JPS59195284A - Pitch adjustor - Google Patents
Pitch adjustorInfo
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- JPS59195284A JPS59195284A JP58069469A JP6946983A JPS59195284A JP S59195284 A JPS59195284 A JP S59195284A JP 58069469 A JP58069469 A JP 58069469A JP 6946983 A JP6946983 A JP 6946983A JP S59195284 A JPS59195284 A JP S59195284A
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- signal
- sample
- pitch
- output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はピッチ調整装置に関するものである。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a pitch adjustment device.
音声や楽音等の波形をサンプリングしくサンプリング周
期をTsとする)、AD変換して得られたディジタル信
号(時間に関して離散的なサンプル値列)を再生する際
にピッチ(音の高さ)を変えて出力したい場合がある。When sampling the waveform of a voice or musical tone, the sampling period is Ts), and changing the pitch (the height of the sound) when playing back the digital signal obtained by AD conversion (a sequence of sample values that are discrete with respect to time). There may be cases where you want to output the
最も簡単な方法はサンプリング時とは異なるサンプリン
グ周期(T8〃とする)ごとにDA変換するのであるが
、システムのサンプリング周期を固定しておきたい場合
には不適尚である。このような場合にはディジタル信号
処理によってピッチを調整する必要がある。The simplest method is to perform DA conversion at every sampling period (referred to as T8) different from the sampling time, but this is not suitable when the sampling period of the system is to be fixed. In such a case, it is necessary to adjust the pitch by digital signal processing.
それには、あたかも別のサンプリング周期(TS′とす
る)ごとにサンプリングされたようなディジタル信号を
生成し、これをTsなるサンプリング周期ごとに出力す
ればよい。To do this, it is sufficient to generate a digital signal as if it were sampled at each different sampling period (referred to as TS') and output this at each sampling period Ts.
従来このような信号を求める手段として直線補間を利用
したものがある。即ち時間に関して離散的なサンプル値
間が直線的に変化しているような時間的に連続な信号を
仮定して、これをTS′なる周期でサンプリングしたよ
うなサンプル値を生成するものである。この従来例では
演算量が少なく、ピッチの変化幅をほぼ連続的に選べる
という長所があるが、誤差が大きく、原波形のスペクト
ル包絡の形状によっては、ピッチの変化幅が数パーセン
ト以内であっても音質がかなり劣化するという欠点があ
った。Conventionally, there is a method using linear interpolation as a means for obtaining such a signal. That is, assuming a temporally continuous signal in which discrete sample values vary linearly with respect to time, sample values are generated by sampling this signal at a period TS'. This conventional example has the advantage that the amount of calculation is small and the pitch change width can be selected almost continuously, but the error is large and depending on the shape of the spectral envelope of the original waveform, the pitch change width may be within a few percent. However, the drawback was that the sound quality deteriorated considerably.
他の従来例の一つに、直線ではなく、次式で与えられる
関数によって補間するものも知られている。Another known conventional example is one in which interpolation is performed not by a straight line but by a function given by the following equation.
ここにTsは前記のサンプリング周期である。この従来
例では補間すべき原波形のサンプル値(x (nTs
)とX((n+1)Ts)とする)の間の1サンプル(
y(kTs’)とする)を次式によって求めている。Here, Ts is the aforementioned sampling period. In this conventional example, the sample value of the original waveform to be interpolated (x (nTs
) and X (denoted as (n+1)Ts)).
y(kTs')) is determined by the following equation.
(2)
この従来例では誤差を少なくするためにはy(kTs’
) を1サンプル求めるために、原波形の多くのサン
プル値を用いなければならず多くの演算を必要とすると
いう欠点があった。又、ピッチの変化幅を連続的にする
ためには、h(t)の値をそのつと計算しなければなら
ないために更に多くの演算を必要とするという欠点もあ
った。(2) In this conventional example, in order to reduce the error, y(kTs'
) in order to obtain one sample, many sample values of the original waveform must be used, and many calculations are required. Furthermore, in order to make the range of pitch change continuous, the value of h(t) must be calculated for each value, which requires more calculations.
第3の従来例として、ティジタルフィルタを用いるもの
がある。これは原波形のサンプル値間に値カセロである
サンプル値をM−1サンフルスつ補間しくその結果、サ
ンブリンク周期はTs/Mになる)、このサンプル値列
をディジタルローパスフィルタに入力してその出力をL
サンプルごとにとり出すものである。その結果、サンブ
リンク周期はTs X L/Mになる。この従来例では
急峻な遮@特性を布引るフィルタを用いれば音質劣化は
防げるが、ピッチの変化幅を数パーセント以内にするた
めにはり、Mを数10〜100程度にしなけれはならす
、多くの演算を必要とするという欠点があった0
本発明の目的は、比較的少ない演算量で実現でき、誤差
の影響lこよる音質劣化が少なく、かつピッチの変化幅
をほぼ連続的tこ選べるピッチ調整装置を提供すること
にある。A third conventional example uses a digital filter. This interpolates M-1 sample values, which are value casseros, between the sample values of the original waveform (as a result, the sample value sequence becomes Ts/M), inputs this sample value sequence to a digital low-pass filter, and then output to L
It is taken out for each sample. As a result, the sunblink period becomes Ts X L/M. In this conventional example, sound quality deterioration can be prevented by using a filter with a steep cutoff characteristic, but in order to keep the pitch change width within a few percent, M must be set to about several tens to 100. The object of the present invention is to create a pitch that can be realized with a relatively small amount of calculation, has little deterioration of sound quality due to the influence of errors, and allows the pitch change width to be selected almost continuously. The object of the present invention is to provide a regulating device.
本発明は波形のサンプル値間を補間することによってピ
ッチを変化させる型のピッチ調整装置台において、原波
形のサンプル値間に値がセロであるサンプル値を補間し
てサンブリンク周期を短くする手段と、その出力のサン
プル値列をフィルタリングするディジタルローパスフィ
ルタと、そのローパスフィルタの出力のサンプル値間の
うち、調整後のサンプル値の前後のサンプル値間を直線
補間して出力する手段とから構成される。The present invention relates to a pitch adjustment device of the type that changes the pitch by interpolating between sample values of a waveform, and a means for shortening the sunblink period by interpolating a sample value whose value is zero between sample values of an original waveform. , a digital low-pass filter that filters the output sample value sequence, and a means for linearly interpolating and outputting the sample values before and after the adjusted sample value among the sample values output from the low-pass filter. be done.
本発明によれば、演算量は少なく、かつピッチの変化幅
をほぼ連続的に選べると同時に、誤差による音質劣化を
低減できるという効果がある。According to the present invention, the amount of calculation is small, the range of change in pitch can be selected almost continuously, and at the same time, it is possible to reduce deterioration of sound quality due to errors.
次に、図面を用いて本発明の一実施例を説明する。Next, one embodiment of the present invention will be described using the drawings.
第1図は本発明の一実施例を示すブoyり図であり、第
2図は入出力、および処理途中の信号の一例の図である
。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing an example of input/output and signals during processing.
まず、入力端子107から入力された原波形のサンプル
値である入力信号は入力バッファ101に蓄えられる。First, an input signal, which is a sample value of an original waveform input from the input terminal 107, is stored in the input buffer 101.
サンプリング周期がTsである入力信号の例を第2図(
a)に示す。制御回路106から制御信号伝送路A11
4を介して送られる制御信号に従って、前記入力信号は
前記入力バッファ101からゼロ補間器102に入力信
号伝送路110を介して逐次転送される。An example of an input signal with a sampling period of Ts is shown in Figure 2 (
Shown in a). Control signal transmission line A11 from control circuit 106
The input signal is sequentially transferred from the input buffer 101 to the zero interpolator 102 via the input signal transmission line 110 according to a control signal sent via the input signal transmission line 110 .
前記ゼロ補間器102では前記制御回路106から制御
信号伝送路B115を介して送られる制御信号に従って
、前記入力バッファ101から送られた入力信号のサン
プル値間に値がゼロであるサンプル値がM−1サンプル
挿入され、その結果サンプリング周期が17M倍になっ
た信号が上口補間信号伝送路111を通ってディジタル
ローパスフィルタ103に送られる。第2図(b)に第
2図(a)に例示した入力信号に値がゼロのサンプルが
挿入された信号の例を示す。この例はM二2の場合であ
るが、一般にはMの値が大きいほど誤差の影響は低減さ
れる。In the zero interpolator 102, according to the control signal sent from the control circuit 106 via the control signal transmission line B115, sample values having a value of zero between the sample values of the input signal sent from the input buffer 101 are M- One sample is inserted, and as a result, a signal whose sampling period is multiplied by 17M is sent to the digital low-pass filter 103 through the upper interpolation signal transmission path 111. FIG. 2(b) shows an example of a signal in which a sample with a value of zero is inserted into the input signal illustrated in FIG. 2(a). This example is for M22, but in general, the larger the value of M, the more the influence of error is reduced.
ディジタルローパスフィルタ103は前記制御回路10
6から制御信号伝送路C116を介して送られる制御信
号に従って、前記セロ補間器102から送られる信号を
フィルタリンクし、その結果の信号をフィルタ出力伝送
路112を介して直M?袖間器104に送る。第2図(
C)にディジクルローパスフィルタの出力信号の例を、
示す。 ′
i白綜補間器104は前記制御回路106から制御信号
伝送路D 117を介して送られる副側1信号に従って
、Ts′なる周期ごとのサンプル値を、前記ディジクル
ローパスフィルタ103から送られた信号のサンプル間
を直線補間して求め、結果の信号を直線補間信号伝送路
113を介して出カバ、ファ105に送る。この直線補
間器104に前記制御回路106から送られる制御信号
は、前記ディジクルローパスフィルタ103の出力信号
を受は取ることを指示する情報と直線補間を行なう時刻
を指示する情報とからなる。後者の情報は前記制御回路
106が、調整率入力端子109から入力された調整率
αと系のサンプリング周期TsとからT5′−α・T5
としてTs′を算出して生成する。直線補間のよう
すを第2図(C)に、結果の信号を第2図(d)に示す
。The digital low-pass filter 103 is connected to the control circuit 10.
6 via the control signal transmission line C116, the signal sent from the cello interpolator 102 is filter-linked, and the resulting signal is passed through the filter output transmission line 112 to the direct M? It is sent to the cuff 104. Figure 2 (
C) shows an example of the output signal of the digital low-pass filter,
show. 'i White helix interpolator 104 outputs sample values for each period Ts' sent from the digital low-pass filter 103 in accordance with the sub-side 1 signal sent from the control circuit 106 via the control signal transmission line D 117. The signal is obtained by linear interpolation between the samples of the signal, and the resulting signal is sent to the output cover 105 via the linear interpolation signal transmission line 113. The control signal sent from the control circuit 106 to the linear interpolator 104 consists of information instructing it to receive or receive the output signal of the digital low-pass filter 103, and information instructing the time at which linear interpolation is to be performed. The latter information is obtained by the control circuit 106 from the adjustment rate α input from the adjustment rate input terminal 109 and the sampling period Ts of the system.
Ts' is calculated and generated as follows. The state of linear interpolation is shown in FIG. 2(C), and the resulting signal is shown in FIG. 2(d).
出力バッファ105は前記直線補間器104から速られ
る信号を蓄え、前記制御回路106から制御信号伝送路
E118を介して送られる制御信号に従って前記信号を
サンプリング周期′rSごとに出力端子108に出力す
る。出力端子から出力される信号を第2図(e)に示す
。The output buffer 105 stores the signal accelerated from the linear interpolator 104, and outputs the signal to the output terminal 108 at every sampling period 'rS in accordance with a control signal sent from the control circuit 106 via the control signal transmission line E118. The signal output from the output terminal is shown in FIG. 2(e).
なお、@線補間を行なう七ころは実施例ではサンプリン
グ周期1゛S′に対応するところのみについて補間して
いるか全てについて直線補間しても良し)。しかし、こ
の場合はその分の処理斌は増加することになる。Note that in the embodiment, linear interpolation is performed for only the portion corresponding to the sampling period 1'S', or linear interpolation may be performed for all portions). However, in this case, the processing time will increase accordingly.
号の一例を示す図である。
図において、
101は入カパッファ、102はゼロ補間器、103ハ
テイジクルローパスフイルタ、104は直線補間器、1
05は出力バッファ、106は制御回路、107は入力
端子、108は出力端子、109は調整率入力端子、を
それぞれ示す。It is a figure showing an example of a number. In the figure, 101 is an input buffer, 102 is a zero interpolator, 103 is a vertical low-pass filter, 104 is a linear interpolator, 1
05 is an output buffer, 106 is a control circuit, 107 is an input terminal, 108 is an output terminal, and 109 is an adjustment rate input terminal.
Claims (1)
化させる型のピッチ調整装置において、原波形のサンプ
ル値間に値がゼロであるサンプル値を補間してサンプリ
ング周期を短くする手段と、その出力のサンプル値列を
フィルタリングするディジタルローパスフィルタと、前
記ディジタルローパスフィルタの出力サンプル値のうち
、調整後のサンプル値の前後のサンプル値間を直線補間
して出力する手段とから構成されることを特徴とするピ
ッチ調整装置。In a pitch adjustment device of a type that changes pitch by interpolating between sample values of a waveform, means for shortening the sampling period by interpolating sample values having a value of zero between sample values of an original waveform, and It is characterized by comprising a digital low-pass filter that filters a sample value sequence, and a means for linearly interpolating and outputting sample values before and after the adjusted sample value among the output sample values of the digital low-pass filter. pitch adjustment device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58069469A JPS59195284A (en) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | Pitch adjustor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58069469A JPS59195284A (en) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | Pitch adjustor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59195284A true JPS59195284A (en) | 1984-11-06 |
JPH0481197B2 JPH0481197B2 (en) | 1992-12-22 |
Family
ID=13403554
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58069469A Granted JPS59195284A (en) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | Pitch adjustor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59195284A (en) |
-
1983
- 1983-04-20 JP JP58069469A patent/JPS59195284A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0481197B2 (en) | 1992-12-22 |
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