JPS5970184A - インバ−タ制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は太陽電池等で発生する直流ｖ４力を交流電力
に変換し、商用車＜１６ｔに供給させるインバータ制御
方式に関する。

この柚制御方式には従来、他励インバータが使用されて
いた。この方式は他励インバータにより電池の直流知、
力全交流電力に変換して曲用電源に供給させるものであ
る。この方式における電力の制御ＩＩＩ′ｉイ／バータ
の入力又は出力で電力を測定し、これが最大になるよう
にインバータの制御整流素子の点弧位相角を制御するも
のである。しかし、上記のような制御方式では次のよう
な欠点があった。

（１）　　常に最大電力の点を求めてパラメータｔＸ化
させているから、最大電力の点に同足しでおくよりも変
撲できる電力は少ない。

（２）最大電力か得られる点附近ではパラメータを変化
させても、電力の変化は少ないから最大電力点を探すの
が困難である。

（３）　　他励インバータを用いているので、力率及び
電流波形は共に恋い。

この発明ｔま上記の欠点全除去し、直ｖｔｆ電保よシ最
大電力を安定な動作により確実に取出すことかできると
ともに交流側の力率、電圧波形が良好であるインバータ
ｆｔｊｌ＋御方式を提供すること′ｋ１．ｉ的とする。

以下図ｉｎｔを参照してこの開明の一芙施例７Ｉ：ｍｔ
、明するに当り、゛まず第１図に示″ｊ谷ツイリスタ５
ＩｓＳ′ｌ−８ｌＩ　ｊ　Ｓ′ｌＩ　１　Ｓ１１　ｊ　
Ｓ′１１〜Ｓ３３　　ｊＳ′３３　　葡後述のようにス
イッチング制御して第２図に示すように電源側から見て
等価インピーダンスに、また負荷側から見て第３図のよ
うな等価インピーダンス付の電圧源にする場合の原理に
ついて述べる。

なお、第１図において、Ｌはリアクトル、ＬＯは負荷、
ＰＯは３相父流電源、’ｌｙ’２は搬送波リップル除去
フィルタである。

上記原理を祝明するためには］ｂじ朱件會加体して行な
う。

（１）交流側電源は３相平衡の正弦波の理想的な電圧源
とする。

（２）　　交流電源のインピーダンスｔユ苓とする。

（３）負′荷側は開放しない方式とする。なお、サイリ
スタ５ｌ−Ｓ３３のうちどれかが１つ導通している。

（４）　　スイッチング周期は一定とする。

（５）転流型なり角等は無視する。

（６）　　出力側の電流は急には変らな０とする。（負
荷にＬ分あシ。） 上記の条件のもとにおいて、各相の電圧を大々Ｖａ（ｔ
）　、　Ｖ　ｂ（ｔｌ　、　Ｖ　ｃ（ｔｌ　とする。こ
のときの負荷側の電圧Ｖｏ（ｔｌは次式のように表わす
ことができる。

Ｖ　ｏ（ｔｌ　＝　ｆ　ａ（ｔ）　−Ｖ　ａ（ｔｌ−１
−ｆ　ｂ（ｔｌ　、　Ｖ　ｂ（ｔｌ＋ｆ　ｃ（ｔ）　−
Ｖ　ｃ（ＩＪ・・・・・・・・・ｉｌ＋ この（１）式において、ｆ、ａ（ｔ）　、　ｆ　ｂ（ｔ
）　、　ｆ　ｃ（ｔｌ　２以丁重み関数と呼ぶ。

次にスイッチング間隔と上記亀み関数について述べる。

１ザ、ンブリ°ング周期内のサイリスタ５ｌｙＳ１１ｔ
’ｙ　　Ｓｚ　　ｊ　８＊ｚ’ｔ”ｌ）＋Ｓ：ｉ　　、
５３３７．（ｃ、Ｓ’１　　ｙ”’ｌｉｅ　”ｍ　Ｓ′
２　’ｙ　ｓ’２２ｋ　ｂ′ｒ　Ｓ’３　ｓ　””；４
３　ｋ　”としたときの各ａ＋ｃ、ａ’〜Ｃ′の導通期
間の割合を夫々λａｔｔｏ、λｂ（ｔｌ、λｃ（ｔ）、
λａ’（ｔｌ、λｂ’（ｔ＋ｍλｃ’（ｔ）　　とする
と、各相は次式のようになる。

λａ（ｔｌ＋λｂ　（ｔｌ＋λｃ　（ｔ）　＝　１　　
　　　・−−−−−＝−（２ａ　）λａ’（ｔｌ＋λｂ
’（ｔｌ＋λＣ’　（ｔｌ　＝　１　　　−＝−・・−
（２ｂ　）一方、出力奄圧の１−！ｌｉ−ンブル時間Ｖ
１の平均値は次式で表わされる。

Ｖｏ（ｔｌ＝〔λａ　（ｔｌ−λａ’　＋ｔｌＪ　−Ｖ
　ａ（ｔｌ−１−［λｂ（ｔｌ−λｉ＋’、　（ｔｌ　
］−Ｖ　ｂ（ｔｌ＋　［λｃ（ｔｌ−λｃ　’　（ｔｌ
　〕−Ｖ　ｃ　（ｔｌ　　−−−（３１従つで、ｌみ関
数ｆ　ａ（ｔ）　、　ｆ　ｂ（ｔｌ　、　ｆ　Ｃ（ｔｌ
　とスイッチング間隔との間係は次式のようｆｔ、なる
。

ｆａ（ｔｌ＝λａ（ｔ）−λａ’　（ｔ）　　　　　　
・−・・−＝＝　（４ａ　）ｆｂ（ｔ）＝λｂ（ｔｌ−
λｌ）’（ｔｌ　　　　　　・・・・・・・・・（４ｂ
）ｆ　Ｃ（ｔ）　＝＝λ０（ｔｌ−λＣ’　（ｔｌ　　
　　　　　　曲・・・＜　４　ｃ　）前記重み関数ｆ　
ａ（ｔｌ　、　ｆ　ｂ（ｔ）　、　ｆ　ｃ（ｔｌがヵえ
られたときスィッチ７グ間隔λａ（ｔｌ、λｂ（ｔ）、
λｃ（ｔｌ。

λ”　（ｔ）　ｐλ”　（ｔ）　ｐλｃ’（ｔ）は一意
的には求められない。すなわち、式（２ａ）、（２ｂ）
、（４ａ）。

（４ｋｌ）、（４ｃ）の５つの式で未知数は６つめるか
らである。

そこで、各相の通流期間の和ｆ′ｉ等しいとすると次式
が得られる。

λ呵ｔ）十λａ’（ｔ）＝／３　　　　　　　　　叩・
・・・・（５ａ）Ｊ　　ｂ　　（ｔｌ　＋λｂ’　　（
ｔｌ冨２／３　　　　　　　　　　　　　　　　　−軸
・・・・・・　（５ｂ）λｃ　（ｔ）十λｃ’　（ｔｌ
＝　”／ａ　　　　　　　　　−−−−−−（５ｃ　）
上記式（５ａ）、（５ｂ）、（’５（りのＣうＫしても
ｎｉｌ　Ｉｅ式（２ａ　）　、（２１）　）　トハ矛盾
シｔｉイ。

上記式（５ａ’）〜（５ｃ）の制限を設けると、λ’（
ｔ）＊　　λｂ（ｔｌｔ　　λＣ（ｔ）、λａ　Ｉ　（
ｔ）、λ”　（ｔｌ　ｐ　　λＣ′（ｔ）は次式のよう
になる。

λａ　（ｔ）　＝　’／３＋ｆ　ａｌｔｌ／２　　　　
　　　＋・＋＋＋＋＋　（６ａ　）λｂ　ｌｔｌに１／
３　＋　ｆ　ｂ　（ｔｌ／２　　　　　　　・・・・・
・・・・（６ｂ）λＣ（ｔ）　＝　’／３　＋　ｆ　Ｃ
（ｔｌ／２　　　　　　　・・・・・・・・・（６Ｃ）
λａ’　（ｔ）　＝　’／３−　ｆａ（ｔｌ／２　　　
　　　＋＋Ｈ＋・＋＋　（６ｄ　）λｂ′（ｔｌ　＝　
”／ａ−ｆｂ（ｔｌ／ｚ　　　　　　　−・−＝−・−
＜　６　ｅ　）λｃ’　（ｔｌ　＝　”／３−ｆＣ（ｔ
ｌ／２　　　　　　　・・・・・・・・・（６ｆ）なお
、式（５ａ）〜（５Ｃ）からλには次の制限がある。

０くλａＦｌ　ｙλｂ　（ｔ）ｘλｃ−（ｔ＞ｙλａ’
（ｔ）ｔλｂ’（ｔｌ、λｃ’（ｔｌ（２／３　　　　
　　　　　　　　　　・・・・・・・・・（７）従って
ｆ　（ｔ）は次の範囲内におる。

−”／３＜ｆａ（ｔｌ、ｆｂ（ｔＬｆｃ（ｔｌ＜２／３
　　　　　・−−−・−−−−（８１次に交流側電流と
重み関数との関係について述べる。

出力側の電流が１サンプル期間内一定であるとすると、
変流側電流の１サンプル期間内の平均物、は次式のよう
になる。

１ａ（ｔ）＝（λａ　（ｔｌ−λａ’　（ｔｌ　）　ｉ
　ｏ　（ｔｌ　　　−・・−・−＝　（９ａ　）ｉｂ（
ｔ）＝（λｂ（ｔ）−λ”　（ｔｌ　）　１ｏ（ｔ）　
　、　　・・・−・・・・（９ｂ）ｉ　ｃ　（ｔ）＝　
（λ０（ｔ）−λｃ’　（ｔ）　：）　ｔｏ　（ｔ）　
　　・・・・・・・・・（９Ｃ）重み関数ｆ　ａ（ｔｌ
、　ｆ　ｂ（ｔｌ、　ｆ　ｃ（ｔｌ　１ｒ、用いて上記
式を書き替えると次式のようになる。

ｉ　ａ（ｔ）　＝　ｆ　ａ（ｔ）　・ｉ　ｏ（ｔ）　　
　　　　　−（ｌｏａ　）ｉ　ｂ（ｔ）　＝　ｆ　ｂ（
ｔ）　−１ｏ（ｔ）　　　　　　　−・・・・−ｏｏｂ
　）ｉ　ｃ（ｔ）　＝　ｆ　Ｃ（ｔｌ・ｉｏ、（ｔ）　
　　　　　・・・・・・・・・・（１０Ｃ）交流電流の
零相は０で多るから ｉ　ａ（ｔ）＋ｉ　ｂ（ｔ）＋ｉ　ｃ　（ｔｌ　＝　０
　　　　　　　　　　・−−−−＝−（１１）になる。

従って、重み関数ｆａ（ｔｌ　＝　ｆｃ（ｔ）は次式の
ようになる。

ｆ　ａ（ｔｌ＋　ｆ　ｂ（ｔｌ−）　ｆ　ｃ（ｔ）　＝
　Ｏ・−−（１２）ここで、％諒側から見て等価インピ
ーダンスにする方法を上記各式との関係から述べる。

重み関数ｆ　ａ（ｔｌ　〜ｆ　ｃ（ｔｌと′電圧Ｖ　ａ
（ｔｌ　−Ｖ　ｃ（ｔ）との関係は（１）式と同じであ
るので、′電流１ａ（ｔｌ〜１ｃ（ｔ）と重み関数ｆａ
（ｔｌ〜ｆｃ（ｔ）との関係式を次に掲げる。

ｉ　ａ（ｔｌ　＝　ｆ　ａ（ｔｌ　−ｉ　ｏ（ｔｌ　　
　　　　−・−−−−−−・（１３ａ　）ｉ　ｂ（ｔ）
　＝　ｆｂ（ｔ）・１ｏ（ｔｌ　　　　　　　・・・・
・・・・・（１３ｂ）ｉ　ｃ（ｔｌ　＝　ｆ　ｃ（ｔ）
　−ｉ　ｏ（ｔ）　　　　　　　・・・・・・・・・（
１３Ｃ）ｆａ（ｔ）＋ｆ　ｂ（ｔ）十ｆ　０（ｔ）＝　
０　　　　−・・−・−・−・−・（１４）ここでＶ　
ｏ　（ｔ）が与えられたとき、ｆ　ａ（ｔ）　、　ｆ　
ｂ（ｔｌ　。

ｆｃ（ｔ）はｎｉｌ記と同様一意的には求められない。

すなわち、式Ｆｉ５つで、未知数はｆ　ａ（ｔ）　−ｆ
　ｃ（ｔｌ　。

ｉ　ａ（ｔ）　−ｉ　ｃ（ｔｌと１ｏ（ｔｌの７つある
からである。このため、交流側の電かしを開開τたけ前
の電圧のイ１葭に比例させると次式が得らｔしる。

Ｖａ　（ｔ　−ｒ　）＝Ｚ　１（ｔ）　、　１　ａ（ｔ
ｌ　　　　−−−−−−・−（１５ａ）ｖｂ（ｔ−ｒ　
’）　＝Ｚｉ（ｔｌ・１ｂ（ｔｌ　　　　＝・−・−（
１５ｂ）ｖｃ　（ｔ−ｒ　）　−Ｚ　１（ｔｌ　・ｉ　
ｃ（ｔｌ　　　　−−−−−−−−−（１５ｃ）上記式
（１５ａ）〜（１５０）と前記式（Ｉ（ａ　）〜（１３
’Ｄ　）から法式を得る。

７°’　”　”　）、、、、１．−１−　（１６ａ　）
ｆ””　”’　Ｚ　１（ｔｌ　−ｉ　ｏ（ｔ１７°（“
°−′）１．１０２１８０．（１，。）ｆｂ（ｔｌ＝；
前− Ｖｏ（ｔ−ｒ）　　　　　　　・・・・・・・・・（１
６・）尤””　＝　Ｚ　１（ｔｌ・１ｏ（ｔ）上記式（
１６ａ）〜（１６（！　）を式（１）に代入して凧糸−
すると次式が得られる。

ｖｏ（ｔ）＝　　　　　　　　　（ｖａ（ｔ）ｖａ　（
ｔ−τ）Ｚｉ（ｔｌ・　１ｏ（ｔ） 十ｖｂ（ｔｌｖｂ（ｔ−ｒ）−１−Ｖｃ（ｔ）Ｖｃ（ｔ
−ｆ）　　−（１７）ここで、入力側の交流電圧は対称
３相交流としたから、線間電圧実効値をＶ１電電源層波
数ヲ０）と＝ｖ２いωτ　　　　　　　　　　　・・・
・・・・・・（１８）従って、 上記式から、出力電圧が一尾ならば、 ｖｏ（ｔ）・ｉ　ｏ（ｔ）　＝−足　　　　　　　・・
・・・・・・・（２１）従って、Ｚｉ（ｔｌ＝一定　　
　　　　　　・・・・・・・・・（２２）式（２２）か
ら定常状態では入力電源から見ると等価的に固定インピ
ーダンスになっている。

ここで、前記式（２０）’ｔ”前記式（１６ａ　）　、
（１６ｂ）。

（１６０）に代入して重み関数ｆ　ａ（ｔ）　〜ｆ　ｃ
（ｔｌ　ｆ求めると次式が得られる。　（ 次に負荷側から児て等価的に任意インピーダンスつきの
電源にする方法について以下述べる。これは第３図のよ
うな回路にする場合である。出力霜。

圧の２プラス変換は次式で表わされる。

Ｖ　′０（８）＝　Ｖ　ｏ　ｏ　（ｓｌ　−Ｚ　ｏ　（
ｓ）（工０（θ）−工ｏｏ（ｅ））・・・・・・・・・
　（２４） １ｏ（ｔｌ　が検出されており、且つｖｏｏ（ｔ）　、
　ｉｏｏ［ｔｌが与えられているからＺ　ｏ（ｓｌ　　
の演算要素を用いてｖｏ（ｔ）が求められる。

ｖ　ｏ　（ｔ）がわかれば、前記式（２，３ａ　）　、
　（２３ｂ　）　。

（２３０）より血み関数ｆ　ａ（ｔ）　’、　ｆ　ｂ（
ｔ）　、　ｆ　ｃ（ｔ）が求められる。

（イ）　直流電圧源の場合 簡単のために交流電源側から児て抵抗にする。

このときの出力電圧ｖｏ（ｔ）は次式になる。

ｖ□（ｔ）　＝ｖｄ　　（一定）・・・・・・・・・（
２５）この場合の息み関数は次式になる。

上記式から重み関数は各相電圧に比例する。

この場合 ２ Ｖ（ｔ）、、＝　　　　　　　　　　　　　・・・・・
・・・・（２７）Ｖｄ・１ｏ（ｔ） で交流側から見た抵抗は直流電流１ｏ（ｔｌに反比例す
る。

（ロ）ｉｉｉｔ流電流源の場合 この場合は電流源単独では存在しない。並列インピーダ
ンスが必要である。

Ｚｄ（ｓ）＝　５ｉＪｄ　−１−Ｒａ　　　　　　　−
・・−・−（２８）とすると、出力ｉｇ７圧ｖｏ（ｔ）
は電流源を工ｄとすると次式になる。

Ｖｏ（ｔｌ　＝　−Ｌｄ−（ｉｏ（ｔ）−工ｄ〕−Ｒｄ
［１ｏ（ｔｌｔ ＝工ｄ〕　　　　　　　・・・・・・・・・（２９）１
だ、重み関数は次式のようになる。

・・・・・・・・・　（３０ａ） ・・・・・・・・・（３ｔ）ｔ）） ・・・・・・・・・（加Ｃ） 従って、上記式からインピーダンスにＬ分力ｉめオｔは
微分が入る。

（／→　直列抵抗つき寛圧諒の場合 電圧の大きさをＶａ　、直列抵抗＜ＲｅＬ、ｌブーると
ｖｏ（ｔｌ　＝　Ｖｔｌ　−Ｒｄ　ｉ、ｏ（ｔｌ　　　
　　　　　　−−・＝　（３１）となる。−力、重み関
数は次式のようになる。

上記式からこの抵抗は電流によって非線形特性をもたせ
ることができる。

←）任意周波数の電源の場合 電圧の実効値ｋｖｏｐ角周波数をω０　とすると出力電
圧は次式のようになる。

Ｔｏ（ｔ）　＝　５　Ｖｏ　ｓｉｎ　ｍｏ　ｔ　　　　
　　−−＝　（３３）一方重み関数社次式のようになる
。

この場合、入力側から見た抵抗は次式のようになる。

上記式（３５）から抵抗は時間的に装動する。しかし出
力側も３相にすれは、ｖｏ（ｔ）・ｉ　ｏ（ｔｌの３相
のオｌは一定であるから、入力端から見た合成抵抗は一
足になる。これｔよ出力を３相に限ら１−１対称２相に
しても同様である。

上記のように伶られた各式から特にｍ〕単のために交流
入力側から見て抵抗にした場合におけるサイリスタの導
通期間制御の実施例を第４図に示す。

以下第４図について述べる。０８Ｃは発振器で、この発
振器０θＣの出力はフリップ７０ツブＦＦに入力される
。

フリップ７０ツブＦＦは発振出力によシその出力信号が
交互に第１．第２鋸歯状波発生器ＳＴＰ、。

５ＴＰ２に入力される。第１鋸歯状波発生器８ＴＰ。

の出力は第１．第２比較器Ｃ０ｐｌ、ｅｏｐ２の第１入
力端に供給される。この第１．第２比較器Ｃ０ｐｌ。

ＣＯｐ２の第２入力端には以下に述べる信号が与えられ
る。突き合せ回路Ｐ１のプラス入力端には出力電流ｉ　
ｏ（ｔｌ　　が与えられ、マイナス入力端には第３図に
示した電流′ｄｈｔｉｏｏからの電流ｉ　ｏ　ｏ（ｔｌ
が供給される。第イ突き台上回路ｐ、の出力はインピー
ダンス回路Ｚｏに入力され、その出力は第２突き合せ回
路Ｐ２のマイナス入力端に入力される。第２突き合せ回
路Ｐ２のプラス入力端には電圧源ｖｏｏ（１１；ｌから
の電圧Ｗｏｏ（ｔｌｉ供紬する。この回路Ｐ２に得られ
た出力は線間電圧実効値■とで割算器Ｗで制別され、そ
の出力が第１．第２乗壇、器ｘ１）Ｘ２に入力される。

この第１．第２乗算器ｘ１ｐｘ２で前記割算器Ｗの出力
に各相の電圧のうち■ａとｖｂ　２各別に乗算し、その
乗算器ｘＩ、ｘ２の出力に重み関数ｆａ（ｔｌ　とｆｂ
（ｔ）信号奮侍る。両１み関数ｆ　ａ（ｔ）　、　ｆ　
ｂ（ｔ）は第３　、ｉ４突き合せ回路Ｐ３　　、”４の
プラス入力端に係結される。第３突き合せ回路Ｐ３のマ
イナス入力端にｔｏ、　”ｙａ倍信号与えてその出力に
ｆ　ａ（ｔｌ　−７３個号倚で、第１比較器Ｃ０ｐ１の
第２人力に供給する。一方、第４突き合せ回路Ｐ４の第
２プラス入方端には／３伯号を与えてその出力にはｆａ
（ｔ）＋／３伯号信号て、その出力を第５突き合せ回路
Ｐ５の第１プラス入方端に供給する。第５突き合せ回路
Ｐ５の第２プラス入力端には前記＃４ＪＪ３突き合せ回
路Ｐ３のｆａ（ｔｌ−″／３信号が供給され、その出Ｑ
−ｆ　ａ（ｔ）　＋　ｆ　ｂ（ｔｌ　十し３信号を得る
。この信号は第２比較器Ｃ０ｐ２の第２入力端に与えら
れる。両比較器Ｃ０ｐＩ、Ｃ！Ｏｐ２は第５図に示すよ
うに鋸歯状波がｆ　ａ（ｔ）　−”／３　イ＠号とｆ　
ａ（ｔｌ　＋ｆ　ｂ（ｔｌ　＋　”７３信号のレベルに
達したときに出力にスイッチング周期λａ出カと、λａ
十λＣ出力を送出する。両出方は図示しないゲー′ト点
弧回路を介して第１図に示すサイリスタの点弧、消弧を
行なう。例えば第１比教器（！Ｏｐｌの出力ではサイリ
スタ直消弧でｂ点弧、第２比較器Ｃ０ｐ２の出力ではサ
イリスクｂ消弧でａ点弧、また７リツブフロツプＦＦの
出方によってサイリス２０点弧でａ消弧させる。なお、
第４図中ダッシュ符号を付して示した部分はサイリスタ
ａ’　、　ｂ　／　、　ｃ　／開側１．用の回路である
。動作は上述と同様であるのでその説明ｔま省略する。

なお、第１図においてサイリスタｓ１１　　ｙ　５２２
ｔＳ１１３　ｚ　”’１１　＋　ｓ′２２　ｚ　ｓ’３
１１はダイオードにしてもよい。また多相交流出力を得
る場合には例えば３相父流を得るには第１図の回路を３
組用いて互いに１２０度づつの位相差が生じるように制
御する。

第６図はこの発明の一実施例を示す概略構成図で、第６
図におい−ｆｉ、ＢＴは太１跡電池等からなる直流電源
（以下バッテリと称す）、工■は電圧形インバータ回路
で、このインバータ回路ＩＶはザイリスタＳｌ　、Ｓ′
１〜”’　３　　ｙ　””ｌ　とダイオードＤ１゜ｐ　
ｒ　、　　〜Ｄｓ　、Ｄ′３かも形成される。なお、第
６図では搬送波リップルフィルタを省略しである。

上記電圧形インバータ回路ＸＶは第１図から第５図に述
べたようにＰ　Ｗ　Ｍ制御することによって直流側から
見て等価的に任意インピーダンス付きの電圧源に、また
又流側から見て等倹約に抵抗にできる。このことから第
６図に示す等価回路を示すと第７図のようになる。

第７図において、図示破線左側はバッテリ側、右側はイ
ンバータの直流側等価回路であり、Ｖ。

はバッチ１７　Ｂ　Ｔの電圧、ＲＯはバッテリの内部抵
抗、ＶＸは負荷の逆起電力、ＲＸは負荷の内部抵抗であ
る。この第７図の回路で、前述のように、Ｖｏ、Ｒｏが
与°えられたとき、Ｖｘ、Ｒｘの負荷に供給する電力が
最大になるような負荷の回路条件Ｖｘ、’Ｒｘを以下求
める。

第７図において、回路電流工は次式のようになる。

また、端子′電圧Ｖは次式となる。

第７図中、破線より左側から右側へ供給される電力Ｐは
次式となる。

この（３８）式において電力ｐｙ最大にするためにはＶ
ｘおよびＲｘを求めれはよい。

次に電力Ｐを最大にするための条件を求めるには下＝ｅ
（３９）式および（４ｏ）式を用いる。

上記（３９）、（４０）式の右辺を同時に０にするため
の信性は （Ｒｏ−Ｒｘ）Ｖｏ−２ＲＯ”／Ｘ＝０　　　、　　−
−（４１）である。

上記（４１）式は、Ｖｏ、Ｒｏなるバッテリよシ最大電
力を取出すためである。従って、インバータの直＃Ｃ側
の等価回路のＶＸおよびＲｘを（４１）式が満足さｔ←
るように第６図のサイリスタをＰｗ”　ｆ９１Ｊ御ずれ
は、常に最大亀方を倚ることかで、きる。

例えばバッテリの内部抵抗が未知で内部電圧だけわかっ
ているときはＶＸ＝ｖ０／２　、　Ｒｘ　＝　Ｑ　　と
付ｊｌＪ　（＋叩すればよい。

また、バッテリの内部電圧が未知で、内部抵抗だけがわ
かっているときはＶｘ＝Ｑ、Ｒｘ＝Ｒｏ　　と制御すれ
はよい。

前記（４１）式　の関係かイ４ＩられるようにＰＷＭ制
御する回路を・第８図に示す。

第８図は第４図で述べた第１突き台上−回路Ｐ１を省き
、割ｎ器Ｗに与える線間電圧実効値ＶをＶ２としたもの
である。この第８図においで、１ｏ（ｔ）（インバータ
の父匠出力’ｍ、侃）　ｋインピーフッス回路ｚＯに入
力し、その出力を第２突き合セ゛回路Ｐ！Ｉのマイナス
入力端に供紬する。第２突き合せ回路Ｐ２のプラス入力
端にはＶｏｏ（ｔｌ（インバータの逆起電圧指令）を与
えて以下第４図と同様に制御する。そのとき、バッテリ
ＢＴの電圧ｖＯが既知の場合はｖｏｏ（ｔ）ｆ／２とし
、インピーダンス回路ｚＯのＺｏ＝Ｒｏ−４−Ｒｘを零
とする。でた、バッチＩＪ　Ｂ　Ｔの内部抵抗ＲＯが既
知の場合はｖ　ｏ　ｏ（ｔｌ　ｆ零とし、Ｚｏ　ｆＲｏ
−ｆ−ＲＸ＝２ＲＯとして設定してＰ　Ｗ　Ｍ　ｊｌｉ
制御を行えば常に最大電力を得ることができる。

以上述べたように、この発明によれは、ＰＷＭ制御電圧
形変換回路を用いているので、直流電源から交流電力に
変換する際、常に最大電力が得られるように制御でき、
しかも直流電源の内部電圧あるいは内部抵抗の何れか１
万が既知であれね、簡単に制御でき、かつＰＷＭ制御回
路を用いているので、交流側の力率、を圧波形が良好と
なる等の

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理を説明するための概略構成図、
第２図は第１図の指、線側から見た等価インピーダンス
回路図、第３図は同じく負荷側から見た等価電諒回路図
、第４図は第１図の制御回路のブロック図、第５図は第
４図の動作を説明するだめの波形図、第６図はこの発明
の一実施例を示す回路図、第７図は第６図のインバータ
回路の直ｋＬ９１１Ｉの等価回路図、第８図は第６図の
制御則ＮＳのブロック図である。 工Ｖ・・・電圧形インバータ回路、ＥＴ・°・バッテリ
）Ｐｏ・・・交流ｉ１を劇、Ｚｏ・・・インピーダンス
回路、Ｗ・・・割算回路、Ｘｌ　、Ｘ２・・・第１．第
２乗遭４器、Ｃ０ｐｌ、０Ｏｐ２・・・第１．第２比較
器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　直流電源から得られる直流電力を交流電力に
   変換する制御方式において、入力及び出力側に搬送波リ
   ップル除去フィルタを備えた制御整流素子からなる電圧
   形変換回路を設け、この電圧形変換回路をＰ　Ｗ　Ｍ制
   御によってスイッチングし、このスイッチングにより前
   記変換回路の交流側を等動的に抵抗とし、その回路の直
   流側を等動的に直流電源と抵抗にするとともに直流側の
   電圧と抵抗との関係が（Ｒ６ＲＸ）Ｖ６　２Ｒ６Ｖｘ　
   ＝０　（但σ し、Ｒｏは直流１詠の内部抵抗、ｖＯは面びＬ電源電圧
   、Ｒｘは負荷の内部抵抗、ｖ又は負狗の逆起電圧である
   。）を満足するように制御させるようにしたインバータ
   制御方式。