JPS60106230A - Ａ−ｄエンコ−ダおよびｄ−ａデコ−ダシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は一般に電気信号の処理および伝送、特にアナロ
グ信号をデジタル信号に変換し智それからデジタル信号
からアナログ信号を回復（復元）する回路に関する。　
、 放送局から聴取者へのオーディオ信号の放送のような電
気信号を送何する多くのデジタルシステムが提案されて
いる。１つの提案されたシステムは送信の間中量子化ス
テップサイズが一定の線形パルスコード変調（ＰＯＭ）
　（ｉ−用いる。伝送（送信）された信号の質の保存、
特に小さい信号の分解能の保存のためには１サンプルに
つき少なくとモ１３−個の２進ビツトが必要である。こ
れは通常は１４または１６ビツトのシステムが用いられ
るものである。オーディオ信号の放送のためには帯域中
は典型的ＩＣは１５ｈ七である。したがって線形ＰＯＭ
システムには高ビツト率の伝送（最低的３２に融Ｘ１３
ビット、すなわち誤差識別または補正手段がなくても４
１６にビット／秒）が必要である。線形ＰＯＭシステム
はまた高精度部品を用いなければならずｔしたがって高
価である。 伝送ビット率を低減させるために成る通常のＰＯＭシス
テムはデジタルコンパシディング（圧縮−伸張）を用い
た。伝送ビット数はいくぶん低減させることができるが
、１３または１４ビツト楕密変換器をなお用いなけれは
ならず、デジタルコンノ七ンディングによって回路の複
雑性と費用がさらに増大する。しｆｃがって巌形まｆｃ
はデジタル的にコンバンドされたＰＯＭ装置は家庭用の
ような費用が重要な場合には好ましくない。 デルタ変調システムはハードウェアが安価なので信号伝
送用として好ましい。デルタ変調システムは簡単な回路
を用い、部品の許容誤差が小さい必要がない。デルタ変
調システムはまた補正されない伝送誤差によって妨害さ
れることが本質的に少ない。しかし線形デルタ変調シス
テムは同じ質の伝送を行なうのにＰＯＭシステムよりは
るかに高いビット率全必要とするので好ましくない。 ビット率低ＩｆｃＦｉまた有効量子化ステップサイズを
変える仁とによりデルタ変調システムに適用された。こ
のようなデルタ変調システムは最適（アダプティブ）デ
ルタ変−（ＡＤＭ　）システムとして知られている。多
重レベルＰＯＭシステムにおけるデジタルコンバンディ
ングは小さい信号に対して最高度の分ｗＩ能に量子化し
、それから、大振１巾の信号に対して分解能を低減させ
ることによシ通常行なわれる。ピットストリームが２つ
の状態だけを持つＡＤＭシステムについては、適応は通
常これらの状態の間の量子化増分′ｆ！、瞬間的（サン
プルからサンプルへ）にか、ブロック的（「近似的に瞬
間刊〕にか、または音節率において直接変えることにょ
９行なわれる。 ＡＤＭにおいては、適応はオーディオ信号のステップサ
イズによる掛算を次は割算と同等と考えられる。アナロ
グ信号に対する他の信号による掛算または割３１Ｋよっ
て、得られた積信号が元のアナログ信号を汚染する変Ｉ
ＩｌｌｊｇＩｇ波帝を宮むようになることは変幽Ｊ！１
論から周知である。ＡＤＭエンコーダにおいて位デジタ
ル出力はこの８Ｉ信号の表示である。これらの変調側波
帯を除去し、デジタル表示から元のオーディオ信号をＡ
ｍ成するため相補的プロセス、すなわちもう１つの掛！
４または割算を最適デルタ変向においてなされなければ
ならない。 オーディオを完全に再構成するためには、エンコーダお
よびデコーダ中の掛算器または割算器、はＬ１完全」（
または少なくとも同じように不完全）である必要があり
、掛算信号も精密に等しくなければならない。実際の回
路に本性的な不整合によって再構成されたオーディオは
元のとは異なるスはクトルを持つ。スＲクトル差の周波
数は変調信号または制御信号のスペクトルによル、差の
振巾は回路の不整合の大きさによる。 瞬間的またはだいたい瞬間的適応を用いるＡＤＭシステ
ムにおいては適応は通常出力制御される（出力ピットス
トリームから作用する）。そのようなシステムの制御信
号はＤＣからサンプリング（抜取り）頻度より高いとこ
ろまでの範囲のスペクトル成分を持つので、システムは
コーディング過渡信号に対して受け入れることができる
性能を持つ。 しかし、デジタル伝送の間にそのような制御信号のいく
つかの個々の制御ビットは他のビットよりはるかに重要
になるので、これらの重要な制御ビットにたまたま影響
を与える、広帯域制御信号の伝送の小さいパーセンテー
ジの誤差（たとえばランダムまたはバースト誤差によっ
て起こされる）によって受信された制御信号はそれらの
本来の値から大巾に偏れる。このような誤差によって受
信されたオーディオのスプリアススペクトル成分の大き
さは、回路が完全であったとしてもきわめて大きくなる
。 スプリアススペクトル情報は、周波数が所望のオーディ
オ信号に近いとはるが忙聞こえにくぃということは人聞
のＳ覚の％性である。スプリアスエネルギーが所望のオ
ーディオ信号がら離れていると、それははるかに聞こえ
やすい。 ＡＤＭシステムについては、制御信号トラッキングの許
容誤差（エンコーダおよびデコーダ）および掛Ｘ器の精
密度は、制御信号のスはクトルが低周波情報だけを含む
ように制限されると、いくぶん緩和される。その理由は
、低周波変調信号は元のオーディオ周波数に近い新しい
周波数を発生し。 仁れらの周波数の成るものを１それらがオーディオ信号
によってマスクされるので、許容することができるから
である。 比較的遅い制御信号の適応は音節（シラビック）適応と
して知られている。音節ＡＤＭシステムは上記の理由に
よって低コスト高品賞オーディオの用途にはるかによく
適している。そのようなシステムはまた、可聴効果が小
さいので、制御信号の伝送誤差を受けにくい。しかし、
制御情報の帯域中の低下によってステップサイズ制御信
号はアナログ入力信号に対して遅れる。したがって、ア
ナログ入力信号が、変換器が制御信号にしたがってその
適応を完了するかまたは開始する前にさえＡ−Ｄ変換器
に達する。為品位オーディオシステムにおいては、制御
信号の帯域中は発生したオーディオに見るべき、または
許容されないひずみ倉さえ起こすことなしＫは数ｋＨｓ
ｇより狭くなることはできない。 音節的に最適のデルタ変１１１ｍは量子化ステップサイ
ズを変えて入力信号の時間微分すなわちこ９配に適応す
る。理想的な音節ＡＤ！設計においては、各瞬間におけ
るステップサイズは必要最小のものよりわずかに大きい
だけで、最小の量子化誤差と最良の信号対雑音比を与え
る。しかし、匹適する質を達成するためには、理想的な
ＡＤＭシステムでさえＰＯＭシステムよル高いビット率
（ビット数）を必要とする。ＡＤＭシステムのビット率
がＰＯＭシステムに要求されるものと匹適するものに下
げられると、ノイ・ズ変調は受け入れられないものとな
る。低および中間周波オーディオ信号ｒＣ＃なうノイズ
変調の可聴性は固定プリエンファシスおよびデエン７ア
シスを用いることによシ下けることができる。しかしこ
れは、オーディオ信号がかなシ茜い周波数を含むときは
、ノイズ変調が増大することＫよってだけなされる。増
大したノイズ変調は島周彼信号が圧倒的に多いとき低周
波ノイズを特に妨害する。 限定された適応帯域中（遅い応答時間）を持つ通常の音
節的に最適のデルタ変−システムは過渡ひずみを受ける
。限定された適応帯域中のためにシステム＃′ｉ、信号
レベルの突然の増大に応答するのに必要な時間の間傾斜
的な過負荷になる。短い過渡ひずみを受けるＡＤＭシス
テムは、スピーチ識別性は影響を受けないので、通信の
目的には用いることができるが、このようなひずみは高
品位オーディオのような多くの用途には軒されない。 上記の欠点の多くのものは本発明によって改畳される。 本発明のシステ□ムは過渡ひずみを受けない。ノイズ変
調の効果は通常のＡＤＭシステムに比較して低減される
。ステップサイズ伝送における補正されない誤差の効果
も小さい。 本発明はエンコーダシステムとデコーダシステムとに関
する。本発明のエンコーダはアナログ入力信号をデジタ
ル信号に変換する。エンコーダは入力アナログ信号から
所定の帯域中を持つ制御信号を発生する装ａを含む。制
御信号は工ンゴごダに印加すべき所望の取過ステップサ
イズを示す。 エンコーダはさらにアナログ入力信号をデジタル信号に
変換する変換器を含む。変換器はステップサイズを表わ
す制御信号に応答してステップサイズ情報に応じてデジ
タル（Ｉｆｆ号を発生する。エンコーダはまたアナログ
入力信号に、それが変換器に達する前に、遅延させて導
出装置が所定の帯域中を持つ制御信号を導出するのに必
要な時間を補償する装置も宮む。 本発明のデコーダは上記の型のエンコーダから伝送媒体
を経て受け椴ったデジタル信号から１ナログ出力信号を
発生する。受は取ったデジタル信号は上記のようにして
エンコーダにおいて入力アナログ信号から導出されたも
のである。 他の特徴においては、デコーダはエンコーダから伝送媒
体を経て受け取ったデジタル信号をデコードする。デジ
タル信号はアナログ信号とステップサイズ情報とのデジ
タル表示を含み、アナログ信号はエンコーダ中でステッ
プサイズ情報にしたがってエンコードされたものである
。１つの実施例においては、デコーダはステップサイズ
情報の帯域中を制限するｉ＆置と、アナログ信号のデジ
タル表示と帯域中を制限されたステップサイズ情報とに
応答してアナログ出力信号を発生する変換器装置とを言
む。第２実施例においては、デコーダは、ステップサイ
ズ情報が所定の実質的に一定の時間だけアナログ１に号
の対応したデジタル表示よル前にデコーダによって受け
取られるようにエンコーダで発生されたデジタル信号ｔ
デコードする。第２実施例においては、デコーダはアナ
ログ（ｉ１号のデジタル表示と対応したステップサイズ
情報とに応答してアナログ出力信号を発生する変換器を
含む。 ＡＤＭエンコーダ／デコーダシステム（ｃｏｄｅｃ）か
ら出てくるノイズ及びひずみは変化するオーディオ入力
信号とステップサイズとに依存する。年−正弦波を取扱
うｃｏｄｅａ　ｔ−変える。ステップサイズの関数とし
て出力ノイズとひずみとは第１図に定性的に示すように
変る。領域Ａ　Ｋ　＆いてはステップサイズは大き過ぎ
る。これは過＃ｌｌＩな量子化ノイズを発生する。領域
Ｂにおいてはステップサイズはｄ・さ過ぎてシステムは
過負荷とな夛、高いノイズとひずみと金主じる。特定の
入力条件２に対してステップサイズのｉ＆通値がある。 リアルオーディオのも短時間セグメントに対して第１図
のようなカーブと最適のステップサイズとがある。通常
の出力制御ムＤＭシステムにおいてはステップサイズは
実際に最適値をとるが、たいていの時間領域ＡＫあって
、過渡信号のとき領域Ｂに移る。本発明の目的は、でき
るかぎ９領域Ｃで作動し、デルタ変−器が完全に負荷さ
れるように作動するＡＤＭシステムを設計Ｔることであ
る。これは、ステップサイズの決定はエンコーダでなさ
れ、後述のように入力制御されるので一可能である。 第２Ａ図は本発明の一実施例を示すエンコーダの構成図
である。第２Ａ図に示すように、アナログオーディオ入
力信号（１２〕は低域フィルタ（１４）を通ってアナロ
グ入力信号の全体的なオーディオ帯域中を決める。典型
的にはそのような帯域中は１５　ｋＨｚである。アナロ
グ人力信号はそれから前処理回路（１６）ｔ−通る。前
処理回路（１６）の機能は以下に論じる。 アナログオーディオ入力信号は、前処理された後、ステ
ップサイズ導出回路（１８）および遅延回路（２０）Ｉ
Ｃ送られる。１つの％殊な用途においてはステップサイ
ズ導出回路（１８）はオーディオ入力信号の時間微分す
なわちこう配を検出するこう配検出器を含む。こう配検
出益は最適デルタ変ａ＃＆２２）に用いられるステップ
サイズを表わす制御信号を発生する。制御信号は帯域中
制限回路（２４〕によって制限され、それから最適デル
タｆｉｌｌｌ器（２２）に印加される。Ａ−Ｄ変換器（
２６）はステップサイズ制御信号ｔステップサイズ（ｆ
報を持つデジタル信号のピットストリームに変換する。 オーディオ入力信号は、遅延回路（２０）で遅延された
後に％帯域中が制限されたステップサイズ制御信号（４
５）によって示されるステップサイズにしたがって最適
デルタ変調器（２２）によってデジタルオーディオ信号
のピットストリームに変換さ九る。オーディオピットス
トリームとステップサイズ情報ピットストリームとはそ
れから第２図のデコーダに＠送される。 １つの特殊な例ではエンコーダ（１０）はオーディオピ
ットストリームとステップサイズ情報ピットストリーム
と全聴取者のシステム中のエンコーダに送４Ｍ−ｒる放
送局の部品である。遅延回路（２０）と帯域中制限回路
（２４）との機能は以下の第２Ｄ図のデコーダの簡単な
説明の後に論じる。 第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例を示すデコーダの構
成図である。第２Ｂ図に示すようにデコーダ（４０）は
伝送されたデジタルオーディオピットス）　！Ｊ−ａ（
３０）を受け取る最適デルタ変調器（４２）とデジタル
ステップサイズ情報ピットストリーム（２８）ｔ　受＃
取ルＤ　−Ａ　Ｒ換ａＣ４４）　トｆ、　ｔ　ｔｒ。Ｄ
−Ａ変換器（４４）はデジタルピットストリーム金帯域
巾制限回路（４６）ｉｃ送られるアナログステップサイ
ズ制御信号に変換する。帯域中が限定された後に１ステ
ップサイズ制御信号は最適デルタ変調器（４２）に供給
される。最適デルタ変鉤器（４２）はオーディオピット
ストリームから、帯域巾制限画路（４６）からの帯域中
が制限されたステップサイズ制御信号にしたがってアナ
ログオーディオ出方信号を発生する。ＭＺＡ図の帯域中
１ｌＩＩＩ限回路（２４）は最適デルタＲ鳩器（２２）
へ印加されたステップサイズ制御信号の帯域巾ｔｉ１ｉ
ＩＩ限するので、ステップサイズ＃；１１つのサンプル
から次のサンプルへ急激に変化することはできない。同
様に１帯域中制限回路（４６）は最適デルタ変調器（４
２）に印加されたステップサイズ制＃信号の帯域中を制
限する。したがって、伝送媒体がステップサイズ情報ピ
ットストリーム中にピット誤差を発生させると１そのよ
うな誤差はｔＤ−Ａ変換器（４４）Ｋよってアナミグ形
に変換された後には、最適デルタ変調器（４２）におけ
るステップサイズに大きな誤差を発生させることはでき
ない。伝送誤差の効果はそれによって低減される。 したがって−安価な精密でない部品を用いて変換６　（
２６，４４）　ｔ−構成することができ、ステップサイ
ズ情報ピットストリームの伝送はビット誤差上大巾に許
す。 制限された帯域中ステップサイズ制御信号の発生には有
限の時間が必要である。この時間を補償するために、前
処理されたアナログオーディオ入力信号がこの入力信号
用のステップサイズ制御信号が帯域巾制限回＊（２４）
から得られるときに最適デルタ変調器（２２）Ｖ−達す
るように遅延回路（２０）カ五時間遅延させる。これは
入力オーディオ信号のこう配が突然変るとき特に有利で
ある。 第２Ａ％２Ｂ図においてはステップサイズ情報ピットス
トリーム（２８）およびオーディオピットストリーム（
６０）は別々に伝送されるように示されたがｔこれらの
２つのピットストリームは、これらが互いに区別できる
と、１つのチャネルで一緒に伝送されることができるこ
とを理解されたい。同様に３つのピットストリーム（２
８，３０，８２）もナベて、互いに区別できると、別々
のチャネルではなく岡じチャネルで伝送することができ
る。 遅延回路（２０〕によって一デコーダの帯域巾制眼回路
（４６）によって起こされる時間遅延を補償もする時間
遅延を起こさせることに１勺特定のアナログ信号の表示
であるオーディオピットストリーム信号が、帯域中を制
限されたステップサイズ制御信号が回路（４６）から得
られるとき、デルタ変陶器に達する。このようにして、
デコーダにおけるステップサイズ制御信号の帯域中の制
限によって発生した時間遅延を補償するためのデコーダ
内における遅延回路の必要性は除去され、デコーダ回路
は簡単化される。それは消費者用デコーダ装置のコスト
低減Ｖｃｔ＃に有オＵである。 前処理回路（１６）と他、の関連した回路の構成＊素と
の以下の説明はＦスペクトルエン７アシスおよびジエン
７アシス」とｉう表題からとったものである。Ａ−Ｄお
よびＤ−ム変供におけるステップサイズは変るので、ノ
イズの振巾はステップサイズに依存して変調される。こ
のノイズ変１１は高品位オーディオ装置のような多くの
用途にとって望ましくない。ノイズ変向は、前処理回路
（１６）と後処理回Ｍ（９６）とによって、これらの回
路が第２Ａ図のＡ−Ｄ変換器（７２）およびデジタル遅
延回路（７４）と組み会わされたとき、低減される。前
処理回路（１６）はｊＡＺＡ図のスペクトル解析回路（
５２）、帯域中制限回路（５４）、最適プリエンファシ
ス回路（５６）、および遅延回路（５８）ｔ−含む。後
処理回路（９６）はＤ−Ａ変換器（７６）、最適デエン
ファシス回路（７８）、および帯域中制限回路（７８）
ｔ−含む。 スはクトル解析回路

【５２】はオーディオ入力信号を解
析してエンファシス制御信号を発生する。この発生され
たエンファシス制御信号は入力オーディオのスペクトル
だけの関数で、入力オーディオの振巾とは実質的に独立
である。エン７アシス制御個号はそれから帯域巾制談回
路（５４）によって制限され、最適プリエンファシス回
路（５６）に印加される。最適プリエンファシス回路（
５６）は入力オーディオ信号の異なる周波数成分をエン
ファシス制御４８号の関数である１だけ増巾葦たは増巾
および除去する。工ンファクス制御信号は帯域中が制限
されるので、最適プリエンファシス回路（５６）の周波
数応答はサンプルからサンプルへ突然変化することはな
い。帯域中制限回ｗＩ（８０）は上述の帯域巾制限回Ｍ
（４６）に似たようにして伝送媒体に↓って導入された
ピット誤差の効果全低減させる。 第２Ａ％２Ｂ図において、遅延回路（５８）は時間遅延
を導入して、プリエンファシス回路（５６）に、オーデ
ィオ入力信号が供給される前に、その適応を完了させる
。前処理されたオーディオ人力４バ号は上述のように遅
延（ロ）路（２０）と最通デルり変―器（２２）とに供
給される。スペクトル解析回路（５２）からの二ンファ
シス制御信号はＡ−Ｊ）変換器（７２）によってデジタ
ルピットストリーム保持スペクトル情報に変換され、デ
ジタル遅延回路（７４）によって遅延回路（２０）Ｉｃ
よる遅延と実質的に同じ時間遅延される。 オーディオとスはクトル情報ピットストリームとのタイ
ミング関係を比較すると、オーディオピットストリーム
中のオーディオ信号は遅延回路（５８，２０）で遅延さ
れているが、このオーディオ信号に対する対応したスペ
クトル情報信号はデジタル遅延回路（７４）だけによっ
て遅延されている。その結果、オーディオは対応したス
ペクトル情報に対して遅延回路（５８）による遅延時間
だけ遅延されるので、スペクトル情報はＭ２Ｒ図のデコ
ーダと後処理同ｊ１３（９６）とに一対応したオーディ
オ信号の前で適正な時刻に達してオーディオ信号の種々
の周波数成分の振巾を、Ｒ趨プリエンファシス回路（５
６）のそれと相補的なや９方で変える。相補性に対する
他の要請は以下に議論する。回路（５８）によってエン
コーダに導入された時間遅延はデコーダ中の帯域中制限
回路（８０）のスペクトル情報を制限する帯域中によっ
て起こされる時間遅延を補償する。 オーディオと対応し北スペクトル情報とが同期してデコ
ーダと後処理囲路とに同時に達すると、帯域中制限（ロ
）路（８０）によって起こされた時間ｉ！Ａ＃。 Ｋよってオーディオはデエンファシスを制御するために
帯域中を制限されたデエンファシス制御信号が得られる
前に最適デエンファシス回路（７８）に達する。そうす
、るとデコーダ中で遅延回路はオーディオが適当な時間
にデエンファシス回路（７８〕に達するようにオーディ
オを遅延させることが要求される。上記のようにしてエ
ンコーダ内でオーディオと対応したスはクトル情報との
間のタウシングを変えることによってデコーダ内に遅延
回路を設ける必要性が除去され、デコーダのコストが低
減される。 第２Ａ％２Ｂ図のエンコーダ／デコーダシステムの目的
の１つは、伝送の後圧回復されたアナログオーディオ出
力信号が入力オーディオと実質的に同じになるようにア
ナログオーディオ信号を媒体を経て伝送することである
。この目的ｔ−達成するために第２Ａ図のエンコーダの
最適デルタ変調器（２２）と最適デルタ変調＊（４２）
とは実質的に互いに相補的である。さらに、変ａｌｌ器

【２２】および復調器（４２）に印加されたステップサ
イズ制＃信号Ｆｉ笑質的に同じで、対応したオーディオ
信号に関して実質的に同じタイミング関係で）ｉＩ！Ｉ
Ｉ器と復調器とに印加されるので、適用された変調と復
調とは相補的である。言い換えると、オーディオ信号に
対するステップサイズ制御信号がオーディオ信号が変調
器（２２）に達する時間を前または後に印加されると、
それはオーディオ信号が復調器に遜する実質的に時間を
前または後に復調器（４２）Ｋ達しなければならない。 これによって確実に変調と復調とが実質的に相補的にな
る。同様に、前処理回路と後処理回路も互いに実質的に
相補的である。エンファシス制御信号とデエンファシス
制御信号とは実質的に同じで、オーディオに関してプリ
エンファシスとデエンファシスとを行なうについて実質
的に同じタイミング関係を持つので、施されたプリエン
ファシスとデエンファシスとは実質的に相補的である。 しかし相補性に対する上記の要請が一般に満たされた後
にはエンコーダ／デコーダシステムはタイミング誤差に
ついて許容度が晶い。ステンプサイス、プリエンファシ
ス、およびデエンファシス制御信号はエンコーダおよび
デコーダでゆっくりとだけ変化することができるので、
エンコーダおよびデコーダによって行なわれた最適変調
、復調、プリエンファシス、およびデエン７アシスはゆ
つくルとだけ変化することができる。したがって、上述
の型と帯域中制限立上り時間の斂ノソーセントのオーダ
（程度）とのタイミング関係の不整合によって変調と復
調とは相補関係から大巾にはずれることはない。同様に
ｔそのようなオーダのタイミンク関係の不整合によって
プリエンファシスとデエンファシスとが相補関係から大
巾にはずれることはない。 ＊適ブｖエンファシスおよびデエンファシス回路Ｃ５６
，７８）の特性は第３Ａ％　３Ｂ図に示しである。 第３Ａｈ　３Ｂ図および以下の説明における特定の周波
数と利得とは例示のためのものにすぎず、回路（５６，
７８）の特性はそれによって限足されるものでないこと
を理解されたい。成る点においてはプリエンファシスお
よびデエン７アシスｔ＃注はｌ＝Ｔ＆折点周波数を持つ
フィルタによして高周波ノイズを低減きせる周知の型の
「スライディング／（ント１回路に類似である。信号レ
ベルが高くなるにつれて「スライディングバンド」回路
のフィルタ折点周波数は連続的に上方に移動して増巾さ
れカットされた帯域を狭める。このような回路の例は米
国特許Ｒｅ、　第２　Ｂ、４２６号、第４，０７２，９
１４号、および第３．９３４，１９０号に示されている
。 回路（５６）のプリエンファシス特性は第６Ａ図のそれ
ぞれプリエンファシス特性曲線（８６，８８，９０゜９
２．９４．９６）の（８６ａ　＊　８８ａ　ａ　９０ａ
　ｅ　９２ａ　ｅ　９４ａ　Ｂ　９６ａ　）に示される
可変周波数も持つ。第６Ｂ図のデエンファシス曲線（８
４′〜９６′）はそれぞれ曲ａ（８４〜９６）に対して
相補的で町変周波数（８６ａ’〜９６ａ’）も持つ。こ
れらの町変周波数はまた入力オーディオの関数として連
続的に移動する。しかし、「スライディングバンド」回
路と違って、その連続的移動は、高周波１６号のレベル
によってではなく、入力オーディオのスペクトル内容に
よって以下に説明するようにして決定される。上記の「
スライプイングツ（ンド」回路においては、可変折点周
波数よＣｒ［ｉい周波数を持つ信号成分は増巾（または
カット）されｔ折点周波数よシ低い周波数を持つ信号成
分は変らない。可変周波数より高い周波数を持つ信号は
骨白１１Ｊｃ９０−９６）に対して第３Ａ図に示すよう
に回路（５６）によって増巾されるが、信号が除去され
るスはクトル領域がある。同様に各デエンファシス曲線
（９０′〜９６′）に対して信号が増巾されるスペクト
ル領域がある。回路（５６）の詳細な特性は以下に説明
する。 説明のためにまず、入力オーディオの主信号成分は周波
数スペクトルの成る領域に集中していると仮定する。オ
ーディオ入力信号が大部分低および中間周波数エネルギ
、たとえば５００Ｈ２以下の周波数領域に集中している
ときＫは、最適プリエンファシス回Ｍ（５６）は応答（
８４）　’に持ち、５００Ｈｚよル１１！ｉ−周波数の
信号だけを増巾する。５ｏｏａｚ以下の周波数を持つ主
信号は実質的に変らない。 最適デルタ変ｖＩａ器（４２）からのオーディオ信号が
最適デエンファシス回路（７Ｂ）Ｋ達したと′ｌ！ｔ′
ｊｋ子化ノイズの高化ノイズ分は第３Ａ、３Ｂ図に示す
曲線（８４）に相補的な特性（８４’）を持つ最適デエ
ンファシス回路によって低減される。５００Ｈｚより＾
い高周波ノイズはそれによって十分低減されるので、可
聴ノイズ変調ははるかに低下される。５００Ｈ２より低
い低および中間周波ノイズは信号によってマスクされる
。 入力オーディオ信号の周波数が上がって生（ＩＮ３成分
が約５ＱＱＨｚ〜Ｑ　ｋＨｚに集中すると、スペクトル
解析回路（５２）からのエンファシス制御信号は最適プ
リエンファシス回路（５６）の周波数応答に（８４）か
ら（８６）または（８８）に移動させる。最適プリエン
ファシス回路のこのようなダイナミック作用によって最
適デルタ変調器のステップサイズの望ましくない増大が
防止される妙玉、以後の相補的デエンファシスによって
入力信号の周波数より高い周波数のノイズは低減される
。低周波ノイズはまだｃｉＪ聴問題ではない。 形（８４，８６，８８）の周波数応答（すなわち移ＪＩ
ＥＩＩ高周波増巾）は、入力オーディ第１８号の生スは
クトル成分が２または５　ｋＨｚより低いとき、ノイズ
の低減に満足すべきものである。これらの生スペクトル
成分よル高い周波数のノイズは上記のように低減される
。これよ勺低い周波数のノイズは信号によってマスクさ
れる。入力オーディオ信号の主スペクトル成分が高周波
（たとえば３　ｋＨｚ以上）のときは、そのような移動
増巾応答は、低および中間周波ノイズは信号によってマ
スクされないので１ノイズの低減に刈して満足すべきも
のではない。 これらの信号条件の下においては島周波増巾の効果は最
適デルタ変調器（２２）および復調器（４２）に用いら
れるステップサイズを増大させることで、広帯域量子化
ノイズが増大する。以後の相補的高周波カットはこの増
大したノイズの低周波部を低減させない。したがって低
周波ノイズは入力オーディオ信号の高周波成分の変化に
よって変調される。 この条件下においては、人力オーディオの生イｇ号成分
が集中されるスペクトル領域に対して最適プリエンファ
シス回路（５６〕の高周波増巾を第３Ａ図のそれぞれの
曲線（９０，９２，９４，９６）の部分（９ＬＪｂ、９
２ｂ。 ９４ｂ、　９６ｂ）として示されるディップのよ５をカ
ットに変換することが望ましい。したがって、入力オー
ディオ信号の生スペクトル成分の周波数が上昇すると、
最適エン７アシス回路（５６）の周波数応答は曲線（８
４，８６，８８）を通って曲線（９０，９２，５’４．
９６）に移動する。 主信号成分が５　ｋＨｇ付近のような高周波数に集中す
るとき、５　ｋＨｚ付近の高周波ノイズはマスクされる
。これよりもさらに高い周波数におけるノイズはマスク
されず、上記のよう和して低周波ノイズも低減させなが
らそのようなノイズを低減させることが望ましい。した
がって可変周波数よル晶い周波数における曲線（９０，
９２，９４，９６）は高周波シェルフの形を保つ。ｆｉ
ＫＢＡ図に示すように、曲線（８４，８６，８８）はＩ
＃ｌＩ＃ｄ波における同じ一定の利得（たとえば２０デ
シベル）に収束する。第３Ａ図には明確には示されてい
ないが、曲線（９０〜９６）ももつと高い周波数におけ
る同じ一定の有得に収束する。それぞれプリエンファシ
ス曲ａ（８４〜９６）に対応する相補的デエンファシス
曲巌（８４’〜９６’）　ｅｍｓＢ図に示す。これらは
プリエンファシス曲線のそれと実質的に咎しい可変周波
数（８６ａ　’〜９６ａ勺を持つ。デエン７アシス曲線
（９０′〜？６′）はｉ３Ａ図のプリエンファシス曲線
のディップ（９０ｂ〜９６ｂ）に対応するピーク（９Ｑ
ｂ’〜９６ｂ’）　ｋ持つ。 曲線（９０〜９６）の全体的な効果を次に説明する。 主信号成分のスペクトル領域におけるディップを持つプ
リエンファシス曲線はステップサイズ全減少させ、した
がってエンコーダ／デコーダシステムから発生する広帯
域ノイズを減少させる。それ以後のデエンファシスのビ
ーク（９０ｂ’、９２ｂ’、９４ｂ’。 ９６ｂ’）は所望の生信号成分を取シ出し、元の振巾に
もどす。デエンファシスはまた可変周波数よル扁い周波
数の４６号を除去し、ｔ５わめて高周波のノイズを低減
させる。したがって低減された低周波ノイズレベルは保
存され、高周波ノイズはマスクされｔきわめて高周波の
ノイズは低減される。 上記の説明において、人力オーディオの主信号成分は周
波数スペクトルの成る領域に集中していると仮定された
。そのような入力信号は事実厳も重要な場合である。信
号スはクトル成分がもつと分布しているときは、それら
のマスキングはもつと多くのノイズ全カバーし、プリエ
ンファシス曲線の形は型骨性がより低い。信号スペクト
ル成分が周波数スペクトルの２つの領域に分布している
と、プリエンファシス曲線はスペクトル成分〃≦その２
つの領域の間の領域に分布している場合の曲線と似てい
る。 帯域中制阻回路（２４，４６ｊ５４，８０）はステップ
サイズとスペクトル制＃１８゛号とを数１０または数１
００Ｈｚの帯域中門に制限する。したがって制御信号は
数ミリセカンドの立上シ時間を持つことができる。 遅延回路（２０，５８）によって尋人される遅延はした
がって帯域中制函によって決足される市１ｊ御４１号の
立上り時間に実質的に寺しくなるように選択される。過
当な値は５〜２０ミリセカンドの範囲である。制＠ｈ−
ＤおよびＤ−Ａ変換器（２６，４４，７２，７６）は単
純なデルタまたはデルタシグマ変調器および数キロビッ
ト／秒で作動する変め器でよい。テレビジョン背戸の用
途においては便々Ｕな値は水子周波数の半分、約７．８
　ｋＨｚである。 装備およびエンコーダとデコーダとの間のよりよいトラ
ッキングの便利のために、エンコーダ（１０）申の帯域
中制限回路（２４）にはいる信号はステップサイズ導出
回＊（１８）の出力の代りに１＃報ピツトストリーム（
２８）から導出することができる。この構成は第４図に
示し、ｊｉｉｔ通デルタ変調器（２２）、制限回路（２
４）、およびＡ−Ｄ変換器（２６）は図示のように配＠
変えする。局部Ｄ−Ａ変僕器（１００）はデジタルステ
ップサイズ情報ピットストリーム（２８）’にアナログ
ステップサイズ制御信号に変換する。第４図においては
、Ａ−Ｄ変換器（２６）はデルタシグマ変調を用い、局
部Ｄ−Ａ変換器（１００）は既にＡ−Ｄ変換器に宮まれ
ているので、余分の局部Ｄ−Ａ変換器（１００）は必要
ない。四＠ＶＣ最適プリエンファシス回路（５６）に供
給されたスはクトル解析情報は遅延回路（７４）で遅延
される前にスペクトル情報ピットストリーム（８２）か
ら導出することができる。これはＡ−Ｄ変換器（７２）
がデルタシグマ変調を用いると有利でるる。 最適デルタ変調器に印加されたステップサイズ制御信号
の帯域中を制限するのに帯域中制限回路（４６）を用い
る代りに、Ｄ−Ａ変換器（４４）が帯域中制限回路を言
んでもよい。１旬様に、帯域中制限回路（ｄＯ）は、Ｄ
−Ａ変換器（７６）が同様に帯域中が制限されると、除
去することができる。 ピット誤差の効果は大および小ステップサイズの両方に
対して類似の対数的大きさの利得誤差であることが望ま
しいので、デジタルピットストリーム（２８）がステッ
プサイズの対数を含むようにＡ−Ｄ変換器（２６）とＤ
−Ａ変換器（４４）とを設計する仁とが好ましい。同様
に、スペクトル情報ピットストリームはスペクトル情報
の対数を含むのが好ましい。対数回路および指数回路が
不都曾な実施例に２いては平方根または立方根のような
ステップサイズの何らかの他のＩＰ線形関数を含むのが
もつと実際的である。そのような関数はシステムのダイ
ナミックレインジにわたって完全に一様な利得誤差は与
えないが変化の大きさは巌形関数から得られるものよυ
はるかに小さい。 オーディオ情報の伝送について上に論じたのと同じ理由
で、低ピッ）　率（ｆｆ）の伝送においてステップサイ
ズ情報とスペクトル情報とｔｆみ、低コストで装備する
ことができるエンコーダ／デコーダシステムを設計する
ことが望ましい。変換器（２６，４４，７２，７６）の
Ａ−ＤおよびＤ−Ａ変換の形式の選択においてはステッ
プサイズ情報の伝送に対して低ビツト率になるもの（ｉ
−選択することが望ましい。このピッ）＆Ｈオーディオ
データの伝送のビット率に比較して小さいのが好ましい
。変換器（２６，７２，４４，７６）によって行なわれ
るＡ−ＤまたはＤ−ム変換はＰＯＭ　、デルタ変調、デ
ルタシグマ変調を含む多くの形式の１つである。ＰＯＭ
システムは低ビツト率を要求するが、変換器にはＰＯＭ
を用いることは望ましくないので茜１ｉ１１ｉな変換器
を用いなければならない。デルタシグマ変ｒＡはＰＯＭ
より幾分高いビット率（５〜１０キロビット／秒の程度
〕を甲斐とするが、闇年に低コストで装備される。 さらに、デルタシグマ変調に必要なビット率はオーディ
オデータの伝送のビット率（２０υ〜３００キロピット
／秒の程度）に比較′−シてなお低い。したがって、以
下に論じる好ましい実施例においてはデルタシグマ変調
を用いる。デルタシグマ変調の説明はレイモンドスチー
ル（Ｒａｙｍｏｎｄ　Ｅ？ｔｅｅｌｅ）着伊ルタ変調シ
ステムｊ　（Ｄｅｌｔａ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｓｙ
ｓｔｅｍ）、ロンドンのベンチクプレス社（Ｐｅｎｔθ
ａｈ　ＰｒｅｓθＬｉｍ１ｔｅｄ）よ、１ｌ）１９７５
年発行、に見られる。 第５図は本発明の好ましい実施例であるデコーダシステ
ムのＳ成因である。回路のたいていの構成要素の特性は
第５図に示す。このシステムは消費者用と、して特に通
している。最適デルタ変調器すなわちオーディオデコー
ダ（４２）はパルス高変調器（２０２）と漏れ積分６　
（２０４）と金言む。パルス高度ａ６（２０２ンはオー
ディオデータビットストリームに応じてステップサイズ
制御信号Ｖｅｅ　ｆ　＋　１″または−１倍し、その結
果を漏れ積分器（２０４）に供？ｆ＠する。漏れ時定数
は約Ｑ、！ＩＭ！Ｊセカンドで、約３００Ｈ２のしゃ断
層波数に相当する。積分器は得られた１６号を積分して
アナログオーディオ佃号を発生する。漏れ時定数に対応
する周波数よシ低い周波数においてはシステムは厳密に
はデルタではなくてデルタシグマ変調で１６゜ 第２Ａ図において、！適デルタ変調器（２２）もデコー
ダにおけるものとほとんど同じしゃ断層波数を持つ漏れ
積分器（図示しない）ｔ−含む。ステップサイズ導出装
置（１８）はしゃ断層波数より高い周波数を持つオーデ
ィオ入力の信号成分のこう配としゃ断層波数より低い周
波数を持つ信号成分の振巾とを辰わ丁制御４ａ号を導出
することによ、！７前処理された人力オーディオ信号に
応答するこう配検出器でよい。 好ましい実施例においては、ステップサイズまたはこう
配データは必安なステップサイズまたはこう配の対数の
形でデルタシグマ変調によって伝送される。したがって
こう配データはこう配デコーダ（２０５）においてこう
配亀圧の帯域中（したがって立上り時間）およびリップ
ルを決定する低域フィルタ（２０６）　（第２Ｂ図のＤ
−Ａ変換器（４４）および帯域中制限回路（４６）に対
応する）を通ることによってデコードされる。好ましい
実施例においてはステップサイズ制御信号Ｖｓｓに約５
　Ｑ　Ｉｈａの帯域中に対応する約１０ミリセカンドの
立上り時間？持たせる３極り、Ｐ、（低域）フィルタが
用いられる。こう配電圧はそれからたとえばバイポーラ
トランジスタでよい指数器（２０Ｂ）　’Ｅたは真数回
路にＦ＃Ｊ加される。ビットストリーム（筐たはＬｉＰ
、フィルタの立上り時間にわたって測定された衝撃係数
）の正規化半均レベルｔ−ｙと書くと、 Ｖｅｓ＝Ｖｏｅｘｐ（ｋ７） となる。ここでＶＯおよびｋは特定の装備に適した定数
である。ｋの実際の値が１０ｔｈ２であると、この定義
は、ｙが０．１増加するごとにステップサイズ１６ｔｌ
Ｂ増加させる。ｙは０〜１の範囲にあるので、Ｖｓｓの
結果的な最大の可ＲｂＡ範囲は６０ｄＢである。 対数形のこう前情報の伝送によってこ５配データビツト
ストリームに首まれるダイナミックレインジは約５Ｑｃ
ｌＢから約１９ｄＢへ減少し、ビット、１ｉ１４差の効
果はダイナミックレインジにわたってもつと一様に広が
る。Ｖ日θはり、Ｐ、フィルタ（２υ６）によって約５
０Ｈｚの帯域中に限定されるので、ビット誤差は出力オ
ーディオのゆっくりした無作為の振巾変調を行なわせる
。こう配データビットストリーム中の誤差によって発生
された可聴妨害は無視できる。およそｔ００中１までの
補正されないビット誤差率によって発生される音楽やス
ピーチの妨害はほとんど感知されないことがわかった。 したがってり、Ｐ、フィルタはデジタルこの配データを
アナログデータに変換し、その帯域中を制限する。した
がってり、Ｐ、フィルタ（２０６）は第２Ｂ図のＤ−Ａ
変換器（４４）と帯域中制限回路（４６）との両方の作
用をする。第２Ａ、２Ｂ、５図において、遅延装置（２
０）による遅延によってフィルタ（２０６）はパルス高
変調器（２０２）が対応したオーディオデータを受け取
る前にこう配データを受け取る。この時間差はＶｓｓの
約１０ミリセカンドの立上少時間を補償する。このよう
にしてデコーダ中における遅延回路の必要性が除去され
る。 ｇ３Ｂ図は第３Ａ図のプリエンファシス曲線に相補的な
デエンファシス曲線を示す。この種の応答を合成する多
くの方法がある。第５図のスライディングバンドデエン
ファシス回路（７８）はデエンファシス特性の実際的な
１つの装置ＪＭを示す。第５図のすべての回路ブロック
のシステム定義と満足な結果を与える１組の定数値とを
以下に示す二指数冊（２０８）にう配デコーダ）　Ｔｏ
　ｅｘｐ（Ｉｃｙ）指数器（２１６）（スペクトルデー
タ）　ｆｌ）ｅｘｐ（ｋＸ）θμ複素周波数 ＴＱ−０，５ミリセカンド Ｔ１はスライディングバンドデエンファシスの可変周波
数ｆ１が ｆｌ”１／（２π’１１）−ｆ（１ｅｘｐ（ｋｘ）で与
えられるように可変である Ｔ２Ｏ５マイクロセカンド Ｔ５−５０マイクロセカンド Ｔ４−２ミリセカンド Ｔ５勘２５マイクロセカンド ｔｏ−４ｋＨ２ ｖｏはオーディオデコーダの設計に適するスケール因子 Ｘおよびｙはそれぞれのピットストリームの正規化され
た平均レベル、すなわち３極り、Ｐ、フィルタの平滑時
間にわたって測定された１の比率 に−１０１ｎ２−６．９５ ３極７．イルタ（２１４）および指数Ｎ　（２１６）を
含むスペクトルデコーダ（２１２）は実質的にこう配デ
コーダと同じである。それは上に定義した所望のスライ
ディングバンドデエンファシスｆ１の可変周波数の対数
倉宮むスペクトルデータ入力の正規化された平均レベル
を見つけ出す。ｆｌは第３Ａ％３Ｂ図の可変周波数（８
６ａ〜９６ａ、８６ａ’〜９６ａ’）と異なる。 スペクトル゛デコーダｒｉ平均レベルの指ａ葦たは具数
を発生し、得られた電圧または峨流をスライディングバ
ンドデエンファシス回路（７８）に印加する。 エン７アシス制御（ｉ号は伝送においてこう配データ制
＃信号よｐビット誤差による影響のされ方が小さい。 デルタ変調システムにおいてはサンプリング（抜き取り
）頻度は情報理論で要求される最小のものより大巾に大
きい。出力中の非オーディオスペクトル成分はオーディ
オバンド１９大巾に晶い周波数で、フィルタ（１１８）
のような基本的り、Ｐ、フィルタが必要なだけである。 第６図は第５図のシステムの可能な装備を示す概略的回
路図である。第６図に示すように一スライディングバン
ドデエン７アシス回路（７８）は固定特性のメインパス
（７８ａ）を可変特性の他のパス（７８ｂ）と並列に用
いる。上記他のパスの可変特性は口」変緩抗器（２５２
）の抵抗によって制御される。 可変抵抗器はスペクトルデコーダ（２１２）からのエン
７アシス制御値号によって制御される。ダイナミックレ
インジの組織的な圧ｉｍまたは伸長はない。 上記他のパスは最終的には入力オーディオのスペクトル
によって制御される。 第２Ｂ図において、ステップサイズとエンファシス制御
信号との帯域巾１ｍ＋＋限することにょクデルタ変詞器
（４２）およびデエン７アシス回路（７８）の特性はゆ
つく９と変えることができるだけである。 それらはゆっくり変る特性を持つので、デルタ変調器と
デエン７アシス回路とは線形または準線形になる。変−
がデエンファシスの前になされるかその逆であるかにつ
いてはほとんど差がない。デコーダシステムのこの線形
または４１線形の特徴は第５図の好筐しい実施例の場合
にさらに明白になる。オーディオピットストリームにノ
セルス晶変鳩−漏れ積分、スティンディングバンドエン
７アシス、および固定デエン７アシスの４つの処理がな
される。これら４つはすべて線形または準線形なのでこ
れらはどの順序でも行なうことができる。 第５図においては、パルス晶変幽器（２０２）は、電圧
ｖ８日の符号全オーディオピットストリームの状態に依
存して切りＪ＃えさえすればよｉので、比較的簡単な回
路でよい。したがって変調器（２０２）は消費者用デコ
ーダに対しては低コストでつくることができる。しかし
、異なる点、たとえばスライディングバンドデエン７ア
シスの後で固定デエン７アシスの前におけるオーディオ
データとステップサイズ制御４６号との乗算にはオーデ
ィオ出力の質が改善されるという利点がある。これは放
送局および他の専門的装置における用途に対して望まし
い。掛算はもつと偵雑でｍ５図の装置に適したパルス高
変調器よりコストが高い回路で行なわれなければならな
いが専門的用途に対する質の改善によってコストがさら
に高くなる。異なる点におけるオーディオデータの乗算
は、４つの処理は上記のように笑幼的に線形なので、許
される。４つの処理のすべてのこのような可能な４ｓ成
は本発明の範囲にはいる。 こう自己およびスペクトルデコーダ（２０５，２１２）
内に年−の３他フイルタを用いる代４９に、指数器（２
ＬＩｌ：１，２１６）　（１）出力’ｋＦ波するのにも
う１つの＊ｍフィルタを用いるなら、双極フィルタを用
いることができる。したがってＰ波＃−１ｔ２つのステ
ップに分割することができる。１つは指数化の前、他方
はその後である。こう配またはスペクトルデータを指数
化の一前にｐ波するフィルタがフィルタ出力中のリップ
ルをその平均レベルの数パーセントに限定するかぎり任
意の構成のフィルタを用いることができる。 本発明と上記の共願の発明とはオーディオピットストリ
ームの伝送ビット率を同程度の性能を持つ伸縮された２
０Ｍシステムに要求されるビット率と同程度かそれより
いくぶん低す伝送ビット率に低減させる。本発明のエン
コーダ／デコーダシステムに対する伝送ビット率は２０
０または３００キロビット／秒の範囲内にある。スペク
トルおよびステップサイズ情報の伝送は約１０または２
０キロビット／秒を盛装とし、本発明のエンコーダ／デ
コーダシステムに要求される全伝送ビット率を大巾には
増加させない。しかしｍ２Ａ％　２Ｂ図のエンコーダ／
デコーダシステムはデルタ変調システムの利点を保持す
る。本発明はピット誤差の妨害効果を減少させ、多くの
用途において除去する。本発明および本発明の構成要素
Ｆｉ晶い許容誤差を持つ。受４Ｍ装置（デコーダ）は安
価である。 本システムはチャンネル容重の使用に有効なので、もつ
と余分のチャンネルがあってチャンネルを増加させる融
通性があるかビデオ信号のような他の信号にもつと広い
帯域中が得られる。伝送装置（エンコーダ）は特別の注
意を必要としないか非相補的信号処理を使用する必要が
ない。 当業者には、ここ忙述べた原理はＲ通デルタ変調だけで
なく、他の最適Ａ−ＤおよびＤ−Ａコーディングシステ
ム、たとえば可変基準電圧を持つデルタシグマ変調、二
本積分デルタ変調、およびＰＣＭシステムにも通用でき
ることは明らかであろう。 以上本発明をオーディオ信号音処理し伝送するものとし
て説明したが、他の信号の処理と伝送にも同じく使用で
きること′ｆｒ理解されたい。ＩｊｌｉＪＭ装陥と方法
との上呂ピの説明は単に例示的なものであって、方法と
装備とＱｓ成または他の詳細の植々の変化は特許請求の
範囲に＃′ｉ、いる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＡＤＭコーダ／デコーダから発生するノイズと
ひずみとを、ニーダ／デコーダによって印加されたステ
ップサイズの関数として示したグラフである。 第２Ａ図は本発明の実施例を示すエンコーダの構成図で
ある。 第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例を示すデコーダの構
成図である。 第３Ａおよび６Ｂ図はそれぞれ第２Ａ図の前処理回路の
プリエンファシス特性およびｍ２Ｂ図の後処理回路のデ
エンファシス特性のグラフである。 Ｍ４図は第２Ａ図のエンコーダの一部の好ましい実施例
の構成図である。 第５図は本発明の好ましい実施例を示す、デコーダのシ
ステム定義を宮むデコーダの構成図である。 第６図は本発明を示す、第５図の回路の概略同１６幽で
ある。 手続補正書 ［和５９年１１　月／’；”　日 特許庁長官　殿 １　事件の表示 昭和５９年特許願第２０２８６４号 ２　発明の名称 Ａ−ＤエンコーダおよびＤ−Ａデコーダシステム３　補
正をする者 事件との関係　特許出願人 名　称　ドルビー・ラボラトリーズ・ライセンシング・
コーポレーション ４代理人 住　所　東京都千代田区永田町１丁目１１番２８号６　
補正の対象 願書血中特許出願人の代表者の欄、ＢＪＩ　ＩＩ書のタ
イプ浄書、正式図面、及び代理権を証明する書面。 ７　補正の内容　ユ、−一

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （υ　アナログ入力信号から、所定の帯域中を持ち所望
   のステップサイズを表わす制御信号を導出する装置と、 所望のステップサイズ圧したがってデジタル信号が発生
   されるように前記制御信号に応答して前記アナログ信号
   をデジタル信号に変換する第１変換器と、 前記アナログ入力信号をそれが第１変換器に達する前に
   遅延させて前記制御信号の導出に必要な時１０」全補償
   する装置と ’ｔｉｌｌえた、アナログ信号全デジタル信号に変換す
   るエンコーダ。 （２）制１ｉｔｚｒｓ号導出装置が第１変換器における
   最小量子化職差に要求されるステップサイズを示す、特
   許請求の範囲第１項記載のエンコーダ。 （３Ｊ　ｆ換器が最適デルタ変調器である、特許請求の
   範囲第１項または２項記載のエンコーダ。 （４）最適デルタ変調器はしゃ新局波数を持つ漏れ積分
   器を含む、特許請求の範囲第６項記載のエンコーダ。 （５）　し−？ＷｆＴ周波数は５００Ｈｚ、の程度であ
   る。特許請求の範囲第４項記載のエンコーダ。 （（ＳＪ　制御信号導出装置はしゃ新局波数よシ高い周
   波数を持つアナログ入力信号の信号成分のこう配と、し
   ゃ新局波数よ勺低い周波数を持つアナログ人力信号の信
   号成分の振巾とから制御信号を導出するこう配検出器で
   ある、特許請求の範囲第４ＸＡ記載のエンコーダ。 （７Ｊ　制御信号導出装置はこう配検出器である、特１
   ｆｆ−請求の範囲第１項記載のエンコーダ。 （８）制御信号導出装置は制御信号の帯域中を前記所定
   の蛍域巾に制限する帯域巾制限回ｗＩを含む、特許請求
   の範囲第１項記載のエンコーダ。 （９１前記制御信号を伝送に適したデジタルステップサ
   イズ情報ピットストリームに変換する第２Ａ−Ｄ変換器
   を１＃えた特許請求の範囲第１項配載のエンコーダ。 （１０）第１変換器はステップサイズ情報ピットストリ
   ームから導出されたアナログ形の前記制御信号に応答す
   る、特許請求の範囲第９項記載のエンコーダ。 （１１）前記デジタルステップサイズ情報ピットストリ
   ームは所望のステップサイズの非線形関数を含む、特許
   請求の範囲第９項または１０項記載のエンコーダ。 （１２）前記非線形関数は対数関数である、特許請求の
   範囲第１１項記載のエンコーダ。 （１３）前記非線形関数は平方根である、特許請求の範
   囲第１１項記載のエンコーダ。 （１４）前記非線形関数は立方根である、特許請求の範
   囲第１１項記載のエンコーダ。 （１５）第２Ａ−Ｄ変換器はデルタシグマ変調器である
   、特許請求の範囲第９．１１．１２．１３、または１４
   項記載のエンコーダ。 （１６）アナログ入力信号から所定の帯域中を持ち所望
   のステップサイズを示す第１制御信号を導出する装置と
   、 前記第１制御信号に応答して前記所望のステップサイズ
   にしたがって前記アナログ入力信号をデジタル信号に変
   換する第１変換器とｔ前記アナログ入力信号をそれがｍ
   １変換器に達する前に遅延させて第１制御信号を導出す
   るのに必要な時間を補償する装置とｔ 第１制御信号から実質的にこれと同様な第２制御信号全
   導出する装置と、 第２制御信号に応答して前記デジタル信号からアナログ
   出力信号を発生する第２変換器とを備えた、アナログ入
   力信号を伝送に適したデジタル信号に変換し、このデジ
   タル信号から前記アナログ人力イｇ号と同様なアナログ
   出力信号全発生するエンコーダ／デコーダシステム。 （１７）前記第１制御信号を伝送に適したステップサイ
   ズ情報ピットストリームに変換する装置とｔ前記ステッ
   プサイズ情報ピットストリームを前記第２制御信号に変
   換する装置と ｔ謔えｔ前記第１および第２制卿信号はアナログ形であ
   る、特許請求の範囲第１６項記載のエンコーダ／デコー
   ダ。 （１８）　（ａ）アナログ入力信号から所定の帯域中を
   持ち一所望のステップサイズを示す第１制御信号全導出
   する装置と、（ｂ）前記第１制御信号に応答して所望・
   のステップサイズにしたがって前記アナログ入力信号を
   デジタル信号に変換する第１変換器と、（（ＩＪ前記ア
   ナログ入力信号をそれが第１変換器に達する前に遅延さ
   せる装置とを含み一アナログ入力信号が第１変換器に達
   したときに換器に対する第一制御信号によってデジタル
   信号を発生するエンコーダから伝送媒体を経て受け取っ
   たエンコーダによってアナログ入力信号から最Ｗに導出
   されたデジタル信号からアナログ出力信号ｔ−発生する
   、前記第１制御（Ｎ号から導出され、この第１制御イａ
   号に実質的に同様な、第２変換器によって印加されるス
   テップサイズを示す第２制御信号に応答して前記デジタ
   ル（ｉｔ号から前記アナログ人力信号に似たアナログ出
   力信号を発生する第２変換器を言む、デコーダ。 （１９）発生された信号はエンコーダの最小蓋子化誤差
   に要求されるステップサイズを示す、特許請求の範囲第
   ′１８′ＪＪ４記載のデコーダ。 （２０）第２制ｍａｒ号の帯域中を制限する帯域中制限
   回路をさらに輛えた％奸請求の範囲第１８項または１９
   項ｄ己載のデコーダ。 （２１）第２制御信号は第１制御’Ｉｅ＋号から導出さ
   れたステップサイズ情報ピットストリームから導出され
   、前記ステップサイズ情報ピットストリームは伝送に適
   する、％許請求の範囲第１８ｉたは１９項記載のデコー
   ダ。 （２２）エンコーダから伝送媒体を経て受け取ったｔエ
   ンコーダ内でステップサイズ情報にしたがってデジタル
   的にエンコードされたアナログ入力信号のデジタル表示
   とステップサイズ情報とを含むデジタル信号からアナロ
   グ出力信号を発生するデコーダであって、 前記ステップサイズ情報の帯域中を制限する装置と、 前記デジタル表示と帯域中ｋ　ｔＨＩＪ限されたステツ
   ブサイズ情報とに応答してアナログ出力信号を発生する
   変換器とを備えたデコーダ。 （２６）前記ステップサイズ情報は所定の、実質的に一
   定の時間だけアナログ信号のデジタル表示より前にデコ
   ーダによって受け取られる％％ＩＦＦ請求の範囲第２２
   項記載のデコーダ。 （２４）エンコーダから伝送媒体を触て受け取った１ア
   ナログ入力信号のデジタル表示とステップサイズ情報と
   會宮むデジタル信号からアナログ出力信号ｔ−発生する
   、帥配アナログ入力信号のデジタル表示と対応したステ
   ップサイズＴ＃報とに応答してアナログ出力信号を発生
   する変換器を備えたデコーダであって、前記アナログ入
   力信号はエンコーダ内でステップサイズ情報にしたがっ
   てエンコードされて前記デジタル表示を与え、ステップ
   サイズ情報は対応したデジタル表示よりも所定の実質的
   に一定の時間だけ前にデコーダによって受け取られる、
   デコーダ。 （２５）ステップサイズ情報の帯域中上制限する装置を
   避らに備え、前記変換器は前記帯域中が制限されたステ
   ップサイズ情報に応答して入力信号のデジタル表示から
   アナログ出力信号を発生して伝送誤差の効果を低減させ
   る、特許請求の範囲第２４項記載のデコーダ。 （２６）入力アナログ信号はエンコーダ内でステップサ
   イズをエンコードする制御信号に応答してステップサイ
   ズ情報にしたがってエンコードされ、変換器はステップ
   サイズをエンコードする１２１１４１１１信号から導出
   されたステップサイズをデコードする制御信号の形の帯
   域中を制限するステップサイズ情報に応答し、時間は制
   限された帯域中の前記ステップサイズ上デコードする制
   御信号とデジタル表示とが前記ステップサイズをエンコ
   ードする制御信号と前記アナログ入力信号との間の関係
   と実質的に同じタイミング関係を持つような大きさでる
   り、デコーディングはエンコーディングと実質的に相補
   的であるｓｔ＃肝請求の範囲第２３１ｆｃは２５項記載
   のデコーダ。 （２７）帯域中制限装置はステップサイズ情報を前記変
   換器が実質的に線形特性を持つような帯域中に制限する
   、特許請求の範囲第２２または２５項記載のデコーダ。 （２８）帯域中制限装置は実質的に５〜２０ミリセカン
   ドの範囲の立上少時間を持つ、特許請求の範囲第２２ま
   たは２５項記載のデコーダ。 （２９）ステップサイズ情報からステップサイズ制御信
   号を発生する、ステップサイズ制御信号の帯域中を制限
   する低域フィルタを含むステップサイズ情報デコーダを
   さらに備えた特許請求の範囲第２２または２４項記載の
   デコーダ。 （６０）低域フィルタはおのおの約２ミリセカンドの時
   定数を持つ３つの単極フィルタを含むｔ％許請求の範囲
   第２９項記載のデコーダ。 （３１）ステップサイズ情報はアナログ入力信号のこう
   配の対数の形であルーデコーダはステップサイズ情報か
   らこう配制御信号を発生する指数器をさらに含む、特Ｆ
   Ｆ　請求の範囲第２９項記載のデコーダ。 （６２）低域フィルタは指数器の出力を一波する単極フ
   ィルタと、ステップサイズ情報ｔ−Ｐａし、一波された
   ステップサイズ情報全こう配制御信号を発生する指数器
   に印加する双極フィルタとを含む％特許請求の範囲ｍ３
   １項記載のデコーダ。 （３５）低域フィルタはステップサイズ情報ｔｔｒ−波
   しｔその出力中のリップルをその平均レベルの数パーセ
   ントに限定するような応答を持ち−その出力を指数器に
   印加するフィルタを宮む、特許請求の範囲第３１項記載
   のデコーダ。 （３４）ステップサイズ情報はデルタシグマ変調によっ
   てデジタル信号の形でデコーダに伝送され、帯域中制限
   装置はステップサイズ情報をデコードして制限されｆｃ
   帯帯域のステップサイズをデコードする制御アナログ信
   号を発生する低域フィルタを含む％特許請求の範囲第２
   ２ｔたは２５項記載のデコーダ。 （３５）デコーダが受け取ったデジタル信号は単一ビラ
   トストリームラ會み、アナログ入力信号のデジタル表示
   とステップサイズ情報とはそれらが互いに区別できるよ
   うにピットストリームで伝送される特許請求の範囲第２
   ２または２４項記載のデコーダ。 （３６）アナログ入力信号のデジタル表示とステップサ
   イズ情報とは別々のピットストリ′−ムで伝送される、
   特許請求の範囲第２２または２４項記、載のデコーダ。 （３７）変換器は最適デルタ変調器を會む、　％ｌＦＦ
   請求の範囲ｉ２２または２４項記載のデコーダ。 （３８）前記変換器はデルタ変調器と、アナログ出力信
   号のレベルをステップサイズ制御信号の関数として変え
   る装置とを含むアナログ信号を発生するための特許請求
   の範囲ｍ２２または２４項記載のデコーダ。 （３９）デルタ変調器によって印加されるステップサイ
   ズは実質的に一定で、レベルを変える装置は可変利得ｔ
   デルタ変調器の出力に与えてアナログ出力信号のレベル
   を特徴する特許請求の範囲第３８項記載のデコーダ。 （４０）レベルを変える装置はデルタ変調器のステップ
   サイズをエンコーダから受け取ったステップサイズ情報
   の関数としてｉ！Ｉｖ整する１特許請求の範囲第３８項
   記載のデコーダ。 （４１〕　前記変換器は漏れ積分器と、ステップサイズ
   情報に応答してアナログ出方信号のレベルｔ−ｉ関する
   パルス高変調器とを含むアナログ入力信号のデジタル表
   示からアナログ出カイｄ号を発生するための特許請求の
   範囲第２２または２４項記載のデコーダ。 （４２）漏れ積分器扛約０．５　ミリセカンドの時定数
   を持つ％特許請求の範囲第４１項記載のデコーダ。 （４３）入力デジタル信号をアナログ信号忙変換してス
   テップサイズ制御信号にしたがってアナログ出力信号を
   与える最適デルタ変調器１ｉｉｃ１ｉｉとｔ出力信号の
   スペクトル内容をスペクトル制御“信号にしたがって変
   える装置と 全備え一前記ステップサイズ制御信号とスペクトル制御
   信号とは制限された帯域中を持ち１入力信号のデルタ変
   −とスペクトル変更との順序に関係なく実質的に同じ出
   力信号が得られる、。 入力デジタル信号をアナログ信号に変換してアナログ出
   力信号を与え、前記出力信号のスペクトル制御を変える
   回路。 （４４）デルタ変ｌＩＭｌ器は固定デルタ変調器と、ス
   テップサイズ制御信号に応答して出力信号のレベルを変
   調する利得制御装置とを會み、３つのプロセス：（ａ）
   一定のデルタ変調−％（ｂＪスペクトル内答の変更、（
   ＯＪ利得制御が行なわれる順序に関係なく実質的に同じ
   出力信号が得られる、特許請求の範囲第４５項記載の回
   路。 （４５）出力信号１’波する固定低域フィルタをさらに
   備え、一定のＰ波と他のプロセスとの順序に関係なく実
   質的に同じ出力信号が得られる、特許請求の範囲第４３
   ７たけ４４項記載の回路。