列復号回路５３０は、有声／無声判別情報
を表わす符号とパルス系列を表わす符号とを入力し、有
声／無声判別情報を表わす符号に従りて、有声の場合に
はＬｌ（例えば３２）個のパルス系列を復号化する。一
方、無声の場合には１１（例えば５０）個のパルス系列
を復号化する。

復号化されたパルス系列の折幅１泣置情報はパルス発生
回路５４０へ出力される。パルス発生回路５４０は、復
号化された振幅１位置情報を入力し駆動パルス系列を発
生させ、合成フィルタ回路５５０へ出力する。

次ににパラメータ復号回路５２０は、有声／無声判別情
報を表わす符号とにパラメータを表わす符号と全入力し
、有声／無声判別情報を表わす符号に従って、有声の場
合にはＭｔ　（例えば１２）次のにパラメータを復号化
する。一方、無声の場合にはＭＳ（例えば４）次のにパ
ラメータを復号化する。復号化されめたにパラメータ値
Ｋｉは合成フィルタ回路５５０へ出力される。

次に合成フィルタ回路５５０は、有声／無声判別情報を
表わす符号と駆動パルス系列と、Ｋパラメータ復号値Ｋ
ｉと金入力する。Ｋパラメータ復号値Ｋｌは前述の（５
ｅ）、（５ｄ）、（５ｆ）式を用いて予測係数値ａ′１
に変換される。この際に有声／無声判別情報を表わす符
号に従りて次数ｐ　ｋ　Ｍｓ　ｔたはＭ、に切シ換えて
おく。合成ライルタ回路５５０は次式に従って合成信号
ｘ（ｎ）ｌｒｘフレーム分計算し、受信側出力端子５６
０から出力する。

ｘ（ｎ）　＝　ｄ　（ｎ）＋Σａ′ｉ−マ（ｎ−１）、
（ｌ≦ｎ≦Ｎ）　（Ｊ４）Ｉ富ｌ ここでｄ（ｎ）は駆動パルス系列を示す６′また次数ｐ
は有声／無声判別情報を表わす符号に従ってＭ。

またはＭ、に切シ換えられる。以上で本発明にょる復号
器側の説明を終える。

本実施例の構成によれば、パルス系列を前述の任ｚ式に
従いめているので、文献１の従来方式のように、音源パ
ルスで合成フィルタを駆動して再生信号をめ、原信号と
の２乗誤差をフィードバックしてパルスを調整するとい
う径路がなく、またその処理をくり返す必要もないので
、演算１ｔｔ−大幅に低減できる。但し、パルス計算ア
ルゴリズム全実施例にて説明した方法に限定するもので
はなく、演算量の増加を許せば、文献１．に例を示すよ
うなＡ−ｂ−８的手法によるパルス計算アルゴリズムを
用いてもよい。

尚、ｔＩｚ式に示したパルス計算法においては、パルス
を１つずつ順番に計算していた。この方法においては次
のパルスを計算する際にこれよシ過去にまった複数個の
パルスの振幅を再調整するよい場合に特性が向上する。

また音源パルスをめる方法としては、よシ最適なパルス
系列全計算する方法のような他の良好なパルス系列計算
法を用いてもよい。

また本実施例においては、符号器側で正規化予測誤差を
前述の（方式に従い計算し、この値に応じて有声／無声
判別情報をつくっていたが、有声／無声判別情報のつく
υ方としては次に示すようにしてもよい。今、伝送とッ
トレイト全１６にビット／秒とする。パルス計算回路３
９０では無声と判断された場合の個数ＬＨ（例えば５０
）個のパルスをめ、符号化回路４７０では各パルスの振
幅に対し４ビツトの量子化を施し、各パルス位ｆ？２ビ
ットの符号で表わす。各パルスの振幅２位置を復号化し
、次式に従って誤差電力ＥＩヲ計算する。

Ｅ　＝　Ｒ，、（ｏ）−Σ７・ψｈｘｃ”′ρ　α９、
ｉ−１ ここでＲ１（０）は重み付は回路４１０の出力値ｅＷ（
ｎ）のＮサンプル分の電力金示す。Ｌはパルスの個数（
この場合はＬ＋　）　、ｒｉｉは１４目のパルスの復号
されたパルス振幅、　ｍ’ｉは１番目のパルスの復号さ
れた位置、ψｈｘ（・７・は相互相関々数全示す。さら
にり。

個のパルスのうち振幅の大きな方から順に有声と判断さ
れた場合の個数Ｌ！（例えば３２）個のパルスを選び、
符号化回路４７０において各パルス振幅に対し５ビツト
量子化を施し、各パルス位置を３ビット符号で表わし復
号化する。復号値を用いて前述の０９式に従って誤差電
力Ｅｔｋ計算する。但し、（１５１式のＬはり、としな
くてはならない。次にＥ。

とＥ、と全比較し、ＥＩの方が小さければ無声と判断し
、判別符号を無声會示す符号にセットし、パルス数ｔ　
、Ｌ　１個とする。一方、Ｅ、の方が小さければ有声と
判断し、判別符号を有声を示す符号にセットし、パルス
数’ｅＬｔ個とする。このような構成とすることによっ
て、量子化効果も含めたオーバーオールの特性による有
声／無声判別を行なうことができるので、特性がさらに
向上する。

また本実施例においては、有声／無声判別情報を用いて
、符号器側ではにパラメータ符号化回路２００、符号化
回路４７０の量子化特性、量子化ピット配分を切り換え
、復号器側ではにパラメータ復号回路５２０．パルス復
号回路の復号特性金切シ換えていた。装置構成をよシ簡
略化するために、量子化特性・、量子化ビット配分、復
号特性は有声、無声で切シ換えずに同じ特性としてもよ
い。

また本実施例においては、有声／無声判別情報を用いて
、符号器側ではにパラメータ計算回路２８０でにパラメ
ータの次数を切シ換えていた。一方、復号器側ではにパ
ラメータ復号回路５２０゜合成フィルタ回路５５００次
数を切シ換えていたが。

この次数に関する切シ換え操作はなくてもよい。

また本実施例においては、合成フィルタ回路５５０の次
数を、有声／無声判別情報を入力して切シ換えていたが
、有声／無声判別情報を用いた切シ換え操作はなくても
よい。これはにパラメータ復号回路５２０から入力する
にパラメータ復号値の次数が有声／無声判別情報に応じ
てすでに切り換えられているためである。

また本実施例においては、パルス計算回路３９０におい
て有声／無声判別情＠を用いてフレーム内にめるパルス
数りを切！ｌｌ換えていたが、パルス計算回路３９０で
めるパルス数は有声、無声とも同じ数としＬ＋　（例え
ば５０）個計算しておき、マルチプレク＋ｊ４５０にお
いてパルス系列全表わす符号？伝送する際に、有声／無
声判別盾報全用いて伝送するパルス数を切り換えてもよ
い。このような構成とした場合、パルス数の少ない方に
切り換えて伝送する際には例えばパルス振幅の大きなも
のからｒ’ｔ（例えば３２）個選び田して伝送すればよ
い。

また本実施例においては、パルス数全切り侯える種類を
り、個またはＬ２個の種類としたが、３種類以上のパル
ス数に切９換えるようにしてもよい。

但しこのようにした場合には、符号器側で有声／無声判
別を行なうためのしきい値全３種類以上用意することと
復号器側に伝送する判別符号のビット数金増やす必要が
ある。

本実施例の構成においては、短時間スペクトル構造全表
わすインパルス応答系列の自己相関次数を計算する際に
、インパルス応答計算回路２１０によってにパラメータ
復号値全用いてインパルス応答全計算した後に、このイ
ンパルス応答を用いて自己相関次数計算回路３６０にて
自己相関次数を計算していた。ディジタル信号処理の分
野でよく知られているように、インパルスＬＬ６、答の
自己相関次数はパワスペクトルと対応関係にある。従っ
てまずにパラメータ復号イ直を用いてパワスペクトルを
め、その後にこの対応関係を用いて自己相関々数全計算
するような構成としてもよい。一方、音声信号と短時間
スペクトル包絡全戎わすインパルス応答との相関次数を
計算する際に、本実施例の構成では重み付は回路４１０
の出力値ａ、（ｎ）とにパラメータ復号値Ｋｉを用いて
インパルス応答計算回路２１０にて計算したインパルス
応答ｈｗ（ｎ）を用いて相互相関次数ψｈｘ（−）’を
計算していた。よく知られているように、相互相関次数
はクロス・パワスペクトルと対応関係にある。従ってま
ずｅｗ（ｎ）とＫｉとを用いてクロス・パワスペクトル
をめ、その後に相互相関次数を計算するような構成とし
てもよい。尚、パワスペクトルと自己相関次数との対応
関係、クロス・パワスペクトルと相互相関次数との対応
関係については、ニー・ブイ・オッベンハイム（Ａ、Ｖ
、　ＯＰＰＥＮＨＥＩＭ　）氏らによる［ディジタル信
号処理Ｊ　（”ＤＩＧＩＴＡＬ　５ＩＧＮＡＬＰＲＯＣ
ＥＳＳＩＮＧ”）と題した単行本（文献３）の第８章に
て詳細に説明されているので、ここでは説明を省略する
。

本実施例においては、１フレーム内のパルス系列の符号
化は、パルス系列が全てまった後に、第４図（ａ）の符
号化回路４７０によって符号化を施でたが、符号化をパ
ルス系列の計算に含めて、パルスを１つ計算する毎に、
符号化を行ない、次のパルスを計算するという構成にし
てもよい。このような構成をとることによって、符号化
の歪をも含めた誤差を最小とするよう々パルス系列がま
るので、更に品質を向上させることができる。

本実施例によれば、フレーム境界での波形の不連続に起
因したフレーム境界近傍での再生信号の劣化がほとんど
ない。これは、符号器側において。

現フレームのパルス系列を計算する際に、１フレーム婚
去の駆動音源パルス系列によって合成フィルタ全駆動し
て得られた応答信号系列を、現フレームにまで伸ばして
め、これ全入力音声信号系列から減算した結果に対して
現フレームのパルス系列全計算するという構成にしたこ
とに起因している。また、本実施例ではフレーム長を一
定とした場合について説明したが、フレーム長を時間的
に変化させる可変長フレームとしてもよい。また、ｌフ
レーム内にたてる音源パルスの個数は一定でなくてもよ
い。例えばＳ／Ｎ全一定とするように各フレームのパル
ス系列の個数全変化させるようにしてもよい。

また、本実施例においては、知時間音声信号系列のスペ
クトル包絡を衣わすパラメータとしてはＫ　パラメータ
を用いたが、これはよく知られている他のパラメータ（
例えばＬＳＰパラメータ等）を用いてもよい。更に前述
の（８）式、（１１式において重み付は関数Ｗ２）はな
くてもよい、 また、本実施例においては、フレーム境界での再生波形
の不連続に起因する品質劣化を防ぐために、現クレーム
よシｌフレーム過去の駆動音源パルスに由来した応答信
号系列を計算し、現フレームの入力音声からこの応答信
号を減算した後に、パルス系列を計算したが、第６図に
示すように、パルス系列の計算に用いるデータとじて−
パルスを伝送するフレームのデータとそれよりも過去の
データと金含むような構成にしてもよい。図６で、Ｎア
はパルス全伝送するフレームを示し、Ｎは音源パルスを
計算するフレーム境界す。このような構成とすることに
よって、１フレーム過去の駆動音源パルスに由来した応
答信号系列全計算する必要がなくなる。

〈発明の効果〉 以上説明したように本発明によれば、入力信号に対する
予測利得の小さいフレームでは、フレームおたシのパル
ス数全増加させているので、伝送ビットレイトが１６に
ビット／秒程度でパルス数が十分でない場合には良好な
特性を得ることが困難であった音声信号の子音部の特性
を改善することができるだけでなく、やはり良好な特性
を得ることが困難であった２４００ビ、ト／秒程度の音
声帯域データモデム信号も良好に伝送できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す因、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図に記載の重み付は回路の周波数
特性の一例を、示す図、第４図（ａ）　、　（ｂ）は本
発明による音声符号化方式の一実施例？示すブロック図
、第５図（ａ）〜（ｅ）はパルス探索過程の一例を示す
図、第６図はパルス伝送フレームと音源パルス計算フレ
ームとの位置関係ｔｉ明するための図である。 図にお込て、１１０，３４０・・・バッファメモリ回路
。 １２０．２８’５・・・減算回路、１３０，４００．５
５０−合成フィルタ回路、１４０，４２０，５４０・パ
ルス発生回路、１５０・・・誤差最小化回路、１８０，
２８０・・・Ｋパラメータ計算回路、１９０．４１０　
・重み付は回路。 ２００・・・Ｋパラメータ符号化回路、２１０・・・イ
ンパルス応答計算回路、３５０・・・相互相関関数計算
回路。 ３６０・・・自己相関関数計算回路、３９０・・・パル
ス計算回路、４７０・・・符号化回路、４５０・・マル
チプレクサ、５００・・デマルチプレクサ、５２０・・
・Ｋパラメータ復号回路、５３０・パルス復号回路をそ
れぞれ示す。 代理人ブ［珂１−に　内Ｌ仝　晋 手続補正書（自発） ６０．５．２９ 昭和　年　月　日 特許庁長官　殿　同 １、事件の表示　昭和５９年　特許　願第０４２３０７
号２、発明の名称　音声帯域信号符号化方式とその装置
３、補正をする者 事件との関係　出　願　人 東京都港区芝五丁１４３３番１号 （４２３）　日本電気株式会社 代表者　関本忠弘 ４、代理人 ５、補正の対象 （１）明細書の特許請求の範囲の欄 （２）明細書の発明の詳細な説明の欄 ６　補正の内容 （１）％許請求の範囲を別紙のとおシ補正する。 （２）明細書第１６頁第９行目にｒｃＪとあるのをｒｊ
Ｊと補正する。 （３）明細書第１８頁第１１行目に「量子化」とあるの
を「符号化」と補正する。 （４）明細書第２５頁第９行目Ｋ「分布」とあるのを「
頻度分布」と補正する。 （５）明細書第３２頁第１７行目に「各パルス」とある
のを「例えば各パルス」と補正する。 （６）明細書第３５頁第２０行目に１３種類」とあるの
を「２種類」と補正する。 （７）明細書第３９頁第１９行目の「入力信号」から第
２０行目の「フレームでは、」までを次のように補正す
る。 ［常に良好な品質の再生信号を提供できるように、」 （８）明細書第４０頁第１行目に「増加」とあるのを「
変化」と補正する。 １′″ゝ・、 代□入　弁１士　内　原　ｄ　。 ＼１、ノ 別紙 特許請求の範囲 （１）　送信側では、離散的な音声帯域信号系列を入力
し短時間スペクトル包絡を表わすスペクトルパラメータ
系列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクトル
パラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に
表わし得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメ
ータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果をもと
に送出パルス系列の個数をきめる判別符号を作り、前記
判別符号に従い前出送出パルス系列と前記スペクトルパ
ラメータ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて
出力し、受信側では、前記組み合わされた符号から、前
記判別符号を分離し、前記判別符号に従って前記スペク
トルパラメータ系列を表わす符号と前記送出パルス系列
を表わす符号とを分離し復号し、前記復号されたスペク
トルパラメータ系列と前記復号されたパルス系列とを用
い前記音声帯域信号系列を再生するようにしたことを特
徴とする音声帯域信号化方式。 （２）離散的な音声帯域信号系列を入力し、前記音声帯
域信号系列から短時間スペクトル包絡を表わすスペクト
ルパラメータ系列を抽出するパラメータ計算回路と、前
記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメータ系列を
もとに前記音声帯域信号系列を良好に表わし得る゛パル
ス系列を探索するパルス系列探索回路と、前記スペクト
ルパラメータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結
果をもとに送出パルス系列の個数を決める判別符号を作
る判別回路と、前記判別符号に従って前記送出パルス系
列と前記スペクトルパラメータ系列を符号化し前記判別
符号と組み合わせて出力する手段とを有することを特徴
とする音声帯域信号系列符号化装置。 （３）送信側から離散的な音声帯域信号系列よシ短時間
スペクトル包絡を表わすスペクトルパラメータ系列を抽
出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメー
タ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に表わし得
るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメータ系列
抽出結果または前記パルス系列探索結果をもとに送出パ
ルス系列の個数をきめる判別符号を作り、前記判別符号
に従い前記送出パルス系列と前記スペクトルパラメータ
系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて出力され
た符号が入力され、前記組み合わされた符号系列から前
記判別符号を分離しさらに前記判別符号に従ってスペク
トルパラメータ系列を表わす符号とパルス系列を表わす
符号とを分離し復号する手段と、前記復号されたパルス
系列を用いて駆動パルス系列を発生させるパルス系列発
生回路と、前記復号されたスペクトルパラメータ系列と
前記駆動パルス系列とを用いて音声帯域信号系列を再生
し出力する合成フィルタ回路とを有することを特徴とす
る音声帯域信号復号化装置。 ｆ′ 代理人　弁理士　内　原　−。 、−、、、Ｊ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側では、離散的な音声帯域信号系列を入力し
   短時間スペクトル包ａｔ表わすスペクトルパラメータ系
   列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパ
   ラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に表
   わし得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメー
   タ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果をもとに
   送出パルス系列の個数をきめる判別符号を作シ、前記判
   別符号に従い前出送出パルス系列と前記スペクトルパラ
   メータ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて出
   力し、受信側では、前記組み合わされた符号から、前記
   判別符号を分離し、前記判別符号に従って前記スペクト
   ルパラメータ系列を表わす符号と前記送出パルス系列を
   表わす符号とを分離し復号し、前記復号されたスペクト
   ルパラメータ系列と前記復号されたパルス系列とを用い
   前記音声帯域信号系列を再生するようにしたことを特徴
   とする音声帯域信号符号化方式。
2. （２）離散的な音声帯域信号系列を入力し、前記音声帯
   域信号系列から短時間スペクトル包絡を表わすスペクト
   ルパラメータ系列を抽出するパラメータ計算回路と、前
   記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメータ系列を
   もとに前記音声帯域信号系列を良好に表わし得るパルス
   系列を探索するパルス系列探索回路と、前記スペクトル
   パラメータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果
   をもとに送出パルス系列の個数を決める判別符号を作る
   判別回路と、前記判別符号に従って前記送出パルス系列
   と前記スペクトルパラメータ系列を符号化し前記判別符
   号と組み合わせて出力する手政とを有することを特徴と
   する音声帯域信号系列符号化装置。
3. （３）送信側から離散的な音声帯域信号系列よシ知時間
   スペクトル包終ヲ表わすスペクトルパラメー夕系列を抽
   出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメー
   タ系利金もとに前記音声帯域信号系列を良好に表わし得
   るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメータ系列
   抽出結果ｉｆｔは前記パルス系列探索結果をもとに送出
   パルス系列の個数をきめる判別符号全作シ、前記判別符
   号に従い前出送出パルス系列と前記スペクトルパラメー
   タ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて出力さ
   れた符号が入力され、前記組み合わされた符号系列から
   判別符号を分離しさらに前記判別符号に従ってスペクト
   ルパラメータ系料金表わす符号とパルス系列を表わす符
   号とを分離し復号する手段と、前記復号されたパルス系
   列を用いて駆動パルス系列を発生させるパルス系列発生
   回路と、前記復号されたスペクトルパラメータ系列と前
   記駆動パルス系列とを用いて音声帯域信号系列を再生し
   出力する合成フィルタ回路とを有することを特徴とする
   音声帯域信号復号化装置。