JPS5923661B2 - 位相変調器 - Google Patents
位相変調器Info
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- JPS5923661B2 JPS5923661B2 JP53129979A JP12997978A JPS5923661B2 JP S5923661 B2 JPS5923661 B2 JP S5923661B2 JP 53129979 A JP53129979 A JP 53129979A JP 12997978 A JP12997978 A JP 12997978A JP S5923661 B2 JPS5923661 B2 JP S5923661B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、衛生通信分野等で必要とされるコンスタント
エンベロープＰＳＫ信号を発生させるためのディジタル
位相変調器に関するものである。
エンベロープＰＳＫ信号を発生させるためのディジタル
位相変調器に関するものである。
従来、ＰＣＭ−ＰＳＫ信号を用いたディジタル無線通信
が実用化されているが、周波数有効利用の立場から、い
かに伝送スペクトラムの広がりを制限し有効に信号を伝
送するかが、重要な問題として検討されている。そのた
め、特に衛生通信においては、種々の変調方式が検討さ
れている。この観点における一方法として、２相ＰＳＫ
信号を発生させるには、第１図のような通常のリング変
調器による方法がよく知られている。即ち、第１図にお
いて、１はダイオード、２はトランス、３はパルス信号
、４はローパスフィルタ、５は搬送波入力端子、６は２
相ＰＳＫ信号出力端子、Ｔは搬送波信号である。この構
成では、送信信号の信号帯域（伝送スペクトラムの広が
り）を制限するため、ベースバンドパルス信号３よりの
変調パルス信号は、ローパスフィルタ４を通過させて立
上り、立下り特性を鈍らせ、リング変調器のダイオード
１を駆動させている。
が実用化されているが、周波数有効利用の立場から、い
かに伝送スペクトラムの広がりを制限し有効に信号を伝
送するかが、重要な問題として検討されている。そのた
め、特に衛生通信においては、種々の変調方式が検討さ
れている。この観点における一方法として、２相ＰＳＫ
信号を発生させるには、第１図のような通常のリング変
調器による方法がよく知られている。即ち、第１図にお
いて、１はダイオード、２はトランス、３はパルス信号
、４はローパスフィルタ、５は搬送波入力端子、６は２
相ＰＳＫ信号出力端子、Ｔは搬送波信号である。この構
成では、送信信号の信号帯域（伝送スペクトラムの広が
り）を制限するため、ベースバンドパルス信号３よりの
変調パルス信号は、ローパスフィルタ４を通過させて立
上り、立下り特性を鈍らせ、リング変調器のダイオード
１を駆動させている。
これにより、出力端子６より得られる２相ＰＳＫ信号は
、第２図のようになる。即ち、２相ＰＳＫ信号の位相変
換部分の振幅は落ちこみ、振幅変化を伴うが、出力スペ
クトラムの広がりは抑圧される。この種のリング変調器
においては、位相の変換点では、必らず振幅がｏとなり
位相が反転する。この効果は、ローパスフィルタ４でベ
ースバンドパルスの帯域を制限せず、変調された搬送波
領域において帯域フィルタにより帯域制限を行う場合と
等価である。
、第２図のようになる。即ち、２相ＰＳＫ信号の位相変
換部分の振幅は落ちこみ、振幅変化を伴うが、出力スペ
クトラムの広がりは抑圧される。この種のリング変調器
においては、位相の変換点では、必らず振幅がｏとなり
位相が反転する。この効果は、ローパスフィルタ４でベ
ースバンドパルスの帯域を制限せず、変調された搬送波
領域において帯域フィルタにより帯域制限を行う場合と
等価である。
以上の方法により、簡単に送信ＰＳＫ信号のスペクトラ
ムの広がり（信号帯域）は抑圧される。ところで、この
従来の方法による変調方式では、伝送路中に非直線形が
含まれる場合、特に振幅りミッタ特性をもつ伝送系を通
過する場合に不都合が生じる。
ムの広がり（信号帯域）は抑圧される。ところで、この
従来の方法による変調方式では、伝送路中に非直線形が
含まれる場合、特に振幅りミッタ特性をもつ伝送系を通
過する場合に不都合が生じる。
例えば、衛生通信系においては、地上送信機、衛星搭載
機器の電力増幅器等で、その出力電力を。
機器の電力増幅器等で、その出力電力を。
有効に得るため、しばしば飽和した状態で使用される。
従つて、第１図の変調器で得られた帯域制限された信号
（第２図）は振幅飽和特性をもつ増幅系を通過すると、
振幅特性は圧縮され、第３図の如き波形となる。
従つて、第１図の変調器で得られた帯域制限された信号
（第２図）は振幅飽和特性をもつ増幅系を通過すると、
振幅特性は圧縮され、第３図の如き波形となる。
即ち振幅変化部分は少なくなるが、位相変換点では、位
相と共に振幅特性が急峻に変化し、信号帯域（信号スペ
クトラム）は、広帯域に広がる結果となる。従つて、信
号帯域特性の制限されたシステムにおいて、振幅飽和特
性をもつ系を通るような場合には、第１図に示した従来
の位相変調方式は、好ましくないことになる。本発明は
、このような問題点を解決するもので、変調信号の位相
変換点で、振幅を０にすることなく、位相をπだけ変化
させるもので、振幅飽和特性をもつ系を通しても、スペ
クトラムの広がらない変調信号を送出する構成簡単で高
速性にも富んだ位相変調器を提供するものである。以下
、本発明について実施例とともに説明する。本発明の第
１の実施例を第４図に示す。
相と共に振幅特性が急峻に変化し、信号帯域（信号スペ
クトラム）は、広帯域に広がる結果となる。従つて、信
号帯域特性の制限されたシステムにおいて、振幅飽和特
性をもつ系を通るような場合には、第１図に示した従来
の位相変調方式は、好ましくないことになる。本発明は
、このような問題点を解決するもので、変調信号の位相
変換点で、振幅を０にすることなく、位相をπだけ変化
させるもので、振幅飽和特性をもつ系を通しても、スペ
クトラムの広がらない変調信号を送出する構成簡単で高
速性にも富んだ位相変調器を提供するものである。以下
、本発明について実施例とともに説明する。本発明の第
１の実施例を第４図に示す。
第４図において、１〜７は第１図の同記号のものと全く
同様のもので、Ｉはリング変調器であり、又はスイツチ
ング回路で、その８はダイオード、９はバイアス電圧、
１３は搬送波信号の入力端子、１４は出力端子である。
１０は搬送波信号７を図示のようにπ／２の位相だけず
らせて２分する９０よハイブリツド（分配器）、１１は
同相で２波を合成する合成器で、リング変調器１とスイ
ツチング回路は並列に接続されている。
同様のもので、Ｉはリング変調器であり、又はスイツチ
ング回路で、その８はダイオード、９はバイアス電圧、
１３は搬送波信号の入力端子、１４は出力端子である。
１０は搬送波信号７を図示のようにπ／２の位相だけず
らせて２分する９０よハイブリツド（分配器）、１１は
同相で２波を合成する合成器で、リング変調器１とスイ
ツチング回路は並列に接続されている。
本発明において、このスイツチング回路は非常に重要な
役割を担い、特徴ある動作を行わせる。この構成におい
て、搬送波信号７は、９０要ハイブリツド１０で２分さ
れ、一部はリング変調器Ｉへ、他はスイツチング回路に
導かれる。
役割を担い、特徴ある動作を行わせる。この構成におい
て、搬送波信号７は、９０要ハイブリツド１０で２分さ
れ、一部はリング変調器Ｉへ、他はスイツチング回路に
導かれる。
このとき、Ｉ，に至る搬送波信号の位相は９００（π／
２）だけ異なる。この状態において、ベースバンドパル
ス信号３は、ローパスフイルタ４を通り、リング変調器
１に加えられると同時に、そのままの波形でスイツチン
グ回路のダイオード８にも与えられる。（矢印４参照）
ローパスフイルタ４の特性は、所要伝送信号スペクトラ
ム特性より決定される。又スイツチング回路のダイオー
ド８は、使用されるベースバンドパルス信号３の高速性
に適したものを用いる。リング変調器１の出力（矢印８
参照）とスイツチング回路の出力（矢印０参照）は、同
相の合成器１１で加えられ変調器出力端子１２より送出
される。ここで、本発明による位相変調器の原理を説明
する。
２）だけ異なる。この状態において、ベースバンドパル
ス信号３は、ローパスフイルタ４を通り、リング変調器
１に加えられると同時に、そのままの波形でスイツチン
グ回路のダイオード８にも与えられる。（矢印４参照）
ローパスフイルタ４の特性は、所要伝送信号スペクトラ
ム特性より決定される。又スイツチング回路のダイオー
ド８は、使用されるベースバンドパルス信号３の高速性
に適したものを用いる。リング変調器１の出力（矢印８
参照）とスイツチング回路の出力（矢印０参照）は、同
相の合成器１１で加えられ変調器出力端子１２より送出
される。ここで、本発明による位相変調器の原理を説明
する。
まず、第４図のローパスフイルタ４の出力におけるベー
スバンドパルス信号４を第５図ａに示す。このパルスで
駆動されたリング変調器１の出力信号８は、先の説明の
如く第５図ｂのようになる。ここでは、ベースバンドパ
ルス信号の正極性をＯ相、負極性をπ相としている。同
図ｂ／はリング変調器１の出力ｂをベクトル表示したも
のである。一方、スイツチング回路においては、極性を
逆にした２ケのダイオードが搬送波信号の伝送路上にお
いて、並列に接続されている。
スバンドパルス信号４を第５図ａに示す。このパルスで
駆動されたリング変調器１の出力信号８は、先の説明の
如く第５図ｂのようになる。ここでは、ベースバンドパ
ルス信号の正極性をＯ相、負極性をπ相としている。同
図ｂ／はリング変調器１の出力ｂをベクトル表示したも
のである。一方、スイツチング回路においては、極性を
逆にした２ケのダイオードが搬送波信号の伝送路上にお
いて、並列に接続されている。
詳細な回路構成は省略しているが、ダイオード８には搬
送波信号、ベースバンドパルス信号及び直流バイアスが
それぞれ独立に印加されるものとする。各ダイオード８
にはバイアス電圧９によりそれぞれ逆バイアスカ功眺ら
れ、ダイオード８の非導通点Ｃカツトオフ）が設定され
ている。ベースバンドパルス信号８によつて逆バイアス
電圧とダイオード８のカツトオフ電圧を乗り越える入力
があつた場合、該スイツチング回路は導通となり、ベー
スバンドパルス信号４の入力が小さい場合はオフとなる
ものである。この２ケのダイオード８に第５図ａのパル
ス信号５が与えられると、パルスの正負両電圧の振幅が
大なる部分において、ダイオード８のいづれか一方のダ
イオードはパルス電圧によつて正方向にバイアスされ、
そのダイオードは低インピーダンス（低抵抗）を呈する
。即ち並列に接続されたダイオード８は搬送波信号に対
して低インピーダンスを呈する。その結果ダイオード８
は短絡され搬送波信号は出力側に現われない。この動作
は、タイオート８に与える直流ノｑアス電圧９とパルス
信号４の振幅値の調整により最適に選ばれる。ベースベ
ンド勺レス信号６の極性変換点においては、パルス電圧
は小さいため、タイオート８はバイアス電圧９の動作点
できまり、前述のように並列接続されたタイオート８は
、ある高抵抗値を示すから、この変換点付近においての
み搬送波信号はスイツチング回路の出力に生じる。即ち
、スイツチング回路の出力端子１４における出力信号Ｏ
の波形は第５図ｃのようになる。又そのベクトルは同図
ｃ／のようになる。即ち、駆動パルスの極性変換点のみ
において搬送波が送出され、その位相は入力端の９０い
ハイブリツトの位相差π／２だけリング変調器側出力と
異なる。この場合、スイツチング回路の搬送波信号を送
出する時間間隔は、バイアス電圧９によつて調整される
。出力合成器１１では、第５図Ｂ，ｃの２波が加えられ
る。ここで合成される２波の振幅を等しく、又これらの
位相差を丁度π／２だけ異なるよう合成すれば（振幅調
整部、位相微調整部は省略）、その合成波は第５図ｄの
ようになる。このように本発明による位相変調器では、
リング変調器と並列接続された簡単なスイツチング回路
に同一ベースバンドパルス信号を与えることにより、０
からπ（又はπからＯ）に位相が変化する際、必らずπ
／２位相の信号を発生させ、この状態を経て位相がゆる
やかに切り換わるよう工夫されている。
送波信号、ベースバンドパルス信号及び直流バイアスが
それぞれ独立に印加されるものとする。各ダイオード８
にはバイアス電圧９によりそれぞれ逆バイアスカ功眺ら
れ、ダイオード８の非導通点Ｃカツトオフ）が設定され
ている。ベースバンドパルス信号８によつて逆バイアス
電圧とダイオード８のカツトオフ電圧を乗り越える入力
があつた場合、該スイツチング回路は導通となり、ベー
スバンドパルス信号４の入力が小さい場合はオフとなる
ものである。この２ケのダイオード８に第５図ａのパル
ス信号５が与えられると、パルスの正負両電圧の振幅が
大なる部分において、ダイオード８のいづれか一方のダ
イオードはパルス電圧によつて正方向にバイアスされ、
そのダイオードは低インピーダンス（低抵抗）を呈する
。即ち並列に接続されたダイオード８は搬送波信号に対
して低インピーダンスを呈する。その結果ダイオード８
は短絡され搬送波信号は出力側に現われない。この動作
は、タイオート８に与える直流ノｑアス電圧９とパルス
信号４の振幅値の調整により最適に選ばれる。ベースベ
ンド勺レス信号６の極性変換点においては、パルス電圧
は小さいため、タイオート８はバイアス電圧９の動作点
できまり、前述のように並列接続されたタイオート８は
、ある高抵抗値を示すから、この変換点付近においての
み搬送波信号はスイツチング回路の出力に生じる。即ち
、スイツチング回路の出力端子１４における出力信号Ｏ
の波形は第５図ｃのようになる。又そのベクトルは同図
ｃ／のようになる。即ち、駆動パルスの極性変換点のみ
において搬送波が送出され、その位相は入力端の９０い
ハイブリツトの位相差π／２だけリング変調器側出力と
異なる。この場合、スイツチング回路の搬送波信号を送
出する時間間隔は、バイアス電圧９によつて調整される
。出力合成器１１では、第５図Ｂ，ｃの２波が加えられ
る。ここで合成される２波の振幅を等しく、又これらの
位相差を丁度π／２だけ異なるよう合成すれば（振幅調
整部、位相微調整部は省略）、その合成波は第５図ｄの
ようになる。このように本発明による位相変調器では、
リング変調器と並列接続された簡単なスイツチング回路
に同一ベースバンドパルス信号を与えることにより、０
からπ（又はπからＯ）に位相が変化する際、必らずπ
／２位相の信号を発生させ、この状態を経て位相がゆる
やかに切り換わるよう工夫されている。
従つて、従来のように位相変換点で振幅がＯとなるよう
な変化はせず、振幅特性はほぼ一定となるように出来る
。これにより、ＰＳＫ信号の伝送路に振幅制限系が含ま
れても、信号帯域（信号スペクトラム）が広がるような
ことはない。なお、変調波に完全な振幅平坦特性が必要
ならば、本変調器の出力信号を振幅リミツタ回路を通せ
ばよい。第６図は本発明の位相変調器の第２の実施例を
、第７図〜第９図は本発明で適用するスイツチング回路
の他の構成例を示したものである。
な変化はせず、振幅特性はほぼ一定となるように出来る
。これにより、ＰＳＫ信号の伝送路に振幅制限系が含ま
れても、信号帯域（信号スペクトラム）が広がるような
ことはない。なお、変調波に完全な振幅平坦特性が必要
ならば、本変調器の出力信号を振幅リミツタ回路を通せ
ばよい。第６図は本発明の位相変調器の第２の実施例を
、第７図〜第９図は本発明で適用するスイツチング回路
の他の構成例を示したものである。
第６図で示した実施例は、スイツチング回路に２ケのダ
イオード８を搬送波信号伝送路に直列に挿入してある。
この場合、ダイオード８はそれぞれバイアス電圧９によ
り順方向（正方向）にバイアスされ、ベースバンドパル
ス電圧の大きさとの関連において特有の動作を行わせる
。パルス電圧が印加されない（パルス電圧の極性変換点
にも対応する）とき、ダイオード８は順方向にバイアス
される為該ダイオード８は低インピーダンス（低抵抗）
を示す。これは搬送波信号伝送路に直列に挿入された負
荷が短絡の状態に近い為、入力端子１３より入る搬送波
信号は出力端子１４より送出される。両電圧の振幅が大
なる領域において、順方向バイアス電圧より正負両電圧
が十分大きいと、ダイオード８のいづれか一方はパルス
電圧により逆方向にバイアスされる。ダイオード８は高
インピーダンスとなつて開放状態を示し、搬送波信号は
出力側に現われない。ベースバンドパルスの変換点にお
いては先の説明のように、ダイオード８はある低抵抗値
を示し、搬送波信号は通過する。この場合もリング変調
回路１とスイツチング回路の出力は、π／２ずらせて合
成する。動作原理は第４図と同様であり、説明の詳細は
省く。第７図は、９０説ハイブリツドを用いた反射形の
スイツチング回路である。
イオード８を搬送波信号伝送路に直列に挿入してある。
この場合、ダイオード８はそれぞれバイアス電圧９によ
り順方向（正方向）にバイアスされ、ベースバンドパル
ス電圧の大きさとの関連において特有の動作を行わせる
。パルス電圧が印加されない（パルス電圧の極性変換点
にも対応する）とき、ダイオード８は順方向にバイアス
される為該ダイオード８は低インピーダンス（低抵抗）
を示す。これは搬送波信号伝送路に直列に挿入された負
荷が短絡の状態に近い為、入力端子１３より入る搬送波
信号は出力端子１４より送出される。両電圧の振幅が大
なる領域において、順方向バイアス電圧より正負両電圧
が十分大きいと、ダイオード８のいづれか一方はパルス
電圧により逆方向にバイアスされる。ダイオード８は高
インピーダンスとなつて開放状態を示し、搬送波信号は
出力側に現われない。ベースバンドパルスの変換点にお
いては先の説明のように、ダイオード８はある低抵抗値
を示し、搬送波信号は通過する。この場合もリング変調
回路１とスイツチング回路の出力は、π／２ずらせて合
成する。動作原理は第４図と同様であり、説明の詳細は
省く。第７図は、９０説ハイブリツドを用いた反射形の
スイツチング回路である。
この図において、１３／は、搬送波信号の入力端子、１
４はスイツチング回路の出力端子、１５は９０、ハイブ
リツド、１６は終端抵抗、１７は、スイツチング用ダイ
オードが接続され、かつベースバンドパルスの印加され
るハイブリツドの一端子、１８はハィブリツドの他の一
端子、８はスイツチング用ダイオードである。第７図ａ
においては、端子１３′より入力される搬送波信号は、
２分され、１部は端子１７へ、他は端子１８に至る。端
子１８への出力波は、抵抗終端されるか、他の用途に利
用され、スイツチング動作には直接関係しない。端子１
７に生じた搬送波信号は、ダイオード８、抵抗１６、よ
りなる負荷特性で反射され、その反射波はスイツチング
回路出力端子１４に現われるとともに、一部は端子１３
！に返される。ここで、端子１７にはベースバンドパル
ス４が印加されるが、当パルスの正負両電圧においては
、ダイオード８は短絡され端子１７は抵抗１６が負荷と
なる。抵抗１６に無反射終端抵抗が用いられれば、端子
１３′より端子１７に現われた搬送波は、総て抵抗１６
に吸収される。即ち端子１７における搬送波信号は反射
されず端子１４には、出力波が得られない。しかし、ベ
ースバンドパルス４の極性変換点では、゛ダイオード８
、抵抗１６よりなる負荷抵抗は不整合の状態となり、端
子１７の点で反射波が生じ、端子１４には搬送波信号が
現われる。即ち、パルスの変換点付近のみ搬送波出力の
得られるスイツチング回路が実現される。そして、この
スイツチング時間、得られる搬送波出力の大きさは、図
には省略されているが、ダイオード８のバイアスを変え
ることにより調整される。第７図ｂは、スイツチング用
ダイオードが２ケ直列に、抵抗１６と並列に接続された
もので、その動作原理は、第７図ａと全く同じである。
第８図、第９図のスイツチング回路は、より特性の改善
されたバランス形のスイツチング回路である。
４はスイツチング回路の出力端子、１５は９０、ハイブ
リツド、１６は終端抵抗、１７は、スイツチング用ダイ
オードが接続され、かつベースバンドパルスの印加され
るハイブリツドの一端子、１８はハィブリツドの他の一
端子、８はスイツチング用ダイオードである。第７図ａ
においては、端子１３′より入力される搬送波信号は、
２分され、１部は端子１７へ、他は端子１８に至る。端
子１８への出力波は、抵抗終端されるか、他の用途に利
用され、スイツチング動作には直接関係しない。端子１
７に生じた搬送波信号は、ダイオード８、抵抗１６、よ
りなる負荷特性で反射され、その反射波はスイツチング
回路出力端子１４に現われるとともに、一部は端子１３
！に返される。ここで、端子１７にはベースバンドパル
ス４が印加されるが、当パルスの正負両電圧においては
、ダイオード８は短絡され端子１７は抵抗１６が負荷と
なる。抵抗１６に無反射終端抵抗が用いられれば、端子
１３′より端子１７に現われた搬送波は、総て抵抗１６
に吸収される。即ち端子１７における搬送波信号は反射
されず端子１４には、出力波が得られない。しかし、ベ
ースバンドパルス４の極性変換点では、゛ダイオード８
、抵抗１６よりなる負荷抵抗は不整合の状態となり、端
子１７の点で反射波が生じ、端子１４には搬送波信号が
現われる。即ち、パルスの変換点付近のみ搬送波出力の
得られるスイツチング回路が実現される。そして、この
スイツチング時間、得られる搬送波出力の大きさは、図
には省略されているが、ダイオード８のバイアスを変え
ることにより調整される。第７図ｂは、スイツチング用
ダイオードが２ケ直列に、抵抗１６と並列に接続された
もので、その動作原理は、第７図ａと全く同じである。
第８図、第９図のスイツチング回路は、より特性の改善
されたバランス形のスイツチング回路である。
これらはいずれも、先に示した実施例である第４図、第
６図の位相変調器に用いた通過形のスイツチング回路、
及び第７図の反射形のスイツチング回路の０ｎ，０ｆｆ
比（出力端に生じる出力波の最大値と最小値の比）を改
善するよう構成されている。第４図で示されたスイツチ
ング回路…は、搬送波信号の伝送路である端子１３，１
４間に対し並列に２ケのスイツチングダイオード８が接
続されている。
６図の位相変調器に用いた通過形のスイツチング回路、
及び第７図の反射形のスイツチング回路の０ｎ，０ｆｆ
比（出力端に生じる出力波の最大値と最小値の比）を改
善するよう構成されている。第４図で示されたスイツチ
ング回路…は、搬送波信号の伝送路である端子１３，１
４間に対し並列に２ケのスイツチングダイオード８が接
続されている。
そして、ベースバンドパルス４がダイオードに加えられ
、パルスの正負両電圧の大きな部分にて、ダイオードは
短絡状態となり、搬送波信号は出力端子１４に現われず
、パルスの極性変換点においてのみダイオードはある抵
抗値を示し、端子１４に出力が得られる構成であるが、
実際には、駆動パルスの大きさ、スイツチング用ダイオ
ードの特性、その動作点に依存するが、スイツチング回
路が０ｆｆの状態、即ちダイオード８が短絡状態におい
て、若干の搬送波信号はリークし、端子１４に現われる
。これは変調器にとつて不要成分として作用し、０−π
変調波の位相誤差を発生させる結果となる。スイツチン
グ回路…としては、０ｎ，０ｆｆ比の大なるものほど望
ましい。そこで、第８図に示した構成のスイツチング回
路を用いる。即ち、第４図のスイツチング回路と置換し
て、その端子１３，１４間にこの回路を接続する。なお
、第８図において９″は固定バイアス電圧を示し、１５
は９０いハイブリツドを示し、８，１３，１４および４
は第４図と同様である。従つて、ベースバンドパルス４
の振幅最大点に相当する固定バイアス９′が加えられた
一系統のスイツチング回路では、先の不要成分に相当す
る搬送波信号がリークし、出力側に現われる。このとき
、ベースバンドパルス６を印加するスイツチ回路と固定
バイアス９／によるスイツチ回路の不要リーク出力成分
を互いに逆相でかつ等振幅に加え合せれば、出力側では
打消し合い、リーク成分は小さくなる。即ち、スイツチ
ング回路全体として、０ｎ，０ｆｆ比が大きくなる。第
９図は、第７図のスイツチング回路を２系統並列に互い
に逆相で加え合わせることにより、０ｎ，０ｆｆ比を改
善したものである。
、パルスの正負両電圧の大きな部分にて、ダイオードは
短絡状態となり、搬送波信号は出力端子１４に現われず
、パルスの極性変換点においてのみダイオードはある抵
抗値を示し、端子１４に出力が得られる構成であるが、
実際には、駆動パルスの大きさ、スイツチング用ダイオ
ードの特性、その動作点に依存するが、スイツチング回
路が０ｆｆの状態、即ちダイオード８が短絡状態におい
て、若干の搬送波信号はリークし、端子１４に現われる
。これは変調器にとつて不要成分として作用し、０−π
変調波の位相誤差を発生させる結果となる。スイツチン
グ回路…としては、０ｎ，０ｆｆ比の大なるものほど望
ましい。そこで、第８図に示した構成のスイツチング回
路を用いる。即ち、第４図のスイツチング回路と置換し
て、その端子１３，１４間にこの回路を接続する。なお
、第８図において９″は固定バイアス電圧を示し、１５
は９０いハイブリツドを示し、８，１３，１４および４
は第４図と同様である。従つて、ベースバンドパルス４
の振幅最大点に相当する固定バイアス９′が加えられた
一系統のスイツチング回路では、先の不要成分に相当す
る搬送波信号がリークし、出力側に現われる。このとき
、ベースバンドパルス６を印加するスイツチ回路と固定
バイアス９／によるスイツチ回路の不要リーク出力成分
を互いに逆相でかつ等振幅に加え合せれば、出力側では
打消し合い、リーク成分は小さくなる。即ち、スイツチ
ング回路全体として、０ｎ，０ｆｆ比が大きくなる。第
９図は、第７図のスイツチング回路を２系統並列に互い
に逆相で加え合わせることにより、０ｎ，０ｆｆ比を改
善したものである。
本発明は、位相変換点で振幅がＯとならないＰＳＫ位相
変調器を提供するもので、周波数帯域（伝送スペクトル
）の制限されかつ振幅リミツタ特性を含む伝送系等に利
用された場合極めて有効な変調特性をもつ変調器を得る
ことができる。
変調器を提供するもので、周波数帯域（伝送スペクトル
）の制限されかつ振幅リミツタ特性を含む伝送系等に利
用された場合極めて有効な変調特性をもつ変調器を得る
ことができる。
第１図は従来の位相変調器の構成を示す回路図、第２，
３図は第１図の位相変調器の特性の説明図、第４図は本
発明の一実施例の回路図、第５図は第４図で示した実施
例の動作説明図、第６図は本発明の他の実施例の回路図
、第７，８，９図は、本発明におけるスイツチング回路
の適用例を示す。 １・・・・・・ダイオード、２・・・・・・トランス、
３・・・・・・パルス信号、４・・・・・・ローパスフ
イルタ、５・・・・・・搬送波信号入力端子、６，１２
・・・・・・ＰＳＫ信号出力端子、７・・・・・・搬送
波信号、８・・・・・・スイツチング用ダイオード、９
・・・・・・バイアス電圧、１０，１５・・・・・・９
０ーハイブリツド、１１・・・・・・合成器、１３，１
３′・・・・・・スイツチング回路入力端子、１４・・
・・・・スイツチング回路出力端子、１６・・・・・・
終端抵抗、１７・・・・・・ハイブリツド一端子。
３図は第１図の位相変調器の特性の説明図、第４図は本
発明の一実施例の回路図、第５図は第４図で示した実施
例の動作説明図、第６図は本発明の他の実施例の回路図
、第７，８，９図は、本発明におけるスイツチング回路
の適用例を示す。 １・・・・・・ダイオード、２・・・・・・トランス、
３・・・・・・パルス信号、４・・・・・・ローパスフ
イルタ、５・・・・・・搬送波信号入力端子、６，１２
・・・・・・ＰＳＫ信号出力端子、７・・・・・・搬送
波信号、８・・・・・・スイツチング用ダイオード、９
・・・・・・バイアス電圧、１０，１５・・・・・・９
０ーハイブリツド、１１・・・・・・合成器、１３，１
３′・・・・・・スイツチング回路入力端子、１４・・
・・・・スイツチング回路出力端子、１６・・・・・・
終端抵抗、１７・・・・・・ハイブリツド一端子。
Claims (1)
- １ 搬送波信号を０、π位相変調するリング変調器と、
搬送波信号を入力とし任意時間だけ送出する非直線素子
よりなるスイッチング回路と、搬送波信号を２分し前記
リング変調器と前記スイッチング回路に供給する分岐回
路と、リング変調器出力とスイッチング回路の出力を合
成する合成回路とを備え、ベースバンドパルス信号によ
り前記リング変調器を駆動し０、π位相変調波を発生さ
せるとともに、同一のベースバンドパルス信号を前記ス
イッチング回路の非直線素子に直接印加することにより
前記ベースバンドパルス信号の振幅変換部分において前
記スイッチング回路より搬送波信号を送出せしめ、且つ
前記リング変調器の０、π位相変調信号と前記スイッチ
ング回路の出力の搬送波信号との位相をπ／２だけずら
せて合成し、送出する構成としたことを特徴とする位相
変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53129979A JPS5923661B2 (ja) | 1978-10-24 | 1978-10-24 | 位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53129979A JPS5923661B2 (ja) | 1978-10-24 | 1978-10-24 | 位相変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5556750A JPS5556750A (en) | 1980-04-25 |
| JPS5923661B2 true JPS5923661B2 (ja) | 1984-06-04 |
Family
ID=15023154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53129979A Expired JPS5923661B2 (ja) | 1978-10-24 | 1978-10-24 | 位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5923661B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW455867B (en) | 1998-09-09 | 2001-09-21 | Mitsubishi Chem Corp | Optical information recording medium and optical recording method |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3973201A (en) * | 1974-08-16 | 1976-08-03 | Ncr Corporation | PSK modulator with reduced spectrum occupancy |
-
1978
- 1978-10-24 JP JP53129979A patent/JPS5923661B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3973201A (en) * | 1974-08-16 | 1976-08-03 | Ncr Corporation | PSK modulator with reduced spectrum occupancy |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5556750A (en) | 1980-04-25 |
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