JPS60109920A - 電子単方向スイツチの高い損失電力を抑圧する装置 - Google Patents
電子単方向スイツチの高い損失電力を抑圧する装置Info
- Publication number
- JPS60109920A JPS60109920A JP59220653A JP22065384A JPS60109920A JP S60109920 A JPS60109920 A JP S60109920A JP 59220653 A JP59220653 A JP 59220653A JP 22065384 A JP22065384 A JP 22065384A JP S60109920 A JPS60109920 A JP S60109920A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- unidirectional switch
- storage element
- diode
- flywheel
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08146—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in bipolar transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/346—Passive non-dissipative snubbers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
不発明」（・工、投入時および遮断時における電子−単
方向スイッチの尚い恒矢篭刀を抑圧する装置スイッチが
給電電圧源を介して直接または間接〜に負荷と接続され
、電子単方向スイッチの並列回路に少くとも１つの誘導
性蓄積累子丘よび容量性蓄積素子が配置され、また負荷
側の電流路にフライホイール・ダイオードが設けられ、
単方向スイッチの遮断時に負荷電流が該フライホイール
・、ダイオードを流れるようになっている。このような
装置は、ドイツ連邦共和国％許第２９０５７８２ Ｃ２
号明細曹かも公知である従来技術 このようｔｘ １を千年方向スイッチは、例えばそのス
イッチング周波数が高い場合、遮断時に加わる犬ぎな損
失′電力から保護しなければならない。普通そのために
、単方向スイッチの分岐回路に制限回路網が設けられる
。この回路網は、損失を少なくするために、肪導性素子
、容量性素子およびダイオードから成っている。このよ
うな回路網は、例えは、Ｔｈｏｍａｓ Ａ、ＲａｄＯｆ
ｎＳｋｉ ；［Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｏｗｅ
ｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ １ｎＥｌｅｃｔｒｉｃ
Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｄｒｉｖｅ８ Ｊ １ ９８２ 、工
ＩＪｉｉＣｏｎｆ、 Ｒｅｃ 、 、第４５５〜４６５
頁、およびドイツ連邦共オロ国ｌ侍Ｊ［第２６４４７１
５ ＡＩ号明細薔に記載されている。単方向スイッチが
遮断した時、この制限回路網は蓄積素子の甲に損失電力
馨引受け、単方向スイッチｆ！：保護する。電子スイッ
チがｐ）び投入された時、蓄積系子の電荷の流れが反転
し、ＸＩＪｒたなスイッチの遮断に飼えてエネルギーが
蓄積される。
方向スイッチの尚い恒矢篭刀を抑圧する装置スイッチが
給電電圧源を介して直接または間接〜に負荷と接続され
、電子単方向スイッチの並列回路に少くとも１つの誘導
性蓄積累子丘よび容量性蓄積素子が配置され、また負荷
側の電流路にフライホイール・ダイオードが設けられ、
単方向スイッチの遮断時に負荷電流が該フライホイール
・、ダイオードを流れるようになっている。このような
装置は、ドイツ連邦共和国％許第２９０５７８２ Ｃ２
号明細曹かも公知である従来技術 このようｔｘ １を千年方向スイッチは、例えばそのス
イッチング周波数が高い場合、遮断時に加わる犬ぎな損
失′電力から保護しなければならない。普通そのために
、単方向スイッチの分岐回路に制限回路網が設けられる
。この回路網は、損失を少なくするために、肪導性素子
、容量性素子およびダイオードから成っている。このよ
うな回路網は、例えは、Ｔｈｏｍａｓ Ａ、ＲａｄＯｆ
ｎＳｋｉ ；［Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｏｗｅ
ｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ １ｎＥｌｅｃｔｒｉｃ
Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｄｒｉｖｅ８ Ｊ １ ９８２ 、工
ＩＪｉｉＣｏｎｆ、 Ｒｅｃ 、 、第４５５〜４６５
頁、およびドイツ連邦共オロ国ｌ侍Ｊ［第２６４４７１
５ ＡＩ号明細薔に記載されている。単方向スイッチが
遮断した時、この制限回路網は蓄積素子の甲に損失電力
馨引受け、単方向スイッチｆ！：保護する。電子スイッ
チがｐ）び投入された時、蓄積系子の電荷の流れが反転
し、ＸＩＪｒたなスイッチの遮断に飼えてエネルギーが
蓄積される。
発明の解決１−べき問題点
本発明の課題は、冒頭で述べた装置を改良し、わずかな
コストで、電子単方向スイッチの損失′電力ぞさしに１
氏麻づ−ることでめる。
コストで、電子単方向スイッチの損失′電力ぞさしに１
氏麻づ−ることでめる。
問題点を解決するための手段
不発明によれは、この課題は仄のようにして解決される
。すなわち、分岐回路に設けられた第１の容量性蓄積菓
子を、補助電圧源により光電される第２の谷風性蓄積素
子と接続し、電子単方向スイッチが遮断すれてから、フ
ライホイール・ダイオードを通じて電流が流れるまで、
前記第２の容量性蓄積素子から第１の容量性蓄積菓子を
介して負荷電流が流れる、ようにするのでめる。
。すなわち、分岐回路に設けられた第１の容量性蓄積菓
子を、補助電圧源により光電される第２の谷風性蓄積素
子と接続し、電子単方向スイッチが遮断すれてから、フ
ライホイール・ダイオードを通じて電流が流れるまで、
前記第２の容量性蓄積素子から第１の容量性蓄積菓子を
介して負荷電流が流れる、ようにするのでめる。
特許請求の範囲第２項記載の実施例によれば、本発明に
よる装置は負荷に依存して動作する０つまり従来の回路
とは違い、部分負荷または無負荷の場合でも効率は低下
しない。
よる装置は負荷に依存して動作する０つまり従来の回路
とは違い、部分負荷または無負荷の場合でも効率は低下
しない。
特許請求の範囲第３項記載の発明によれは、単方向スイ
ッチの投入および遮断時に損失電力を低減するだけでな
く、フライホイール・ダイオードの回複電流を制限する
ことができる。さらに、この装置も負荷に依存して動作
する。つまり、電流が小さくなれは回路の１・「用も減
少する。損失電力を世渡するための従来から公知の放電
回路、？Ｉｌえはドイツ連邦共和国特許第２６４４７１
５ ＡＩ号明ａ曹記載の装置では、部分負荷ないし無負
荷で動作する時に効率が低下するという問題がめった。
ッチの投入および遮断時に損失電力を低減するだけでな
く、フライホイール・ダイオードの回複電流を制限する
ことができる。さらに、この装置も負荷に依存して動作
する。つまり、電流が小さくなれは回路の１・「用も減
少する。損失電力を世渡するための従来から公知の放電
回路、？Ｉｌえはドイツ連邦共和国特許第２６４４７１
５ ＡＩ号明ａ曹記載の装置では、部分負荷ないし無負
荷で動作する時に効率が低下するという問題がめった。
その原因は、電荷の反転、従って軽減回路の損失電力が
負荷電光と無関係に一定だという点にある。本発明によ
ればこの問題は、第２の容量性蓄積素子を負荷に依存し
て放電ないし再充電することによって解決される。つま
り本発明によれば、軽減回路の損失電力は原理的な理由
では生じず、ダイオードの閾値電圧と、放電回路の素子
における抵抗損失とに起因する。そして、この閾値電圧
および抵抗素子は、部分的に負荷に依存して変動する。
負荷電光と無関係に一定だという点にある。本発明によ
ればこの問題は、第２の容量性蓄積素子を負荷に依存し
て放電ないし再充電することによって解決される。つま
り本発明によれば、軽減回路の損失電力は原理的な理由
では生じず、ダイオードの閾値電圧と、放電回路の素子
における抵抗損失とに起因する。そして、この閾値電圧
および抵抗素子は、部分的に負荷に依存して変動する。
トランスを使用する場合、無負荷動作時の減磁の問題を
解決するために、磁化電流を太き（する必要はない。従
来の装置では、損失電力の低減と回復電流の制限にそれ
ぞれ別個の装置を必要とした。これに対して特許請求の
範囲第３項記載の装置では、簡単な回路構成で上述の２
つの課題を同時に解決することができる。
解決するために、磁化電流を太き（する必要はない。従
来の装置では、損失電力の低減と回復電流の制限にそれ
ぞれ別個の装置を必要とした。これに対して特許請求の
範囲第３項記載の装置では、簡単な回路構成で上述の２
つの課題を同時に解決することができる。
本発明による回路は人乳な用途に使用することができる
。例えば、ステップダウン・コンバータ、ステップアッ
プ・コンバータ、阻止形質換器、直列制御形インバータ
、プッシュプル変換器およびブリッジ変換器に使用する
ことができる。本発明による装置は、例えばスイッチン
グ周波数の高い単方向スイッチに適している。
。例えば、ステップダウン・コンバータ、ステップアッ
プ・コンバータ、阻止形質換器、直列制御形インバータ
、プッシュプル変換器およびブリッジ変換器に使用する
ことができる。本発明による装置は、例えばスイッチン
グ周波数の高い単方向スイッチに適している。
なぜなら、周波数が高ければ切換損失も大きくなり、効
率も低下するからである。
率も低下するからである。
さらに特許請求の範囲第６項記載の発明では、付加的な
逆方向回復電流が単方向スイッチに加わることはない。
逆方向回復電流が単方向スイッチに加わることはない。
従来の装置では、漂遊インダクタンスおよび電磁界によ
って、電圧ピークを伴った逆方向回復電流が生じ、それ
を除去するために高価な障害除去構成を必要とした。し
かし本発明ではこのような構成は不要である。
って、電圧ピークを伴った逆方向回復電流が生じ、それ
を除去するために高価な障害除去構成を必要とした。し
かし本発明ではこのような構成は不要である。
実施例
次に、図面を参照しながら実施例について本発明の詳細
な説明する。
な説明する。
第１図は、本発明による装置の基本回路である。入力直
流電圧ｔＵあて示している。この入力直流電圧Ｕ８ば、
電子単方向スイッチＴを介して断続的に負荷と接続され
る。この場合、単方向スイッチはバイポーラトランジス
タとして構成され、負荷は負荷抵抗群から成っている。
流電圧ｔＵあて示している。この入力直流電圧Ｕ８ば、
電子単方向スイッチＴを介して断続的に負荷と接続され
る。この場合、単方向スイッチはバイポーラトランジス
タとして構成され、負荷は負荷抵抗群から成っている。
バイポーラトランジスタＴは制御装置Ｓｔによって導通
制御され、例えばスイッチングレギュレータとしての動
作を行なう。単方向スイッチＴを介して負荷ＲＬへ供給
される電流を平滑するために、ＴおよびＲＬと直列に平
滑チョークＬ８が設けられている。この平滑チョークＬ
Ｓのインダクタンスは非常に４Ｃ・。負荷電と並列に平
滑コンデンサＣＬが設けられている。
制御され、例えばスイッチングレギュレータとしての動
作を行なう。単方向スイッチＴを介して負荷ＲＬへ供給
される電流を平滑するために、ＴおよびＲＬと直列に平
滑チョークＬ８が設けられている。この平滑チョークＬ
Ｓのインダクタンスは非常に４Ｃ・。負荷電と並列に平
滑コンデンサＣＬが設けられている。
単方向スイッチＴの遮断時にも負荷電流が流れるように
するため、平滑チョークＬ８および負荷ｌ（あから成る
直列回路と並列に、フライホイール・ダイオードＤ、が
設げられている。単方向スイッチＴのエミッターコレク
タ区間は、第１の容置性蓄積素子ＣＩｉ、２転流チョー
クＬＵおよびダイオードＤＵから成る直列回路によって
橋絡されている。ダイオードＤＵの導通方向は、単方向
スイッチのエミッタからコレクタへの方向と一致してい
る。容量性蓄積素子ＣＦ、と転流チョークＬｕとの間の
接続線路に、ダイオードＤ８０カソードが接続されてい
る。ダイオードＤ８のアノードは、別の容量性蓄積素子
ＣＢの端子と接続されている。Ｓ量性蓄積素子ＣＢのイ
ｉの端子は、フライホイール・ダイオードＤＦ（７）ア
ノードと接続され、かつ入力直流電圧源の、単方向スイ
ッチＴとは反対側の極とも接続されている。第２の容量
性蓄積素子ＣＢと並列に補助電圧源ＱＨが設けられ、そ
こでは補助電圧ＵＨが降下する。ＱＨの正極はダイオー
ドＤＳのアノードと締続されている。
するため、平滑チョークＬ８および負荷ｌ（あから成る
直列回路と並列に、フライホイール・ダイオードＤ、が
設げられている。単方向スイッチＴのエミッターコレク
タ区間は、第１の容置性蓄積素子ＣＩｉ、２転流チョー
クＬＵおよびダイオードＤＵから成る直列回路によって
橋絡されている。ダイオードＤＵの導通方向は、単方向
スイッチのエミッタからコレクタへの方向と一致してい
る。容量性蓄積素子ＣＦ、と転流チョークＬｕとの間の
接続線路に、ダイオードＤ８０カソードが接続されてい
る。ダイオードＤ８のアノードは、別の容量性蓄積素子
ＣＢの端子と接続されている。Ｓ量性蓄積素子ＣＢのイ
ｉの端子は、フライホイール・ダイオードＤＦ（７）ア
ノードと接続され、かつ入力直流電圧源の、単方向スイ
ッチＴとは反対側の極とも接続されている。第２の容量
性蓄積素子ＣＢと並列に補助電圧源ＱＨが設けられ、そ
こでは補助電圧ＵＨが降下する。ＱＨの正極はダイオー
ドＤＳのアノードと締続されている。
次に、第２図を用いて第１図の回路の機能を説Ｆ３Ａす
る。まず、時点ｔ、ｏで単方向スイッチＴが開放される
とする。この時、第２図の第１の行に示すように、単方
向スイッチＴのエミッターコレク、り区間に加わる電圧
Ｕ２．の直は、全入力電圧Ｕ８に等しい。時点１１に、
制御装置Ｓｔを介して単方向スイッチＴが閉成される。
る。まず、時点ｔ、ｏで単方向スイッチＴが開放される
とする。この時、第２図の第１の行に示すように、単方
向スイッチＴのエミッターコレク、り区間に加わる電圧
Ｕ２．の直は、全入力電圧Ｕ８に等しい。時点１１に、
制御装置Ｓｔを介して単方向スイッチＴが閉成される。
従って、第２図の２番目の行に示すように、コレクター
エミッタ電流ｉ、が流れる。同時にフライホイール・ダ
イオードＤＦに加わる電圧ＵＤは、負の閾値ＵＦから入
力電圧Ｕ８の正値抜で急上昇する。この点は第２図の第
４行から明らかである。単方向スイッチＴの電流ｉ、は
時点ｔ工から流れ始めるが、時点ｔ２まではＴのエミッ
ターコレクタ区間に全入力電圧Ｕ８が加わっている。
エミッタ電流ｉ、が流れる。同時にフライホイール・ダ
イオードＤＦに加わる電圧ＵＤは、負の閾値ＵＦから入
力電圧Ｕ８の正値抜で急上昇する。この点は第２図の第
４行から明らかである。単方向スイッチＴの電流ｉ、は
時点ｔ工から流れ始めるが、時点ｔ２まではＴのエミッ
ターコレクタ区間に全入力電圧Ｕ８が加わっている。
コンデンサＣ８は事前に光電され、矢印Ｕ。８で示す極
性を有している。従って、コンデンサＣ８の■で示す端
子から■で示す端子まで、転流チョークＬＵ１ダイオー
ドＤＵおよび単方向スイッチＴのコレクターエミッタ区
間を介して転流電流ＩＵが流れる。第２図の最後の行に
示す転流電流ｉ は、ｍ＝〇になる時点ｔ２から時点ｔ
４まで流れる。ただし、単方向スイッチＴを介してコン
デンサＣＥの端子■へ帰還するのは、時点ｔ３までで−
ある。時点ｔ３〜．ｔ４の期間に転流ｔ 流ｉ Ｕは、
別のコンデンサＣＢに並列接続された補助電圧源ＱＨか
ら給電され、ダイオードＤＵを介して入力端子源まで帰
還する。つまり、エネルギーの帰還が行なわれる。補助
電圧ＵＨの大きさを変えれば、時点ｔ３を調整すること
ができる。つまり時点ｔ３は、コンデンサＣ８の電圧Ｕ
。Ｅが正の値ＵＨから負の値（ＵヨーＵＨ）になるまで
の時間によって決定される。この点については、第２図
の下から２番目の行に示されている。従つ℃、第２図の
最後の行に示すように、コンデンサＣ８を流れる電流禄
は時点ｔ３でゼロになる。従って時点１１−１３の期間
には、単方向スイッチＴを流れる電流ＩＴは、電流１ｏ
と１智の和である。そのため、負荷電に加わる電Ｆｆ：
ＵＡから補助電圧ＵＨを変化させるための基準をめれば
、第１図の回路を負荷に依存して制御することができる
。つまり、帰還エネルギー量を負荷によって決定できる
。
性を有している。従って、コンデンサＣ８の■で示す端
子から■で示す端子まで、転流チョークＬＵ１ダイオー
ドＤＵおよび単方向スイッチＴのコレクターエミッタ区
間を介して転流電流ＩＵが流れる。第２図の最後の行に
示す転流電流ｉ は、ｍ＝〇になる時点ｔ２から時点ｔ
４まで流れる。ただし、単方向スイッチＴを介してコン
デンサＣＥの端子■へ帰還するのは、時点ｔ３までで−
ある。時点ｔ３〜．ｔ４の期間に転流ｔ 流ｉ Ｕは、
別のコンデンサＣＢに並列接続された補助電圧源ＱＨか
ら給電され、ダイオードＤＵを介して入力端子源まで帰
還する。つまり、エネルギーの帰還が行なわれる。補助
電圧ＵＨの大きさを変えれば、時点ｔ３を調整すること
ができる。つまり時点ｔ３は、コンデンサＣ８の電圧Ｕ
。Ｅが正の値ＵＨから負の値（ＵヨーＵＨ）になるまで
の時間によって決定される。この点については、第２図
の下から２番目の行に示されている。従つ℃、第２図の
最後の行に示すように、コンデンサＣ８を流れる電流禄
は時点ｔ３でゼロになる。従って時点１１−１３の期間
には、単方向スイッチＴを流れる電流ＩＴは、電流１ｏ
と１智の和である。そのため、負荷電に加わる電Ｆｆ：
ＵＡから補助電圧ＵＨを変化させるための基準をめれば
、第１図の回路を負荷に依存して制御することができる
。つまり、帰還エネルギー量を負荷によって決定できる
。
単方向スイッチＴは、時点ｔ５に制御装置Ｓｔによって
遮断される。同時に電流ＩＴもゼロになる。この時、フ
ライホイールダイオードＤＦに衝撃的な負荷電流が加わ
ることはな（、時点ｔ５〜ｔ６）間にコンデンサＣＢの
蓄積エネル’４−に基づく電流ＩＥが流れる。第２図の
最後の行に示すこの電流ＩＦ、は、コンデンサＣＢから
ダイオードＤｓ１ コンデン？ＣＪ、、、チョークＬＳ
を介して流れ、負荷抵抗ＲＬを介してコンデンサＣＢへ
帰還する。時点ｔ５〜ｔ６の間の電流１］、、は、その
１直が１１−１３間の電流１８の電流一時間積分値に相
当するまで、流れ続ける（電荷保存法則）。時点ｔ５〜
ｔ６の間に、コンデンサＣＢ。
遮断される。同時に電流ＩＴもゼロになる。この時、フ
ライホイールダイオードＤＦに衝撃的な負荷電流が加わ
ることはな（、時点ｔ５〜ｔ６）間にコンデンサＣＢの
蓄積エネル’４−に基づく電流ＩＥが流れる。第２図の
最後の行に示すこの電流ＩＦ、は、コンデンサＣＢから
ダイオードＤｓ１ コンデン？ＣＪ、、、チョークＬＳ
を介して流れ、負荷抵抗ＲＬを介してコンデンサＣＢへ
帰還する。時点ｔ５〜ｔ６の間の電流１］、、は、その
１直が１１−１３間の電流１８の電流一時間積分値に相
当するまで、流れ続ける（電荷保存法則）。時点ｔ５〜
ｔ６の間に、コンデンサＣＢ。
に加わる′−圧Ｕ。８の極性は＋＋ （ＵＥ ＵＨ）か
らＵＨへ変化する。この点は第２図の下から２番目の行
に示されている。この時、単方向スイッチＴの両端の阻
止電圧Ｕ、は直線的に増大する。
らＵＨへ変化する。この点は第２図の下から２番目の行
に示されている。この時、単方向スイッチＴの両端の阻
止電圧Ｕ、は直線的に増大する。
フライホイール・ダイオード橢に加わる電圧はＵＦ、か
ら負の閾値りに変わる。従って時点ｔ６から負荷電流゛
が７ライホイール・ダイオードＤＦを流れる。つまり第
２図の６番目の行に゛示す電流１４．が流れる。
ら負の閾値りに変わる。従って時点ｔ６から負荷電流゛
が７ライホイール・ダイオードＤＦを流れる。つまり第
２図の６番目の行に゛示す電流１４．が流れる。
第２図から分る通り、単方向スイッチＴを遮断した時に
電圧ピークは生じない。従って、スイッチＴが破壊され
ることはない。また単方向スイッチＴの阻止電圧は、人
力直流電圧Ｕ８の値に制限される。
電圧ピークは生じない。従って、スイッチＴが破壊され
ることはない。また単方向スイッチＴの阻止電圧は、人
力直流電圧Ｕ８の値に制限される。
第６図は第１図の回路の変形笑施例を示している。この
回路によって付加的な利点が得られ−る。この場合第２
の容量性蓄積素子部は別個の補助電圧源ＱＨから給電さ
れない。その代わりに補助電圧ＵＨは、フライホイール
・ダイオード回路によって発生する。単方向スイッチＴ
のコレクターエミッタ区間には、第１図の場合と同じ回
路菓子が並列接続されている。また第２の容量性蓄積素
子ＣＢおよびダイオードＤＳも、第１図と同じように配
置されている。第１図の回路と違うのは、フライホイー
ル・ダイオードＤ、と直列に、主巻線Ｗ１を有するフラ
イホイール・チョークＬＦが設けられている点である。
回路によって付加的な利点が得られ−る。この場合第２
の容量性蓄積素子部は別個の補助電圧源ＱＨから給電さ
れない。その代わりに補助電圧ＵＨは、フライホイール
・ダイオード回路によって発生する。単方向スイッチＴ
のコレクターエミッタ区間には、第１図の場合と同じ回
路菓子が並列接続されている。また第２の容量性蓄積素
子ＣＢおよびダイオードＤＳも、第１図と同じように配
置されている。第１図の回路と違うのは、フライホイー
ル・ダイオードＤ、と直列に、主巻線Ｗ１を有するフラ
イホイール・チョークＬＦが設けられている点である。
フライホイール・チョークＬＦは補助巻線Ｗ２も有して
いる。補助巻ｉＷ２はダイオードＤＨを介して第２の容
量性蓄積素子ＣＢと接続されている。従って、補助巻線
Ｗ２に誘起された電圧を、第２の容量性蓄積素子ＣＢを
再充電するための補助電圧ＵＨとして用いることができ
る。
いる。補助巻ｉＷ２はダイオードＤＨを介して第２の容
量性蓄積素子ＣＢと接続されている。従って、補助巻線
Ｗ２に誘起された電圧を、第２の容量性蓄積素子ＣＢを
再充電するための補助電圧ＵＨとして用いることができ
る。
次に、第４ａ図および第４ｂ図を参照しながら、第６図
の回路の動作について説明する。まず、時点ｔ。′に単
方向スイッチＴが開放されているものとする。第４ ａ
図の最初の行に示すように、この時スイッチＴのエミッ
ターコレクタ区間には電圧Ｕ７． ＝ Ｕ、が加わる。
の回路の動作について説明する。まず、時点ｔ。′に単
方向スイッチＴが開放されているものとする。第４ ａ
図の最初の行に示すように、この時スイッチＴのエミッ
ターコレクタ区間には電圧Ｕ７． ＝ Ｕ、が加わる。
時点ｔ工′では、単方向スイッチＴが、そのベースに接
続された制御装置Ｓｔの制御パルスによって閉成される
。この場合、フライホイール・チョークＬＦの主インダ
クタンスを流れる負荷電流工。が一定に保たれているの
で、負荷電流はフライホイール回路（第４ａ図第６行の
電流１Ｆ参照）から切換回路（同じく第２行の電流ＩＴ
参照）へ徐々に転流する。時点上〇′〜ｔ２′の間に、
コレクターエミッタ亀流１．は第４ａ図第２行に示す値
■。になる。フライホイール・ダイオードＤ を流れる
電流１０．は、時点ｔｏ′〜ｔ□′の間は一定値だが、
七〇′〜ｔ２′間にゼロまで低下する。時点１１／を始
点としてコンデンサＣ８は、電圧ＵＨ（１十面）から電
圧−（Ｕ、 −ＵＨ）まで反転光電される（第４ｂ図第
３行参照）。この場合、Ｕｅは巻線ｗｌ、ｗ２間の変圧
比である。
続された制御装置Ｓｔの制御パルスによって閉成される
。この場合、フライホイール・チョークＬＦの主インダ
クタンスを流れる負荷電流工。が一定に保たれているの
で、負荷電流はフライホイール回路（第４ａ図第６行の
電流１Ｆ参照）から切換回路（同じく第２行の電流ＩＴ
参照）へ徐々に転流する。時点上〇′〜ｔ２′の間に、
コレクターエミッタ亀流１．は第４ａ図第２行に示す値
■。になる。フライホイール・ダイオードＤ を流れる
電流１０．は、時点ｔｏ′〜ｔ□′の間は一定値だが、
七〇′〜ｔ２′間にゼロまで低下する。時点１１／を始
点としてコンデンサＣ８は、電圧ＵＨ（１十面）から電
圧−（Ｕ、 −ＵＨ）まで反転光電される（第４ｂ図第
３行参照）。この場合、Ｕｅは巻線ｗｌ、ｗ２間の変圧
比である。
時点１３／で和電圧Ｕ。８＋ＵＨが入力電圧Ｕ８の値に
達した時に、上述の反転充電は終了する。第１図の実施
例と同じように、時点１３／より後では、コンデンサＣ
８および単方向スイッチＴを介して電流１８が流れるこ
とはない（第４ｂ図第４行参照）。その代わり時点ｔ４
′までは、第４ｂ図の一番下の行に示すように、転流チ
゛ヨークＬＵお・よびダイオードＤｕを介して、電流Ｉ
Ｕ ’が入力直流電圧源まで流れる。フライホイール・
チョークＬＦの主巻線には、時点ｔ工′〜１２／の間に
、電圧ＵＬＦ −ＵＥが加わる。時点１５／に、単方向
スイッチＴが制御装置Ｓｔによって開放する。それと同
時に単方向スイッチを流れる電流ＩＴは遮断される（第
４ａ図第２行参照）。
達した時に、上述の反転充電は終了する。第１図の実施
例と同じように、時点１３／より後では、コンデンサＣ
８および単方向スイッチＴを介して電流１８が流れるこ
とはない（第４ｂ図第４行参照）。その代わり時点ｔ４
′までは、第４ｂ図の一番下の行に示すように、転流チ
゛ヨークＬＵお・よびダイオードＤｕを介して、電流Ｉ
Ｕ ’が入力直流電圧源まで流れる。フライホイール・
チョークＬＦの主巻線には、時点ｔ工′〜１２／の間に
、電圧ＵＬＦ −ＵＥが加わる。時点１５／に、単方向
スイッチＴが制御装置Ｓｔによって開放する。それと同
時に単方向スイッチを流れる電流ＩＴは遮断される（第
４ａ図第２行参照）。
第４ａ図第１行に示すように、それから時点１６／ ま
での間に、コレクターエミッタ区間に加わる電圧が、ゼ
ロから電圧値ｔｙ、 ＋１まで単ｅ 調に上昇する。これに対してフライホイール・ダイオー
ドＤＦＫ加わる電圧は、第４ａ図の一番下の行に示゛ず
ように、負の閾値咋まで直線的に減少づ−る。単方向ス
イッチＴを通る電ａ１Ｔが部所されている時点１５／〜
１６／の間、負荷電流が電流１゜とじて、コンデンサＣ
Ｂ１ダイオードＤ およびコンデンサＣ８を介して流れ
る。
での間に、コレクターエミッタ区間に加わる電圧が、ゼ
ロから電圧値ｔｙ、 ＋１まで単ｅ 調に上昇する。これに対してフライホイール・ダイオー
ドＤＦＫ加わる電圧は、第４ａ図の一番下の行に示゛ず
ように、負の閾値咋まで直線的に減少づ−る。単方向ス
イッチＴを通る電ａ１Ｔが部所されている時点１５／〜
１６／の間、負荷電流が電流１゜とじて、コンデンサＣ
Ｂ１ダイオードＤ およびコンデンサＣ８を介して流れ
る。
Ｘ
その際コンデンサＣＢは放電する。期間１５／〜１６／
の間に、コンデンサＣ８の電圧Ｕ。８は−（Ｕ −Ｕ
）からＵＨ（１＋π）まで復帰する（Ｈ 第４ｂ図第６行参照）。コンデンサＣＢの容量は、ＣＩ
！、０５０倍に選定すると有利である。第４ｂ図の一番
上の行から分るように、時点１６／から、フライホイー
ル・チョークＬＦに変圧された中間電圧ＵＬ、、 −」
が加わり始める。そのｅ ため負荷電流は、放電回路（第４ｂ図第４行の電流１．
）からフライホイール回路（第４ａ図第６行の電流１．
）へ、転流する。この時コンデンサＣＢは、フライホイ
ール回路から給電されながら、補助巻線Ｗ２およびダイ
オードＤＨを介して充電される。フライホイールチョー
クＬＦに印加された中間電圧九によって、負荷電流ｅ がフライホイール・チョークＬ８、の主巻巌へ転流する
（第４ｂ図第２行の電流’ＬＦ参照）。この過程は時点
−１７７で終わる。時点１７／からは、単方向スイッチ
Ｔのコレクターエミッタ区間に加わる電圧Ｕ、は、再び
入力電圧Ｕ８の値になる第２の容量性蓄積素子部に加わ
る補助電圧ＵＨは、電荷保存法則が満たされるような値
に設定され、ている。無負荷時ないし負荷が小さく・場
合、コンデンサＣＢは実質的に充電されない。
の間に、コンデンサＣ８の電圧Ｕ。８は−（Ｕ −Ｕ
）からＵＨ（１＋π）まで復帰する（Ｈ 第４ｂ図第６行参照）。コンデンサＣＢの容量は、ＣＩ
！、０５０倍に選定すると有利である。第４ｂ図の一番
上の行から分るように、時点１６／から、フライホイー
ル・チョークＬＦに変圧された中間電圧ＵＬ、、 −」
が加わり始める。そのｅ ため負荷電流は、放電回路（第４ｂ図第４行の電流１．
）からフライホイール回路（第４ａ図第６行の電流１．
）へ、転流する。この時コンデンサＣＢは、フライホイ
ール回路から給電されながら、補助巻線Ｗ２およびダイ
オードＤＨを介して充電される。フライホイールチョー
クＬＦに印加された中間電圧九によって、負荷電流ｅ がフライホイール・チョークＬ８、の主巻巌へ転流する
（第４ｂ図第２行の電流’ＬＦ参照）。この過程は時点
−１７７で終わる。時点１７／からは、単方向スイッチ
Ｔのコレクターエミッタ区間に加わる電圧Ｕ、は、再び
入力電圧Ｕ８の値になる第２の容量性蓄積素子部に加わ
る補助電圧ＵＨは、電荷保存法則が満たされるような値
に設定され、ている。無負荷時ないし負荷が小さく・場
合、コンデンサＣＢは実質的に充電されない。
従って放電回路もｒ／ミとんど作用しない。損失電力の
原因となる反転光電が起らないので、このことは好都合
である。
原因となる反転光電が起らないので、このことは好都合
である。
以上で説明した実施例は、ステップダウン・コンバータ
（降圧コンバータ）に用いられる単方向スイッチに関係
している。第５図はそのようなステップダウン・コンバ
ータの変形実施例を示している。これに対して第６図は
ステップアップ・コンバータ（昇圧コンパ−タンを示し
ている。また第７図は阻止形変換器の、第８図は直列ｆ
ｆ１ｌＪ御形インバータの回路図である。 −第５図の
ステップダウン・コンバータでは、入力電圧源Ｕ１．が
、フライホイール・ダイオードＤ、１、フライホイール
・チョークＬＦの主巻線、および単方向スイッチＴのコ
レクターエミッタ区間から成る直列回路と接続されてい
る。フライホイール・チョークＬＦの主巻線およびフラ
イホイール・ダイオードＤＦには、平滑チョークＬＳお
よび負荷抵抗ＲＬかも成る直列回路が並列に接続されて
いる。この場合、負荷抵抗は誘導成分を有している。第
５図の実施例では、単方向スイッチＴのコレクターエミ
ッタ区間か−、コンデンサＣ１！、、転流チョークＬｕ
およびダイオードＤ、から成る貞タリ回路によって橋絡
されている。ＣおとＬＵとの接続点には、ダイオードＤ
Ｓのアノードが結合されている。ダイオードＤｓのカソ
ードは別のコンデンサＣＢと接続されている。コンデン
サＣＢは、フライホイール・チョークＬ、の補助巻線と
ダイオードＤＨから成る直列回路によって橋絡されてい
る。コンデンサＣのダイオードＤｓと逆側の端子はダイ
オード橢のカソードと接続され、そこには入力直流電圧
源Ｕ８も接続されている。
（降圧コンバータ）に用いられる単方向スイッチに関係
している。第５図はそのようなステップダウン・コンバ
ータの変形実施例を示している。これに対して第６図は
ステップアップ・コンバータ（昇圧コンパ−タンを示し
ている。また第７図は阻止形変換器の、第８図は直列ｆ
ｆ１ｌＪ御形インバータの回路図である。 −第５図の
ステップダウン・コンバータでは、入力電圧源Ｕ１．が
、フライホイール・ダイオードＤ、１、フライホイール
・チョークＬＦの主巻線、および単方向スイッチＴのコ
レクターエミッタ区間から成る直列回路と接続されてい
る。フライホイール・チョークＬＦの主巻線およびフラ
イホイール・ダイオードＤＦには、平滑チョークＬＳお
よび負荷抵抗ＲＬかも成る直列回路が並列に接続されて
いる。この場合、負荷抵抗は誘導成分を有している。第
５図の実施例では、単方向スイッチＴのコレクターエミ
ッタ区間か−、コンデンサＣ１！、、転流チョークＬｕ
およびダイオードＤ、から成る貞タリ回路によって橋絡
されている。ＣおとＬＵとの接続点には、ダイオードＤ
Ｓのアノードが結合されている。ダイオードＤｓのカソ
ードは別のコンデンサＣＢと接続されている。コンデン
サＣＢは、フライホイール・チョークＬ、の補助巻線と
ダイオードＤＨから成る直列回路によって橋絡されてい
る。コンデンサＣのダイオードＤｓと逆側の端子はダイ
オード橢のカソードと接続され、そこには入力直流電圧
源Ｕ８も接続されている。
第６図のステップアップ・コンバータでは、入力直流電
圧源Ｕ、と並列に、平滑チョークＬ８および単方向スイ
ッチＴのコレクターエミッタ区間から成る直列回路が接
続されている。単方向スイッチＴのコレクターエミッタ
区間には、コン芳しナＣ８、チョークＬＵおよびダイオ
ード鞠かも成る制限回路網が並列に接続されている。平
滑チョークＬＢと単方向スイッチＴのコレクタとの間の
接続点には、フライホイール・チョークＬＦＯ主巻線が
接続され、それにはフライホイール・ダイオードＤＦと
負荷抵抗九が直列に接続されている。フライホイール・
チョークＬＨの補助巻線には、コンデンサＣＢとダイオ
ード賄との直列回路が並列に接続されている。ダイオー
ドＤ、は、コンデンサＣＥおよびチョークＬＵの接続点
とコンデンサＣＢ刀端子を接続している。コンデンサＣ
Ｂの別の端子にはダイオードＤ１、のカソードが接続さ
れている。さらにこの端ｆば、一方ではダイオード橢の
カソードおよび負荷抵抗ＲＬの１つの端子と接続され、
他方では平滑コンデンサＣＬ７ａ１′介して九のも５１
つの端子と接続されている。
圧源Ｕ、と並列に、平滑チョークＬ８および単方向スイ
ッチＴのコレクターエミッタ区間から成る直列回路が接
続されている。単方向スイッチＴのコレクターエミッタ
区間には、コン芳しナＣ８、チョークＬＵおよびダイオ
ード鞠かも成る制限回路網が並列に接続されている。平
滑チョークＬＢと単方向スイッチＴのコレクタとの間の
接続点には、フライホイール・チョークＬＦＯ主巻線が
接続され、それにはフライホイール・ダイオードＤＦと
負荷抵抗九が直列に接続されている。フライホイール・
チョークＬＨの補助巻線には、コンデンサＣＢとダイオ
ード賄との直列回路が並列に接続されている。ダイオー
ドＤ、は、コンデンサＣＥおよびチョークＬＵの接続点
とコンデンサＣＢ刀端子を接続している。コンデンサＣ
Ｂの別の端子にはダイオードＤ１、のカソードが接続さ
れている。さらにこの端ｆば、一方ではダイオード橢の
カソードおよび負荷抵抗ＲＬの１つの端子と接続され、
他方では平滑コンデンサＣＬ７ａ１′介して九のも５１
つの端子と接続されている。
第７図の阻止形変換器では、入力直流電圧源Ｕ８と並列
に、阻止形質換器トランスＴｒの１次巻線ｐ１および単
方向スイッチＴのコレクターエミッタ区間から成る直列
回路が接続されている。この例でも、単方向スイッチ実
のコレクターエミッタ区間と並列に、コンデン丈ｃＢＨ
１ｆヨークＬＵおよびダイオードＤＵから成る制限回路
が接続され又いる。阻止形質換器トランスＴｒの２仄巻
、腺は、フライホイール・チョークＬ、。
に、阻止形質換器トランスＴｒの１次巻線ｐ１および単
方向スイッチＴのコレクターエミッタ区間から成る直列
回路が接続されている。この例でも、単方向スイッチ実
のコレクターエミッタ区間と並列に、コンデン丈ｃＢＨ
１ｆヨークＬＵおよびダイオードＤＵから成る制限回路
が接続され又いる。阻止形質換器トランスＴｒの２仄巻
、腺は、フライホイール・チョークＬ、。
およびフライホイール・ダイオードＤ、を介して負荷九
と接続されている。フライホイール・チョークＬ、の補
助巻＃Ｗ２の巻線端は、ダイオードＤｓを介してコンデ
ン？ Ｃ，とチョークＬＵの接続点に接続され、またコ
ンデンサＣＢの一方の端子と接続されている。補助巻？
ＰＪ ｗ ２のもう１つの巻線端は、ダイオードＤＨを
介して、コンデンサーの他方の端子および入力直流電圧
源Ｕ１ｉ、の端子と接続されている。ただし電圧源Ｕ８
のこの端子は、１次巻線ｐ１側の端子である。
と接続されている。フライホイール・チョークＬ、の補
助巻＃Ｗ２の巻線端は、ダイオードＤｓを介してコンデ
ン？ Ｃ，とチョークＬＵの接続点に接続され、またコ
ンデンサＣＢの一方の端子と接続されている。補助巻？
ＰＪ ｗ ２のもう１つの巻線端は、ダイオードＤＨを
介して、コンデンサーの他方の端子および入力直流電圧
源Ｕ１ｉ、の端子と接続されている。ただし電圧源Ｕ８
のこの端子は、１次巻線ｐ１側の端子である。
第８図は、本発明による装置を直列制御形インバータ、
特にブリッジ回路半部に設げられた直列制御形インバー
タに適用した場合の実施例を示している。単方向スイッ
チＴＩ、Ｔ２は、それぞれブリッジ回路半部の直列分岐
に配置されている。ダイオードＤ３＋Ｄ４は、ブリッジ
回路半部を補完するために、各々の単方向スイッチＴ１
ないＬ；Ｔ２と直列に接続されている。単方向スイッチ
Ｔ１のエミッターコレクタ区間には、コンデンサＣ８１
、転流チョークＬＵ上およびダイオードＤ、□かう成る
制限回路網が並列に接続されている。また単方向スイッ
チＴ２のエミッターコレクタ路にも、同じくＣＦ、２．
ＬＵ２およびＤＵ２から成る制限回路網が並列に接続さ
れている。コンデンサＣ８□とチョークＬＵ工との接続
線路にはダイオード稲□の一方の端子が接続され、その
もう一方の端子は、ダイオードＤＨ□を介してフライホ
イール・チョークＬＦの第１の補助巻＆！Ｗ２１と接続
され、かつコンデンサＣＢ１と接続されている。同じよ
うに、コンデンサＣＥ２とチョークＬＵ２．．”の接続
蔵路にはダイオードＤＳ２の一方の端子が接続されてい
る。ダイオードＤＳ２の他方の端子は、第２の補助巻緋
Ｗ２２の一方の巻線端およびコンデンサＣＢ２と接続さ
れ、コンデンサＣＢ２はダイオードＤＨ２ヲ介して補助
巻線Ｗ２２の別の巻線端と接続されている。ブリッジ回
路半部の対角線分岐には、インバータ・トランスＴｒの
１次巻線ｐ１が設げられている。インバータ・トランス
Ｔｒの２次巻線ｐ２ば、ダイオードＤＷおよび平滑チョ
ークＬＢを介して負荷ＲＬと接続されている。フライホ
イール・チョークＬ８．の主巻線と直列なフライホイー
ル・ダイオード橢は、２次巻＋１ ｐ ２およびダイオ
ードＤｗから成る直列−回路と並列に接続されている。
特にブリッジ回路半部に設げられた直列制御形インバー
タに適用した場合の実施例を示している。単方向スイッ
チＴＩ、Ｔ２は、それぞれブリッジ回路半部の直列分岐
に配置されている。ダイオードＤ３＋Ｄ４は、ブリッジ
回路半部を補完するために、各々の単方向スイッチＴ１
ないＬ；Ｔ２と直列に接続されている。単方向スイッチ
Ｔ１のエミッターコレクタ区間には、コンデンサＣ８１
、転流チョークＬＵ上およびダイオードＤ、□かう成る
制限回路網が並列に接続されている。また単方向スイッ
チＴ２のエミッターコレクタ路にも、同じくＣＦ、２．
ＬＵ２およびＤＵ２から成る制限回路網が並列に接続さ
れている。コンデンサＣ８□とチョークＬＵ工との接続
線路にはダイオード稲□の一方の端子が接続され、その
もう一方の端子は、ダイオードＤＨ□を介してフライホ
イール・チョークＬＦの第１の補助巻＆！Ｗ２１と接続
され、かつコンデンサＣＢ１と接続されている。同じよ
うに、コンデンサＣＥ２とチョークＬＵ２．．”の接続
蔵路にはダイオードＤＳ２の一方の端子が接続されてい
る。ダイオードＤＳ２の他方の端子は、第２の補助巻緋
Ｗ２２の一方の巻線端およびコンデンサＣＢ２と接続さ
れ、コンデンサＣＢ２はダイオードＤＨ２ヲ介して補助
巻線Ｗ２２の別の巻線端と接続されている。ブリッジ回
路半部の対角線分岐には、インバータ・トランスＴｒの
１次巻線ｐ１が設げられている。インバータ・トランス
Ｔｒの２次巻線ｐ２ば、ダイオードＤＷおよび平滑チョ
ークＬＢを介して負荷ＲＬと接続されている。フライホ
イール・チョークＬ８．の主巻線と直列なフライホイー
ル・ダイオード橢は、２次巻＋１ ｐ ２およびダイオ
ードＤｗから成る直列−回路と並列に接続されている。
以上説明した例の他に、本発明による装置に対して多く
の使用例を考えることができる。そのような使用例とし
ては、例えばステップアップ・コンバータとステップダ
ウン・コンバータの組合わせ、グリッジ回路形のプッシ
ュプル変換器、あるいはステップアップ・コンバータと
インバータとの組合わせなどが考えられる。゛発明の効
果 本発明′Ｃよれば、わずかなコストで、単方向スイッチ
の損失電力を公知の装置よりもさらに低減することがで
きる。
の使用例を考えることができる。そのような使用例とし
ては、例えばステップアップ・コンバータとステップダ
ウン・コンバータの組合わせ、グリッジ回路形のプッシ
ュプル変換器、あるいはステップアップ・コンバータと
インバータとの組合わせなどが考えられる。゛発明の効
果 本発明′Ｃよれば、わずかなコストで、単方向スイッチ
の損失電力を公知の装置よりもさらに低減することがで
きる。
第１図は本発明による装置の原理的な回路図、第２図は
第１図の装置の各構成素子における信号の経過を示す図
、第６図は第１図の装置の変形実施例を示す図、第４ａ
図、第４ｂ図は第６図の装置の各菓子における信号の経
過を示す図、第５図〜第８図は本発明による装置の別の
変形実施例を示す図である。 Ｕ８・・・入力直流電圧、Ｔ、Ｔよｒ Ｔ２・・・単方
向スイッチ、・ＬＳ・・・平滑チョーク、ＲＬ・・・負
荷、ＣＬ・・・平ｍコンｒンテ、ＤＦ”’フライホイー
ル・ダイメーード）ＣＥＩＣＥｌ・ Ｅ−２！ ｔＣＢ
ｔＣＢ１１Ｂ２・・・容量性蓄積素子、ＬＵ、ＬＵ□
、ＬＵ、・・・転流チョーク、ＱＨ・・・補助電圧源、
Ｓｔ・・・制御装置、Ｌ８、・・・フライホイール・チ
ョーク、Ｗ １ ｒ Ｗ２ｒ ｐｌ、ｐ２・・巻線、Ｔ
ｒ・・・トランス。 ＦＩ１３．Ｉ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４ｎ ＦｌＧ、６
第１図の装置の各構成素子における信号の経過を示す図
、第６図は第１図の装置の変形実施例を示す図、第４ａ
図、第４ｂ図は第６図の装置の各菓子における信号の経
過を示す図、第５図〜第８図は本発明による装置の別の
変形実施例を示す図である。 Ｕ８・・・入力直流電圧、Ｔ、Ｔよｒ Ｔ２・・・単方
向スイッチ、・ＬＳ・・・平滑チョーク、ＲＬ・・・負
荷、ＣＬ・・・平ｍコンｒンテ、ＤＦ”’フライホイー
ル・ダイメーード）ＣＥＩＣＥｌ・ Ｅ−２！ ｔＣＢ
ｔＣＢ１１Ｂ２・・・容量性蓄積素子、ＬＵ、ＬＵ□
、ＬＵ、・・・転流チョーク、ＱＨ・・・補助電圧源、
Ｓｔ・・・制御装置、Ｌ８、・・・フライホイール・チ
ョーク、Ｗ １ ｒ Ｗ２ｒ ｐｌ、ｐ２・・巻線、Ｔ
ｒ・・・トランス。 ＦＩ１３．Ｉ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４ｎ ＦｌＧ、６
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 投入時８よび連断時における電子単方向スイッチ
の商い損失′電力な抑圧する一装置でめって、′電子単
方向スイッチが給電電圧源を介して直接または間接に負
荷と接続され、電子単方向スイッチの並列回路に少くと
も１つの肪導注畜槓糸ｆ′ｉ６よび容量性蓄積素子が配
置され、また負荷側の電流路にフライホイール・り゛イ
オードが設けられ、単方向スイッチの遊方を抑圧する装
置において、分岐回路に設けられた第１の容を性蓄榎菓
子（Ｃρが、補助電圧ｍ ＣＱＨ）により光電される第
２の容量性蓄積素子（ＣＢ）と接続され、゛電子単方向
スイッチ（Ｔ）か辿呻［されてから、フライホイール・
ダイオード（ＤＦ）を通じて電流が流れるまで、前記第
２の容量性蓄積素子（ＣＢ）から第１の容量性蓄積素子
（ＣＥ）を介して負荷電流が流れるように前記接続を構
成したことを特徴とする電子単方向スイッチの筒い損失
電力を抑圧する装置。 ２、補助電圧源（ＱＨ）が負荷（ＲＬ）の電圧（［ＪＡ
）によって制−１４１される％Ｗ！ｆ謂水の範囲第１項
記載の電７子単方向スイッチの尚い損失電力を抑圧する
装置。 ６、 投入時８よび連１１ｙＴ４４Ｃ％げる電子単方向
スイッチの高い損失電力を抑圧する装置でりって、電子
単方向スイッチが給電電圧源を介して直接または間接に
負荷とｗ、絖され、電子！単方向スイッチの並列回路に
少（とも１つの誘導性蓄積素子および容量性蓄積素子が
配置され、また負荷側の電流路にフライホイール・ダイ
オードが設けられ、単方向スイッチの遮力を低減する装
置において、分岐回路に設けられた第１の容量性蓄積素
子（Ｃ８）が、第２の容量性蓄積菓子（ＣＢ）と接続さ
れ、電子単方向スイッチ（Ｔ）が遮断されてから、フラ
イホイール・ダイオード（ＤＦ）を通じ℃電流が流れる
まで、前記１ｆＡ２の容量性蓄積素子（ＣＢ〕か１つ第
１の容量性蓄積素子（Ｃρを介して負偉電流か流れ、ま
たフライホイール・ダイオード（１）□、）の′屯ｍし
路に７ライホづ一ル・チョーク（Ｌ、、）が設けもオし
、該フライホイール・チョーク（ＬＦ、）か補助巻線（
Ｗ２）を有し、該補助巻線（Ｗ２）が弗ンの谷風性蓄積
素子（ＣＢ）と接続され、袖助巻脚（Ｗ２）で誘起され
た電圧か補助′屯圧源（ＱＨ）として用いら几る、こと
を性欲とする′亀す単方向スイッチの損失電力を低減す
る装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3338462 | 1983-10-22 | ||
| DE3338462.2 | 1983-10-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60109920A true JPS60109920A (ja) | 1985-06-15 |
Family
ID=6212526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59220653A Pending JPS60109920A (ja) | 1983-10-22 | 1984-10-22 | 電子単方向スイツチの高い損失電力を抑圧する装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4669023A (ja) |
| EP (1) | EP0141151B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60109920A (ja) |
| DE (1) | DE3468157D1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3725369A1 (de) * | 1987-07-31 | 1989-02-23 | Vogler Johannes Dipl Ing Dipl | Vermeidung von schaltverlusten bei schnellen elektronischen schaltern |
| JP2674341B2 (ja) * | 1991-03-27 | 1997-11-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置のスナバ回路 |
| DE4135568A1 (de) * | 1991-10-29 | 1993-05-06 | Abb Patent Gmbh, 6800 Mannheim, De | Ausschaltentlastungsnetzwerk fuer leistungstransistoren in mehrtransistor-konverter |
| US5307004A (en) * | 1992-07-06 | 1994-04-26 | Carsten Bruce W | Soft switching boost and buck regulators |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2644715C2 (de) * | 1976-10-04 | 1985-02-28 | Andreas Prof. Dr.-Ing.habil. 7000 Stuttgart Boehringer | Einrichtung zur Befreiung elektrischer oder elektronischer Einwegschalter von hoher Verlustleistungsbeanspruchung während des Einschaltens - bei welchem ein, zuvor in einem anderen Schaltungspfad fließender, von Null verschiedener Strom auf den betreffenden Einwegschalter überwechselt - und von überhöhter Sperrspannungsbeanspruchung zum Ende des Ausschaltens |
| DE2905782C2 (de) * | 1979-02-15 | 1983-03-17 | Wolfgang Prof. Dipl.-Ing. 6072 Dreieich Rona | Anordnung zur verlustfreien Begrenzung der Abschaltüberspannung von Hochvoltschalttransistorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz |
| US4365171A (en) * | 1980-12-23 | 1982-12-21 | General Electric Company | Low loss snubber circuit |
| DE3132512A1 (de) * | 1981-04-04 | 1983-03-10 | Andreas Prof. Dr.-Ing.habil. 7000 Stuttgart Boehringer | Vereinfachte einrichtung ohne prinzipbedingte verluste zur befreiung elektrischer oder elektronischer einwegschalter von hoher verlustleistungsbeanspruchung waehrend ihres ein- und ausschaltens sowie von ueberhoehter sperrspannungsbeanspruchung im anschluss an ihr ausschalten |
-
1984
- 1984-09-06 EP EP84110604A patent/EP0141151B1/de not_active Expired
- 1984-09-06 DE DE8484110604T patent/DE3468157D1/de not_active Expired
- 1984-10-19 US US06/662,898 patent/US4669023A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-10-22 JP JP59220653A patent/JPS60109920A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3468157D1 (en) | 1988-01-28 |
| EP0141151B1 (de) | 1987-12-16 |
| EP0141151A2 (de) | 1985-05-15 |
| US4669023A (en) | 1987-05-26 |
| EP0141151A3 (ja) | 1985-06-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5471376A (en) | Low-loss active voltage-clamp circuit for single-ended forward PWM converter | |
| US6356462B1 (en) | Soft-switched full-bridge converters | |
| US5841268A (en) | Multi-resonant soft switching snubber network for DC-to-DC converter | |
| US9490694B2 (en) | Hybrid resonant bridgeless AC-DC power factor correction converter | |
| US8422179B2 (en) | Inrush current control | |
| JP2875879B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃスイッチング・コンバータ回路 | |
| EP2321894B1 (en) | Generalized ac-dc synchronous rectification techniques for single-phase systems | |
| US5959438A (en) | Soft-switched boost converter with isolated active snubber | |
| US5886884A (en) | Passive ripple filter for zero voltage-zero current switched full-bridge DC/DC converters | |
| US6198260B1 (en) | Zero voltage switching active reset power converters | |
| US5027263A (en) | Switching power source means | |
| EP2670039B1 (en) | Quasi resonant push-pull converter and control method thereof | |
| US6272023B1 (en) | High efficiency coupled inductor soft switching power converters | |
| US20110127976A1 (en) | Multiphase soft-switched dc-dc converter | |
| US20060062026A1 (en) | High efficiency power conversion circuits | |
| US5642273A (en) | Resonant snubber inverter | |
| US6560127B2 (en) | Power conversion circuit having improved zero voltage switching | |
| EP0603550A2 (en) | A zero current switching reverse recovery circuit | |
| EP2962387A1 (en) | Forward-flyback topology switched mode power supply | |
| US7944188B1 (en) | Power converter circuits having bipolar outputs and bipolar inputs | |
| EP1229635B1 (en) | Active gate clamp circuit for self driven synchronous rectifiers | |
| US4736286A (en) | Switching power supply | |
| US5457379A (en) | High efficiency switch mode regulator | |
| US5063488A (en) | Switching power source means | |
| US6519164B1 (en) | Single power stage AC/DC forward converter with power switch voltage clamping function |