JPS5949055A - 通話電流供給回路 - Google Patents
通話電流供給回路Info
- Publication number
- JPS5949055A JPS5949055A JP57158118A JP15811882A JPS5949055A JP S5949055 A JPS5949055 A JP S5949055A JP 57158118 A JP57158118 A JP 57158118A JP 15811882 A JP15811882 A JP 15811882A JP S5949055 A JPS5949055 A JP S5949055A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- voltage
- current
- resistance
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は通話電流供給回路更に詳しく言えば時分割電子
交換機に使用されるフローティング形式（加入者線が、
アースに対して、高いインピーダンスを有する）の電流
供給回路に関する。
交換機に使用されるフローティング形式（加入者線が、
アースに対して、高いインピーダンスを有する）の電流
供給回路に関する。
新しい時分割電子交換機用加入者回路として、７０−テ
ィング形式の電流供給回路が知られているが、いくつか
の問題点を有している。第１図は従来知られているフロ
ーティング形式の電流供給回路を示す。
ィング形式の電流供給回路が知られているが、いくつか
の問題点を有している。第１図は従来知られているフロ
ーティング形式の電流供給回路を示す。
電流供給回路は、昇降圧形ＤＣ−ＤＣＣ一式−゛り１を
用いておシ、基本的には、トランスＴ１、スイッチ素子
Ｑ Ｉ ％ダイオードＤ、％平滑コンデンサＣ１より構
成されている。ＤＣ＝ＤＣコンバータの出力インピーダ
ンスは、音声信号に対して低いインピーダンスであるた
め、一方の出力端子ａＯとＡ線の間に、アクティブイン
ダクタンス３（直流及び低周波には低インピーダンスを
示し、音声信号に対しては、高インピーダンスを示す）
を挿入して、音声信号に対して高インピーダンスにして
いる。制御回路２は、一定の電流供給特性を得るだめの
制御及びループ監視（オフ・フック検出、ダイヤルパル
ス検出、オン・フック検出及び線路抵抗の判別等）を行
なうだめのものでありライン電流及び電圧情報を抵抗Ｒ
ｔ、）ランス巻線Ｗ３及びＷ４を設けることにより、取
出している。そして、一定の電流供給特性の側脚は、上
記電流情報あるいは電圧情報をもとに、適当な処理を施
してスイッチ素子Ｑ１ （トランジスタのベース）を、
所望のデユーティによシ開閉することにより行なってい
る。以上のごとく、加入者線（Ａ線及びＢ線）の電流及
び電圧情報をトランスＴ１の１次・ＩＩＩＩＩにおいて
間接的に検出する方式では以下に述べるような欠点があ
る。
用いておシ、基本的には、トランスＴ１、スイッチ素子
Ｑ Ｉ ％ダイオードＤ、％平滑コンデンサＣ１より構
成されている。ＤＣ＝ＤＣコンバータの出力インピーダ
ンスは、音声信号に対して低いインピーダンスであるた
め、一方の出力端子ａＯとＡ線の間に、アクティブイン
ダクタンス３（直流及び低周波には低インピーダンスを
示し、音声信号に対しては、高インピーダンスを示す）
を挿入して、音声信号に対して高インピーダンスにして
いる。制御回路２は、一定の電流供給特性を得るだめの
制御及びループ監視（オフ・フック検出、ダイヤルパル
ス検出、オン・フック検出及び線路抵抗の判別等）を行
なうだめのものでありライン電流及び電圧情報を抵抗Ｒ
ｔ、）ランス巻線Ｗ３及びＷ４を設けることにより、取
出している。そして、一定の電流供給特性の側脚は、上
記電流情報あるいは電圧情報をもとに、適当な処理を施
してスイッチ素子Ｑ１ （トランジスタのベース）を、
所望のデユーティによシ開閉することにより行なってい
る。以上のごとく、加入者線（Ａ線及びＢ線）の電流及
び電圧情報をトランスＴ１の１次・ＩＩＩＩＩにおいて
間接的に検出する方式では以下に述べるような欠点があ
る。
第１に、電話機への呼出信号送出は、別口路から供給さ
れるため、呼出時のオフ・フック検出は、別口路を設け
て行う必要がある。
れるため、呼出時のオフ・フック検出は、別口路を設け
て行う必要がある。
第２に、Ａｎｉｌ地絡に対して、フローティング形式の
回路の場合、１次側ではその情報を得ることがむずかし
い。
回路の場合、１次側ではその情報を得ることがむずかし
い。
第３に、トランスの巻線の種類が増加し、トランスのサ
イズが大きくなる。
イズが大きくなる。
本発明の目的は、小形化、経済化、低電力化された電流
供給回路を提供すること更に詳しく言えばフローティン
グ形式の電流供給回路においてライン加入者線の電流及
び電圧情報を、直接ライン（ＤＣ−ＤＣコンバータの二
次側）側で検出することができる電流供給回路を実現す
ることである。
供給回路を提供すること更に詳しく言えばフローティン
グ形式の電流供給回路においてライン加入者線の電流及
び電圧情報を、直接ライン（ＤＣ−ＤＣコンバータの二
次側）側で検出することができる電流供給回路を実現す
ることである。
本発明の第１の特徴である高抵抗分割によるラインの電
流及び電圧情報の制御回路への取込み方法について述べ
る。
流及び電圧情報の制御回路への取込み方法について述べ
る。
リングトリップのだめのリンギング中のオフ・フック検
出は、リンギング信号を適当な値の抵抗を通してＡ線に
加えＢ線に一４８Ｖを加えることにより、オフ・フック
電流を、抵抗両端の直流電圧差として、また、Ａ線−Ｂ
線間電圧はそのまま、また、Ａ線地絡検出は、Ａ線−天
地間電圧を、また、ライン電流検出は、基本的には、Ａ
線又はＢ線に、電流検出用抵抗を直列に挿入し、その両
端電圧差として、検出可能であるが、挿入抵抗の電力損
失あるいは、検出信号レベル不足によるＳ／Ｎ比の低下
からくる緒特性の劣化の問題等があるため、本発明では
、第２の特徴であるフローティング形のカーレントミラ
ーの出力としての抵抗両端電圧をそれぞれ取出し、ＬＳ
Ｉ化を行なう制御回路に取込むために、１度それぞれの
端子を高抵抗によシ大地に接続し、その抵抗を同率の適
当な比に分割した。６ｉｈ差信号として情報を得るもの
である。なお、上記分割比は、制御回路におけるＳ／Ｎ
比及び雷サージ電圧、交流混触からの保護交流誘導時の
回路の正常動作範囲を考慮して決める必要があシ、前者
に対して１／１００以上、後者に対して１／２０以下が
大略の必要条件である。
出は、リンギング信号を適当な値の抵抗を通してＡ線に
加えＢ線に一４８Ｖを加えることにより、オフ・フック
電流を、抵抗両端の直流電圧差として、また、Ａ線−Ｂ
線間電圧はそのまま、また、Ａ線地絡検出は、Ａ線−天
地間電圧を、また、ライン電流検出は、基本的には、Ａ
線又はＢ線に、電流検出用抵抗を直列に挿入し、その両
端電圧差として、検出可能であるが、挿入抵抗の電力損
失あるいは、検出信号レベル不足によるＳ／Ｎ比の低下
からくる緒特性の劣化の問題等があるため、本発明では
、第２の特徴であるフローティング形のカーレントミラ
ーの出力としての抵抗両端電圧をそれぞれ取出し、ＬＳ
Ｉ化を行なう制御回路に取込むために、１度それぞれの
端子を高抵抗によシ大地に接続し、その抵抗を同率の適
当な比に分割した。６ｉｈ差信号として情報を得るもの
である。なお、上記分割比は、制御回路におけるＳ／Ｎ
比及び雷サージ電圧、交流混触からの保護交流誘導時の
回路の正常動作範囲を考慮して決める必要があシ、前者
に対して１／１００以上、後者に対して１／２０以下が
大略の必要条件である。
また、信号取出しのための、高抵抗のアースは、電流供
給回路用電源のアース（以後Ｇアースと称する）でなく
、電子回路のアース（以後Ｅアース）に接続することが
、必要ズある。その理由は、Ｇアースの場合、その電位
が、雷サージ等によシ大きく変動するため、アース側に
近い抵抗の分割点から信号をＬＳＩに取込んでいるため
、その影響を直接受け、正常動作の妨害やＬＳＩの破損
を来たすからである。
給回路用電源のアース（以後Ｇアースと称する）でなく
、電子回路のアース（以後Ｅアース）に接続することが
、必要ズある。その理由は、Ｇアースの場合、その電位
が、雷サージ等によシ大きく変動するため、アース側に
近い抵抗の分割点から信号をＬＳＩに取込んでいるため
、その影響を直接受け、正常動作の妨害やＬＳＩの破損
を来たすからである。
次に本発明の第２の特徴であるフローティング形カーレ
ントミラーの役割について述べる。
ントミラーの役割について述べる。
前述の通シ、高抵抗による信号の制御回路取込みのだめ
の分割比を一例として高電圧保護の必要性から約１１５
０程度とすると、制御回路のＳ／Ｎ比を確保するために
は、ライン電流４０ｍＡに対して、入力レベルで６０ｏ
ｍｖを得るとすると、ライン側での信号レベルとしては
、３０Ｖが必要となシ、単に直列抵抗を挿入しその両端
電圧を検出する場合７５０Ωが要求され、抵抗自体の消
費電力としては、１２００ｍＷにもなシ、低電力化の目
的に反するものである。したがって、電力消費が小さく
、出力電圧が大きく、かつ、フローティングで使用出来
る電流検出回路が必要である。この問題を、本発明は、
カーレントミラーをフローティング形式で使用し、ライ
ン電流を一定倍率で低減してから、高抵抗に流して、必
要なレベルの出力電圧を得ることにより解決した。
の分割比を一例として高電圧保護の必要性から約１１５
０程度とすると、制御回路のＳ／Ｎ比を確保するために
は、ライン電流４０ｍＡに対して、入力レベルで６０ｏ
ｍｖを得るとすると、ライン側での信号レベルとしては
、３０Ｖが必要となシ、単に直列抵抗を挿入しその両端
電圧を検出する場合７５０Ωが要求され、抵抗自体の消
費電力としては、１２００ｍＷにもなシ、低電力化の目
的に反するものである。したがって、電力消費が小さく
、出力電圧が大きく、かつ、フローティングで使用出来
る電流検出回路が必要である。この問題を、本発明は、
カーレントミラーをフローティング形式で使用し、ライ
ン電流を一定倍率で低減してから、高抵抗に流して、必
要なレベルの出力電圧を得ることにより解決した。
以下、本発明を実施例によシ詳細に説明する。
第１図は本発明による電流供給回路の一実施例の回路図
を示す。先ず、Ａ線には、リンギング送出のためとリン
グ小リップ用オフ・フック検出のだめの抵抗ａｌ１１の
一端が接続され、他端は、リンギフグ信号送出用リレー
接点ｒ、が接続される。抵抗Ｒ８，の両端には抵抗Ｒ４
およびＲ６が接続され、それぞれ他端は抵抗Ｒ６および
Ｒ７全通してアースＥに接続される。さらに、Ａ線は、
カーレントミラーの入力側であるＱ２及びエミッタ抵抗
Ｒ１２を通してＤ Ｃ−Ｄ’Ｃコンバータ１の負の出力
側に接続される。
を示す。先ず、Ａ線には、リンギング送出のためとリン
グ小リップ用オフ・フック検出のだめの抵抗ａｌ１１の
一端が接続され、他端は、リンギフグ信号送出用リレー
接点ｒ、が接続される。抵抗Ｒ８，の両端には抵抗Ｒ４
およびＲ６が接続され、それぞれ他端は抵抗Ｒ６および
Ｒ７全通してアースＥに接続される。さらに、Ａ線は、
カーレントミラーの入力側であるＱ２及びエミッタ抵抗
Ｒ１２を通してＤ Ｃ−Ｄ’Ｃコンバータ１の負の出力
側に接続される。
さらに、Ａ線には、Ｇアースに対して負のバイアスを与
えるため、Ｒ１，を通して一４８Ｖが印加される。
えるため、Ｒ１，を通して一４８Ｖが印加される。
Ｂ線は、リンギング送出時の、−４８Ｖ印加のためリレ
ー接点ｒ２およびアクティブインダクタンス３を通って
、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の正出力に接続される。アク
ティブインダクタンス３の負側とＧアース間には抵抗Ｒ
１ｂが、同じく正側とカレントミラ４のトランジスタＱ
、のコレクタ間にはカレントミラーの出力抵抗Ｒ１４が
接続される。
ー接点ｒ２およびアクティブインダクタンス３を通って
、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の正出力に接続される。アク
ティブインダクタンス３の負側とＧアース間には抵抗Ｒ
１ｂが、同じく正側とカレントミラ４のトランジスタＱ
、のコレクタ間にはカレントミラーの出力抵抗Ｒ１４が
接続される。
また、Ｒ１４の両端からライン電流情報取出しのための
高抵抗Ｒ８およびＲ１゜が接続され、それぞれの他端か
ら抵抗Ｒ０およびＲ目を通してＥアースに接続されてい
る。なお、バイアス抵抗Ｒ１，。
高抵抗Ｒ８およびＲ１゜が接続され、それぞれの他端か
ら抵抗Ｒ０およびＲ目を通してＥアースに接続されてい
る。なお、バイアス抵抗Ｒ１，。
Ｒｌｂの接続は、一般には第７図のごとくラインと反対
側を、互いに接続し、この点から一４８Ｖを印加してい
るが、本実施例の接続とすることによシ、Ａ線−Ｂ線間
に一４８Ｖが印加されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの
負担が軽減され、非通話時の回路の電力消費を約半分程
度に低減することが出来る。
側を、互いに接続し、この点から一４８Ｖを印加してい
るが、本実施例の接続とすることによシ、Ａ線−Ｂ線間
に一４８Ｖが印加されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの
負担が軽減され、非通話時の回路の電力消費を約半分程
度に低減することが出来る。
また、アクティブインダクタンス３０Ｂ線中の挿入位置
であるが、他の公知例では、電圧検出点とＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力との間を入れているが、この場合電圧制
御ループ内にインダクタンスが入ってくるため、線路条
件によシ発振を起こすことがあシうる。本発明では、制
御ループ外になるようにアクティブインダクタンスを挿
入することによシこの問題を解しているう 次に、ラインの電流、電圧情報取込みのだめの高抵抗の
必要条件について述べる。
であるが、他の公知例では、電圧検出点とＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力との間を入れているが、この場合電圧制
御ループ内にインダクタンスが入ってくるため、線路条
件によシ発振を起こすことがあシうる。本発明では、制
御ループ外になるようにアクティブインダクタンスを挿
入することによシこの問題を解しているう 次に、ラインの電流、電圧情報取込みのだめの高抵抗の
必要条件について述べる。
第１に、Ａ線及びＢ線それぞれと大地と間の抵抗はフロ
ーティング特性を得るためと、高電圧印加時の電力消費
を考慮すると数百にΩ以上が好ましい。
ーティング特性を得るためと、高電圧印加時の電力消費
を考慮すると数百にΩ以上が好ましい。
第２に、それぞれの分割減衰比は、−？’ｔｌとして交
流誘動電圧と、Ａ線−Ｂ線間電圧を考慮すると、Ａ線−
Ｅアース間電圧は一１５０Ｖとなシ、ＬＳＩ正常正常動
作信号ルベル３Ｖとすると、３／１５０＝１１５０とす
る必要がある。
流誘動電圧と、Ａ線−Ｂ線間電圧を考慮すると、Ａ線−
Ｅアース間電圧は一１５０Ｖとなシ、ＬＳＩ正常正常動
作信号ルベル３Ｖとすると、３／１５０＝１１５０とす
る必要がある。
第３に、各ライン情報取込みのための分割点の程度がそ
れぞれ必要な値である。ここで上記、分この場合Ｂ＃お
よびＡ線のアース間電圧変動に対して、Ｒ１１およびＲ
１１１による誤差が生じるため、アンバランスの電圧が
発生し、特性的に問題となる。
れぞれ必要な値である。ここで上記、分この場合Ｂ＃お
よびＡ線のアース間電圧変動に対して、Ｒ１１およびＲ
１１１による誤差が生じるため、アンバランスの電圧が
発生し、特性的に問題となる。
次に、カーレントミラー回路について述べる。
カーレントミラ回路の入力側トランジスタＱ！のエミッ
タに接続されている抵抗Ｒ１２を、３ｏΩ程贋の低い値
として（ライン電流による電力消費を小さくするため）
出方側トランジスタＱ３のエミッタに接続されている抵
抗Ｒ１３を１．６にΩ程度にして４０ｍＡ流れた場合、
Ｑ、には０．７５ｍＡの電流が流れることになる。この
時、出方電圧を３゜Ｖ得るためには、抵抗１１＋、、の
値を４０にΩとすれば良い。この時のカーレントミラー
によるライン電流検出回路における、総電力消費は、入
力側がトランジスタ及び抵抗Ｒ１，の電圧降下として、
それぞれ０．７ｖ及び１．２ｖ（３０ΩＸ４０ｍＡ）で
合計’１．９ Ｖ電力は１．９ （Ｖ） Ｘ４０ （ｍ
Ａ）＝７６ （ｍＷ） 、出力側はＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を仮に５０Ｖとすると０．７５ （ｍＡ）
Ｘ５０ （Ｖ）＝３７．５ （ｍＷ）となシ、合計７
６＋５０＝１２６（ｍＷ）となる。これは、前記のＡ線
に直列に挿入した抵抗の両端から、直接検出電圧を得る
場合の１２００ｍＷに対して、約１／１０の電力低減で
ある。
タに接続されている抵抗Ｒ１２を、３ｏΩ程贋の低い値
として（ライン電流による電力消費を小さくするため）
出方側トランジスタＱ３のエミッタに接続されている抵
抗Ｒ１３を１．６にΩ程度にして４０ｍＡ流れた場合、
Ｑ、には０．７５ｍＡの電流が流れることになる。この
時、出方電圧を３゜Ｖ得るためには、抵抗１１＋、、の
値を４０にΩとすれば良い。この時のカーレントミラー
によるライン電流検出回路における、総電力消費は、入
力側がトランジスタ及び抵抗Ｒ１，の電圧降下として、
それぞれ０．７ｖ及び１．２ｖ（３０ΩＸ４０ｍＡ）で
合計’１．９ Ｖ電力は１．９ （Ｖ） Ｘ４０ （ｍ
Ａ）＝７６ （ｍＷ） 、出力側はＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を仮に５０Ｖとすると０．７５ （ｍＡ）
Ｘ５０ （Ｖ）＝３７．５ （ｍＷ）となシ、合計７
６＋５０＝１２６（ｍＷ）となる。これは、前記のＡ線
に直列に挿入した抵抗の両端から、直接検出電圧を得る
場合の１２００ｍＷに対して、約１／１０の電力低減で
ある。
次に、第２の実施例を説明する。第１の実施例では、カ
レントミラー４の最大出力電圧がＡ線−Ｂ線間の電圧に
よって制限されるため、例えば４０ｍＡの定電流形電流
供給回路の場合、線路抵抗１００Ωでは、Ａ線−Ｂ線間
電圧は４Ｖ（１００ΩＸＯ，０４Ａ）であυ、カレント
ミラー出力′東圧は４Ｖより小さくなる。この様な欠点
を除くため、カレントミラー専用のフローティング電源
を、Ａ線（またはＢ線）上に作る工夫をしたものが第２
の実施例である。
レントミラー４の最大出力電圧がＡ線−Ｂ線間の電圧に
よって制限されるため、例えば４０ｍＡの定電流形電流
供給回路の場合、線路抵抗１００Ωでは、Ａ線−Ｂ線間
電圧は４Ｖ（１００ΩＸＯ，０４Ａ）であυ、カレント
ミラー出力′東圧は４Ｖより小さくなる。この様な欠点
を除くため、カレントミラー専用のフローティング電源
を、Ａ線（またはＢ線）上に作る工夫をしたものが第２
の実施例である。
先ず、第３図で、６が、新しく作ったカレントミラー用
の′電源回路であり、その正出力は、Ａ線と一１本とな
っておシ、負出力は、１段′目カレントミラー回路５の
エミッタ抵抗Ｒｔ ｅ ＋ＦＬｌ ？に接続される。２
段目カレントミラー５の入力側は、Ｂ線１１ＩＩＩに挿
入された１段目カレントミラー４の出力トランジスタＱ
、のコレクターに接続され、同じく出力側は、電流検出
用抵抗比１．に接続される。抵抗ＲＩ４の両端の信号取
込み方法は、第２図と同様であるので省略する。
の′電源回路であり、その正出力は、Ａ線と一１本とな
っておシ、負出力は、１段′目カレントミラー回路５の
エミッタ抵抗Ｒｔ ｅ ＋ＦＬｌ ？に接続される。２
段目カレントミラー５の入力側は、Ｂ線１１ＩＩＩに挿
入された１段目カレントミラー４の出力トランジスタＱ
、のコレクターに接続され、同じく出力側は、電流検出
用抵抗比１．に接続される。抵抗ＲＩ４の両端の信号取
込み方法は、第２図と同様であるので省略する。
なお、Ａ線及びＢ線の先も、第２図と同様であるので省
略する。
略する。
次に、カレントミラー用電源回路６の構成について述べ
る。（一般には、トランスに別巻線を追加してダイオー
ドと容量により、）くルスを整流、平滑して得ることに
なるが）本実施例では、トランスの小型化経済化の目的
から、すでにある二次巻線から、別の直流電圧を得るこ
とを、工夫したものである。実施例では、１次側スイッ
チング素子による電源極性とトランス巻線構造から、コ
モンモードの１次側スイッチング雑音の二次側への影響
が小さい極性であるところの、Ａ線に対してさらに負極
性の電圧を得るようにしている。
る。（一般には、トランスに別巻線を追加してダイオー
ドと容量により、）くルスを整流、平滑して得ることに
なるが）本実施例では、トランスの小型化経済化の目的
から、すでにある二次巻線から、別の直流電圧を得るこ
とを、工夫したものである。実施例では、１次側スイッ
チング素子による電源極性とトランス巻線構造から、コ
モンモードの１次側スイッチング雑音の二次側への影響
が小さい極性であるところの、Ａ線に対してさらに負極
性の電圧を得るようにしている。
そのため、トランス巻線のＢ線側に整流ダイオードＤ２
．１，１側に平滑コンデンサＣ２を接続し、Ｃ１の両端
に直流電圧を得ている。次に、ＲＩ８１Ｄ３ 、 Ｃ３
の役割であるが、１次側からのコモンモードの雑音を低
減するだめのＤ＋ａがＡ線とＣ７の正側の間にあるため
、Ｃ２の両端にはアースに対するコモンモード雑音が大
きなレベルで存在するためこれを減衰させながら、Ａ線
との間に直流電圧を得るためのものである。すなわち、
Ｄ３＋Ｒ１８で、整流、減衰を行ない、Ｃ３で平滑を行
なっている。
．１，１側に平滑コンデンサＣ２を接続し、Ｃ１の両端
に直流電圧を得ている。次に、ＲＩ８１Ｄ３ 、 Ｃ３
の役割であるが、１次側からのコモンモードの雑音を低
減するだめのＤ＋ａがＡ線とＣ７の正側の間にあるため
、Ｃ２の両端にはアースに対するコモンモード雑音が大
きなレベルで存在するためこれを減衰させながら、Ａ線
との間に直流電圧を得るためのものである。すなわち、
Ｄ３＋Ｒ１８で、整流、減衰を行ない、Ｃ３で平滑を行
なっている。
次に第３の実施例を第４図にしたがって説明する。一般
に回路のＬＳＩ化に当たシ、その外部との接続を行なう
ビンの数が限られておシ、回路設計上しばしば問題とな
る。本発明の回路においても、同様で、この問題を解決
するためＬＳＩ化される制御回路２′と外部回路の接続
線数をへらす工夫を行なった。第４図について、第２図
と異なる点にしぼって説明を行なうと、カレントミラー
４の出力電流検出用の抵抗Ｒ１４を、抵抗Ｒ１，のリン
ギング信号源側に接続し、そのカレントミラー側に、電
流情報取込みのための高抵抗Ｒ６を接続するところであ
り、この接続によシ、分割点ａＩ。
に回路のＬＳＩ化に当たシ、その外部との接続を行なう
ビンの数が限られておシ、回路設計上しばしば問題とな
る。本発明の回路においても、同様で、この問題を解決
するためＬＳＩ化される制御回路２′と外部回路の接続
線数をへらす工夫を行なった。第４図について、第２図
と異なる点にしぼって説明を行なうと、カレントミラー
４の出力電流検出用の抵抗Ｒ１４を、抵抗Ｒ１，のリン
ギング信号源側に接続し、そのカレントミラー側に、電
流情報取込みのための高抵抗Ｒ６を接続するところであ
り、この接続によシ、分割点ａＩ。
Ｃ２から、リングトリップのための電流情報ならびにそ
の池の電流情報すべてを検出出来ることになシ、Ｂ線側
は、電圧検出のだめの線１本ですむことになる。なお、
この場合、カレントミラー４は、出力側をＡ線に接して
いるため入力側はＢ線に挿入しているが、第３図に示す
回路の場合は、別電源があるため、Ａ線側に入れること
も可能である。
の池の電流情報すべてを検出出来ることになシ、Ｂ線側
は、電圧検出のだめの線１本ですむことになる。なお、
この場合、カレントミラー４は、出力側をＡ線に接して
いるため入力側はＢ線に挿入しているが、第３図に示す
回路の場合は、別電源があるため、Ａ線側に入れること
も可能である。
以上、本発明による効果ｆ：整理すると、現状技術で、
最も特性的にすぐれているフローティング形のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを用いた、電流供給回路において、第１に
、リングトリップ検出及びＡ線地絡を含むすべての監視
機能、ならびに電流及び電圧の任意の制御機能を１つの
制（至）用ＬＳＩとして統合出来るため、小形化、経済
化の効果が大きい。
最も特性的にすぐれているフローティング形のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを用いた、電流供給回路において、第１に
、リングトリップ検出及びＡ線地絡を含むすべての監視
機能、ならびに電流及び電圧の任意の制御機能を１つの
制（至）用ＬＳＩとして統合出来るため、小形化、経済
化の効果が大きい。
妃２に、ＤＣ−ＤＣコンバータ用トランスを最小限の巻
線数で構成できるため、小形化の効果が大きい。（場合
によっては、その部品商が高すぎると、１枚の基板の実
装ピッチを２倍にしなければならない） 第３に、大地に対して、完全に高抵抗によるフローティ
ング形式としているため、種々の高電圧障害に対して最
も耐力のある回路となつ又いる。
線数で構成できるため、小形化の効果が大きい。（場合
によっては、その部品商が高すぎると、１枚の基板の実
装ピッチを２倍にしなければならない） 第３に、大地に対して、完全に高抵抗によるフローティ
ング形式としているため、種々の高電圧障害に対して最
も耐力のある回路となつ又いる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来知られているフローティング型電流供給回
路の回路図、第２図ないし第４図はいずれも本発明によ
る電流供給回路の実施例の回路図である。 １・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、２．２’・・・制御回
路、３・・・アクティブインダクタンス、４・・・リン
グトリップ検出回路、５．６・・・１段目カレントミラ
ー回輩 ； 図 第２ 図 第 ３ 図 第 ４ 目 発明の名称 通話電流供給回路 補正をする者 １！ Ｉｋ ？： 二 １１１ 勝
茂面の簡単な駅、明」θ）欄及び図面 −ｒ 補正の内容 １、 本願明ａ沓、第１４頁、第６行と第７行との間に
下記文章を加入する。 記 「第５図は本発明の他の実施例の構成を示す回路図で、
同図において、第３図および第４図と同一の回路構成素
子は同一の番号で表す。 で飽和する電流制限特性を持たせ、その電圧降下を検１
３シ、一定電圧以上にならないようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する。アクティブインダクタンス３′はＡ線
に挿入されており、この両端の電圧検出は抵抗Ｒ１５，
Ｒ６，馬からなる分割点ａ２とＲ１９１Ｒ２０よりなる
分割点ａ３の差電圧として制御回路２に取込まれる。又
定電流制御のための電流検出は、１段目カレントミラ〜
４及び２段目カレントミラ５により抵抗１も、４の両端
に電流に比例した電圧を発生し、抵抗分割点ａ１とＲ２
の差電圧として、又電圧検出はこの場合、分割点ａ１と
Ｒ２の差電圧として検出する。 アクティブインダクタンス３′が第６図のような最大電
流■。で飽和するので、■。に対応する直流電圧Ｖ。を
越えた場合、その差電圧によりＤＣ−ＤＣコンバータに
負帰還をかけることになり、電圧はＶｌｃよりわずかに
高い値におさえられる。 したがって、第３図のような回路において、コンバータ
ｌの一４８Ｖ電諒が通當の変動範囲を起えて大幅に低下
するときに、アクティブインダクタンス３やＤＣ−ＤＣ
コンバータのスイッチ素子Ｑ１等に過大の電流が流れ、
構成子が破壊するようなことが起り得るが、第５回の実
施例ではこのようなことが防止される。」 ２、同上書、第６頁下から第４行目の「第１図」を「第
２図」に訂正する。 ３、同上告第８頁第２行の「第７図」を「第１図」に訂
正する。 ４、同上書第１５負第６行の１第４図」を「第５図」に
訂正する。 ５、同上書第１５負第８行の「である。工を「、第６図
は第５図の笑施例に使用されるアクティブインダタンス
の電流特性図である。」に訂正する。 ６、図面に別添の補正図面第５図及び第６図を追加する
。 ８５叉 Ｂ鍜 槽 第 ６ 図 Ａｔ 五撒竜斤
路の回路図、第２図ないし第４図はいずれも本発明によ
る電流供給回路の実施例の回路図である。 １・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、２．２’・・・制御回
路、３・・・アクティブインダクタンス、４・・・リン
グトリップ検出回路、５．６・・・１段目カレントミラ
ー回輩 ； 図 第２ 図 第 ３ 図 第 ４ 目 発明の名称 通話電流供給回路 補正をする者 １！ Ｉｋ ？： 二 １１１ 勝
茂面の簡単な駅、明」θ）欄及び図面 −ｒ 補正の内容 １、 本願明ａ沓、第１４頁、第６行と第７行との間に
下記文章を加入する。 記 「第５図は本発明の他の実施例の構成を示す回路図で、
同図において、第３図および第４図と同一の回路構成素
子は同一の番号で表す。 で飽和する電流制限特性を持たせ、その電圧降下を検１
３シ、一定電圧以上にならないようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する。アクティブインダクタンス３′はＡ線
に挿入されており、この両端の電圧検出は抵抗Ｒ１５，
Ｒ６，馬からなる分割点ａ２とＲ１９１Ｒ２０よりなる
分割点ａ３の差電圧として制御回路２に取込まれる。又
定電流制御のための電流検出は、１段目カレントミラ〜
４及び２段目カレントミラ５により抵抗１も、４の両端
に電流に比例した電圧を発生し、抵抗分割点ａ１とＲ２
の差電圧として、又電圧検出はこの場合、分割点ａ１と
Ｒ２の差電圧として検出する。 アクティブインダクタンス３′が第６図のような最大電
流■。で飽和するので、■。に対応する直流電圧Ｖ。を
越えた場合、その差電圧によりＤＣ−ＤＣコンバータに
負帰還をかけることになり、電圧はＶｌｃよりわずかに
高い値におさえられる。 したがって、第３図のような回路において、コンバータ
ｌの一４８Ｖ電諒が通當の変動範囲を起えて大幅に低下
するときに、アクティブインダクタンス３やＤＣ−ＤＣ
コンバータのスイッチ素子Ｑ１等に過大の電流が流れ、
構成子が破壊するようなことが起り得るが、第５回の実
施例ではこのようなことが防止される。」 ２、同上書、第６頁下から第４行目の「第１図」を「第
２図」に訂正する。 ３、同上告第８頁第２行の「第７図」を「第１図」に訂
正する。 ４、同上書第１５負第６行の１第４図」を「第５図」に
訂正する。 ５、同上書第１５負第８行の「である。工を「、第６図
は第５図の笑施例に使用されるアクティブインダタンス
の電流特性図である。」に訂正する。 ６、図面に別添の補正図面第５図及び第６図を追加する
。 ８５叉 Ｂ鍜 槽 第 ６ 図 Ａｔ 五撒竜斤
Claims (1)
- １、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた通話電流供給回路に
おいて、負荷の電流または、電圧情報をＡ線または、Ｂ
＠とＥブー２間に直列に接続した複数の抵抗の分割比が
１／１００〜１／２０の範囲にある中間点よりＤＣＬ−
ＤＣコンバータを制御あるいは、負荷状態を監視する制
御回路に取込むことを特徴とする電流供給回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57158118A JPS5949055A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | 通話電流供給回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57158118A JPS5949055A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | 通話電流供給回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5949055A true JPS5949055A (ja) | 1984-03-21 |
Family
ID=15664688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57158118A Pending JPS5949055A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | 通話電流供給回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5949055A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61167470U (ja) * | 1985-04-06 | 1986-10-17 |
-
1982
- 1982-09-13 JP JP57158118A patent/JPS5949055A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61167470U (ja) * | 1985-04-06 | 1986-10-17 | ||
| JPH0426691Y2 (ja) * | 1985-04-06 | 1992-06-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4433212A (en) | Telephone line interface circuit | |
| JPS6118379B2 (ja) | ||
| US5444777A (en) | Battery feed for telephone line cards | |
| US4479085A (en) | Power source circuit | |
| US4500754A (en) | Solid state off hook phone line load | |
| JPS5949055A (ja) | 通話電流供給回路 | |
| JPH11252285A (ja) | トランスレスデジタル回線バッテリー供給回路 | |
| JPS6395851A (ja) | クロツク制御式直流電圧変換器 | |
| US5347575A (en) | Circuit to detect the hook status and ringing at the CPE end of a telephone network | |
| JPH0720975Y2 (ja) | 電話機の静電気破壊防止装置 | |
| JP3917402B2 (ja) | 電力供給回路 | |
| EP0651540B1 (en) | Telephone subscriber circuit with galvanic isolating element | |
| JP2000224252A (ja) | ディジタル回線終端装置 | |
| JPS6156570A (ja) | 直流給電回路 | |
| JPS63198578A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ | |
| JPS59165554A (ja) | リングトリツプ回路 | |
| JPS605659A (ja) | 信号変換回路 | |
| JPH02104160A (ja) | 給電方式変換回路 | |
| JPS6030147B2 (ja) | 電話機終端回路 | |
| JPS59221147A (ja) | リング・トリツプ回路 | |
| JPS60199216A (ja) | ジヨセフソン単極性パルス電源回路 | |
| KR20020035660A (ko) | 전전자식 교환기의 가입자 정합 회로 | |
| JPS61112468A (ja) | 直流ル−プ電流バイパス回路 | |
| JPH0232837B2 (ja) | Kanyushakairo | |
| JPS58151618A (ja) | 定電力給電制御方式 |