JPS59194635A

JPS59194635A - 無効電力補償装置

Info

Publication number: JPS59194635A
Application number: JP58067754A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-04-19
Filing date: 1983-04-19
Publication date: 1984-11-05
Also published as: JPH0443287B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技前分野〕本発明は、反流′シ源から種々の無効電力をとる負荷（
二対して、必要な量の無効電力を供給する無効電力補償
装置（二関する。

電力変換装置では、多くの無効磁力を消費し、しかも歯
該無効電力は刻々と変化するのが富である。

このような無効電力の増大は電源系統の設備容量を不必
要（＝増加させ、また無効磁力の変動口より電ａ歳電圧
の変動を招き、フリッカ障害等の悪影響を他の電気機器
に及ぼす。

このような負荷の無効電力を補ｄ＋、、受電端の力率を
改善するものとして無効′−力補ｆｊｊ！装がある。無
効電力補償装置（＝は、古くは同Ｍ調相機や進相コンデ
ンサ等があるが連応性に貧しく、最近では進相コンデン
サと組合せた゛位相制御リアクトル装置が普及しつつあ
る。

第１図は、従来の燕効電力補α装置の構成図である。図
中、ＢＵＳは３相交流゛＠源の゛−線路、ＬＯＡＤは負
荷装置、ＳＷは主電源スイッチ、ＣＡＰは３相進相コン
デンサ、ＴＲ，は゛電源トランス、ＳＳは交直電力変換
器（コ／パータ）　、　Ｌｏは直流リアクトルである。

また％制御回路として、受電端の３相交流電流を検出す
る変流器ＣＴい電源３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ
５、無効電力演算回路ＶＡＩ（、直流電流を検出する変
流器ｃＴｏ、比較器Ｃ，，Ｃ２，制御補償回路Ｈ６，Ｇ
いコンバータＳＳの位相制御回路Ｐ）ＩＣから成ってい
る。

第２図／／ｉ第１図の電源端子における電圧電流ベクト
ル図を示す。図中、ｖ８ｒ／′ｉ・電源電圧、■ｃａ−
進相コンデンサＣＡＰに流れ込む進み電流、ＩＬＯＡＤ
は負荷電流、工ｓｓはコンバータｓｓに流れ込む遅れ電
流である。

以下、第１図及び第２図を参照しながら、従来装置の動
作を説明する。

負荷装置ＬＯＡＤ１．流れる電流■１．ＯＡＤはその大
きさ及び位相角θ共に刻々と変化する。第２図はその変
化の中のある瞬時をとらえたものである。

負荷電流ＩＬｏＡＤ　　を有効分■、と無効分■、ユ分
けると、次のよう（二表わせる。

■Ｓ　”　ＩＬＯＡＤ　’　Ｃｏｓθ Ｉｑ　”　ＩＬＯＡＤ　”　５１１１θ無効電力補償装
置は上記無効分工、を打ち消す電流をとるもので、その
結果、電源からは常（＝有効電流工、だけが供給される
こと（二なる。

さて、電源スィッチＳＷを閉じた状態で考えると、進相
コンデンサＣＡＰには一定の進み電流■ｃａｐが流れ込
んでいる。

また、コンバータＳＳの直流側端子には直流リアクトル
Ｌ。が接続されており、直流成流工。が流れていると考
えると、コンバータＳＳの入カ電流工ｓｓは１次式のよ
うになる。

Ｉ、：ｋ・■。

ｋ：変換定数上記コンバータＳＳの入カ電流工ｓｓも有効分ｌ５ｓｐ
と無効分ｌ５ＳＱ　ｉ二分けられる。

”ｓｓｐ　”　’ｓｓ・ωＳα Ｉ　　　　＝Ｉ　　　、ｓ□ｎａｓｓｑ　　　　　ｓｓここで、αはコンバータＳＳの点弧位相角で、直流電流
■。が増減しない定常状態ではα岬９０’となっている
。

従って、’ｓｓの有効分工５ａｐ＝＝：０１無効分工Ｓ
ＳＱ”’ｓｓと考えて差しつかえない。

コンバータＳＳの遅れ無効電流ＩＳＳは直流電流Ｉｏの
大きさを変えること（二より、必要な値（＝調整するこ
とができる。

前記負荷電流札。Ａ、の遅れ無効分■、と上記コンバー
タＳＳの遅れ電流Ｉｓｓの和が、前記進相コンデンサＣ
ＡＰの進み電流Ｉ。ａ、の値にちょうど等しくなるよう
にコンバータＳＳの遅れ電流工ｓｓを調整している。す
なわち、次式の関係を保つように制御される。

’Ｃａ９　”　’Ｑ　＋工ｓｓとの結果、無効分は打ち消され、電源からは有効電流Ｉ
、だけが供給される。

以上の動作を具体的な制御回路を使って説明すると、次
のよう（二なる。

まず、負荷装置ＬＯＡＤと無効成力補償装置を含めた受
電端の電圧及び電流を各々変成器ＰＴ、及び変流器ＣＴ
５で検出する。受電端の３相電圧、電流の検出値を次の
無効電力演算回路ＶＡＲに入力し、受磁端の無効電力Ｑ
８を求める。具体的には、３相電圧を電気角９０°たけ
ずらし、各相の電圧と電流を乗じ、３相分加えること（
二より瞬時の無効電力Ｑ、が求められる。

比゛絞器Ｃ１により、上記無効電力検出値ＱＳと、その
指令値Ｑ８′を比巌−し、偏差ε１＝　Ｑ、＊　−Ｑｓ
を次の制御補償回路Ｈ６に入力する。制御補償回路Ｈ６
は通常積分要素が使われ、上記偏差ε１の定常分が零（
＝なるようＣ二制御している。Ｈ３の出カニ。＊は、前
記直流電流工。の指令値となる。

直流電流工。は変流器ＣＴｏｌ二より検出され、比較器
Ｃ２＋二より、上記電流指令値工。＊と比較される。

偏差ε１１！”　”Ｑ＊”Ｏは、次の制御補償回路Ｇ。

に入力され、比例増幅された後、位相制御回路ＰＨＣに
入力される。

コンバータＳＳは、位相制御回路Ｐ）（Ｃの入力電圧ｖ
ａに比例した直流電圧Ｖ。を発生し、直流電流ｌｏを制
御する。

制御補償回路Ｇ０の増幅率をＫ。倍として、直流電流Ｉ
。の制御動作を説明すると、次のよう（二なる。

工。＊〉Ｉｏの場合、偏差ε２−Ｉｏ＊−Ｉｏは正の値
となり、位相制御回路ＰＨＣの入力電圧ｖａ−視・６ｔ
を増加させる。故に直流電圧Ｖ。も上記ｖａ＋′″−比
例して増加し、直流電流工。を増大させる。

逆にＩ。＊＜工。となった場合、偏差ε２は負の値とな
り、ｖａすなわち、直流電圧Ｖ。も負の値となって直流
電流■。を減少させる。

最終的に、Ｉ。＊絢Ｉ。どなって落ち着き、その時コン
バータＳＳの直流電圧Ｖ。はほとんど零に近くなってい
る。

次に、受電端の無効電力制御め動作続開を行う。

受電端の基本波力率を１（二する（二は、その無効電力
Ｑ、が零（＝なるよう（二制御すれば声い。従って、無
効電力指令値Ｑｓ＊は通常零（−設定される。無効電力
Ｑ、の検出値は遅れを正の値として与える。

Ｑ、＊＞　Ｑ、　　の場合、偏差ε、＝　Ｑ、＊−Ｑ、
は正の値となり、制御補償回路Ｈ６を介して、直流電流
指令値工。＊を増加させる。実電流■。は、前に述べた
通り、指令１ｉｆＩ。＊（二従って増加し、コンバータ
ＳＳのとる遅れ電流Ｉｓｓを増大させる。故域二受電端
の遅れ無効電力Ｑ５を増大させ、Ｑｓ”　＝　Ｑ、とな
るよう（二制御される。

逆（＝Ｑ−＜Ｑ８となった場合、偏差ε、は寅の１直と
なｌＪ、電流指令値工。＊を減少させて、コンバータＳ
Ｓのとる遅れ無効磁流■ｓｓを減少させる。故（ユＱ、
が城少し、やはり、Ｑ−＝Ｑ５となって落ち７ｄ＜。

無効電力Ｑ８の変動（ｄ、負荷装置ＬＯＡＤｉ＝よって
発生し、それを補償するよう（二、コンバータＳＳの直
流電流■。が制御される。

〔背景技術の問題点〕

この従来の無効電力補償装置はコンバータＳＳが自然伝
流で動作するため大容遺化が容易であり、無効電力変動
の激しいアーク炉や、各種電力変換器の受電端（二接続
され、応答性の良い無効−力補償を行っている。

しかし、この従来の無効電力補償装置には次のような問
題点がある。

すなわち、無効電力補償装置を起動するとき、主電源ス
イッチＳＷをまず投入するがそのとき、進相コンデンサ
ＣＡＰｉ二過大な突入電流が流れ込み、電源電圧を大き
く変動させ、負荷装置ばかりでなく、同一系統に接続さ
れた電気機器（二種々の悪影響を及ぼしていた。さら（
＝、前記主電源スイッチや、電源設備は上記突入電流ム
＝耐えるだけの容量が必要となり、不経済な点が現われ
てきた。

これを解決する１つの方法として、進相コンデンサ（二
直列リアクトルを接続する方法がとられているが、それ
でも、上記突入電流は定常電流の３倍くらい（＝なり、
あまり大きな効果は期待できないのが現状である。

さら（二、別の方法として、進相コンデンサをいくつか
（二分割し、スイッチング素子を介して除々に投入して
いく方法が考えられるが、コンデンサの容量は、負荷装
置（二匹敵する種のものであり、当然上記スイッチング
素子のトータル各縫もそれに見合うものが必要（二なる
。この粕来、無効電力補償装置は高価なものと々す、実
用（−供し得ないものとなってしまう。

〔不発明の目的〕

本発明は口σ述の点（＝鑑みてなされたもので、起動時
（二進相コンデンサ（二突入電流が流れないように制御
した無効電力補償装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本孫明は、交流電源に主電源スイッチを介して接続され
た進相コンデンサ及び主電源トランスと。

この圧電源トランスを介して縦続接続された少なくとも
２台の交直電力変換器と、当該変換器の直流’ｍＩｌ＋
＝接続された直流リアクトルと、起動時、前記直流リア
クトルの一部及び前記交直電力変換器の少なくとも１台
を介して前記進相コンデンサ（二電力を供給する補助電
源と、前記進相コンデンサの電圧が前記交流電源の電圧
（ニー敗するよう（＝前記補助電源からの電力を制御す
る手段を具Ｖ直している。

〔発明の実施例〕

第３図は、本発明の無効電力補償装置の実施ｆ１を示す
構成図である。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、ＬＯＡＤは負荷
装置、　ＳＷ、は主電源スイッチ、ＣＡＰは３相通相コ
ンデンサ、ＴＲ１は主電源トランス、　ＳＳ、。

ＳＳ２は交直電力変換器（コンノく一部）、Ｌｏは中間
タップ付の直流リアクトル、ＳＷ、は補助電源スィッチ
、ＴＲＪ２は補助電源トランス、Ｄは整流器。

８Ｗ、は開閉器、Ｌｄは直流リアクトルである。

また、制御回路は、受電端の３相交流電流を検出する変
流器ＣＴ、　、電源３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ
、　、　ＰＴｏ、無効電力演算回路ＶＡＲ，整流回路Ｄ
Ｄ、直流電流を検出する変流器ＣＴｏ、　ＣＴｄ。

比較器ｃ、　、　ｃ、　、　ｃ、　、　ｃ、　、　　加
算器へ、Ａ！、制御補償回路）１８．Ｇｏ、Ｇｄ、Ｇｖ
、アナログスイッチＡｓ１．　Ａｓ２及び位相制御回路
Ｐｉ（、、Ｐ）Ｌ、から成っている。

コンバータＳＳ１とＳＳ２は縦続接続されており、電源
トランスＴＲ１ｉ二よって位相角３０°だけずらされで
いる。すなわち、コンバータの制御パルス数を増加させ
、直流電流Ｉ。の脈動を減少させるもので、従来から常
用されている手段である。

以下、本発明装置の起動法を説明する。

起動時、制御回路のアナログスイッチＡ８．は開放し、
Ａｓ２を閉じる。また、主回路の補助電源スィッチＳＷ
２及び開閉器ＳＷ、を投入する。このとき主電°源スイ
ッチｓｗ、　ＩＩ′ｉまだ開放しておく。

コンバータＳＳ１及びＳＳ２のゲートしゃ断を解除し、
起動運転に入る。

補助電源スィッチＳＷ２を投入すること（二より。

補助電源トランスＴＲ２０２次巻線（二３相交流電圧が
発生し、それを整流器りで整流することにより直流電圧
ｖｄが得られる。

第４図は上記補助電源スィッチＳＷ２を投入した時の等
価回路を示したもので、直流電流Ｉｄは、電’ＩＥ源ｖ
ｄ→コンバータＳＳ、→進相コンデンサＣＡＰ→コンバ
ータＳＳ１→直流リアクトルＬｄ→′磁圧源■ｄの経路
に流れる。

コンバータＳＳ１及びＳＳ２の位相制御回路ＰＨ，。

ＰＨ，の位相基準信号（３相単位正弦波）は通常の運転
と同じく電源電圧（＝同期した３相単位正弦波を用いる
。従って、コンバータｓｓ、、ｓｓ、の点弧信号は電源
電圧位相（二同期して与えられるＯコンバータ８８．の
構成素子（サイリスタ）　ＳｌとＳ、が点弧された場合
、進相コンデンサＣＡＰの電圧極性は図示のよう（二な
る。従って、次（ニサイ＋３スタＳ、を点弧した場合、
端子８−Ｔ間の磁圧ｖ、Ｔ　　　　、〉０（＝よって、
サイリスタＳ、からＳ６（二転流する。

すなわち、起動時、進相コンデンサＣ入Ｐはコン／（−
夕Ｓ　８１　ノｋ　流用コンデンサの役目をはたしてい
る。

第５図は、コンバータＳ８１の構成素子（サイリスタ）
８８〜Ｓ６の点弧信号と、進相コンアンづの電圧Ｖ　　
の関係を示したものである。進相コンデ−Ｓンサの容量が大きいため実際には破線のようζ二変化し
、電圧波形は正弦波（＝近いものとなる。

進相コンデンサＣＡＰ自体の損失は小さいので、その最
大値が前記直流電源の電圧値Ｖｄまで光電されると、直
流電流Ｉｄは流れなくなる。しかし、後で説明するよう
に、コンバータＳＳ、とＳＳ２の間（＝は、直流リアク
トルＬ。を介して直流電流Ｉ。が流れ続け、両コンバー
タの転流は順次行われ、進相コンデンサ電圧は伝流周期
（二同期して正弦波状（＝変化する。

第５図の進相コンデンサ電圧ｖＲ−−二対するコンバー
タＳＳ、の点弧位相角α１はα、＝　１８０’となって
いる。ただし破線のかう（二元型時間を考濾すると。

α、（１８０°となる。

進相コンデンサＣ入Ｐを３相交流電圧源と考えた場”合
、コンバータＳＳ、の直流側電圧ｖ１はＶ１＝　ｋｖ−
Ｖｏ−ｃｏｓα。

ｋｖ：変換定数、Ｖｃ：コンデンサ電圧となる。ここで
、コンバータＳＳ、も点弧し、その（点弧位相角α２と上記コンノ（−タＳＳ１の点弧位相角
α１との関係を、α、＝　１８０°−α１に保つこと（
二よ曇〕、コンバータＳＳ、の直流電圧Ｖ２として、ｖ
２二ｋｖ−ＶＣ−ＣＯ５α２＝−ｖＩが発生する。

最初α１ヨ１８０°、α、、Ｏｏ　　であるから、■□
は負の直、ｖ２は正の値となり、その平均値（Ｖｌ−Ｖ
ｌ　）／２が前述の直流電圧源■ｄ（二対する対向電圧
となる。

進相コンデンサの電圧■。を上昇させるためには、直流
電圧ｖｄよりコンバータ８８１，８８２の出力電圧の平
均値（Ｖｌ　−■＋　）／２の値を小さくし、直流電流
工ｄを流し込めばよい。すなわち、コンノ（−タＳＳ、
の点弧位相角α、を進ませ、最初の１８０°の値から９
０°の方向１−　モ”’）　テ行＜　？Ｃトｌ二Ｌ　’
Ｊ　、　Ｖｄ＜　（Ｖｌ　　’＋　）　／　２となり、
直流電流工ｄが増加する。なお、当然のことながら、こ
のときコンバータＳＳ、の点弧位相角α２は、α、−１
８０°−α１の関係を保っているので、ｏｏから９０°
の方向（二遅らせられる。

直流電流■、が流れ込んだことにより、そのエネルギー
は進相コンデンサＣＡＰに（１／２　）　−Ｃ−Ｖ。

となって蓄積され、電圧Ｖ。を上昇させることができる
。最終的にＩｄ＝０（回路損失がないと仮定した場合）
となり、Ｖｄ＝　（Ｖ２−■＋）／　２となるような新
しい点弧位相角α１．α２となる。

例えは、α、＝１００°、α２＝１８０°−α１−８０
°でつり合った場合、進相コンデンサの電圧Ｖ。は、と
なる。すなわち、補助磁源の電圧ｖｄは必ずしも高くす
る必要はなく、しかも＠流゛鴫流■ｄは回路損失分にい
くらか、加えた程度で足りる。

第３図にもどって、起動時のコンバータＳＳ、とＳＳ２
の間に流れる直流電流工。についで説明する。

起動時の直流電流工。は次の平衡条件を満足するように
自動的に調整される。

すなわち、圧電源トランスＴＲ１の１次側線路から見た
場合、コンバータＳＢ、、８８２は常（＝遅れ無効電力
をとり、進相コンデンサＣＡＰは常（二進み無効電力を
°とる。この進み無効電力と遅れ無効電力がちょうど等
しくなるよう（＝前記直流礒流Ｉ。が流れる。以下、そ
の原理を説明する。

主電源トランスＴＩ−Ｌ１の１次側線路から見た４合。

コンバータＳＳ１及びＳＳ２は可変のインダクタンスＬ
、５に置き換えられ、進相コンデンサの容量Ｃ６ａｐと
とも（二発振回路を形成する。この発振回路の周波数ｆ
。は仄式のよう（二表わされる。

ここで、上記発振周波数ｆ。は第５図でも説明したよう
に、コンバータＳＳ１　、　ＳＳ２の点弧周波数（二よ
って一意的（＝決定される。従って、上記発振周波数ｆ
。となるよう（二上ｄ己等り′市インダクタンスＬｓｓ
が決定され、直流室流工。が自動的に調整される。

第６図は進相コンデンサＣＡＰの相電圧ｅＲ，ｅＳｅ、
とコンバータ８８１，３８２の点弧信号（Ｒ相）の関係
を示したものである。コンバータＳ８１の各相電圧ｅＲ
Ｉ　Ｍ　ｅ８１１　ｅＴｌは上記コンデンサの相電圧ｅ
ｎ　、　ｅｓ　。

ｅ、に一致する。それに対し、コンバータＳＳ、の各相
電圧ｅＲ２１ｅＳ２１ｅＴ２は３ｏ０だけ遅れている。

電源トランスＴｌζ（二よって位相を′ずらしたことに
よる。

コンバータＳＳ、の点弧位相角α１−０°の点は電圧ｅ
Ｒ□とｅＴｌが正の値で交差する点である。また、コン
バータ８８２の点弧位相角α２＝０°の点は、電圧ｅＲ
２とｅＴ２．が正の値で交差する点である。

コンバータＳＳ１の点弧位相角α１及びコンバータＳＳ
２の点弧泣ａ角α２＝　１８０°−αｌは、前にも述べ
たように、電源電圧に同期した３相半位正弦波（ｅＲｌ
。

ｅ８□、ｅ、□又はｅＲ□Ｉ　ｅＳ２１　ｅＴ□）を基
準として決定される。この電源電圧の周波数ｆ５に対し
、実際の進相コンデンサＣＡＰの′電圧がｅＲ□１ｅＲ
２のようにずれて、ｆ８＞ｆｏ　となった場合を説明す
る。

点弧信号Ｇ鶏、　ＧＲ２は実線の基準磁圧”１１及びｅ
Ｒ□（二対してα８．α２＝　１８０°−α１になるよ
う（二与えられているので、破線１７）実電圧ｅＲ１１
”Ｒ２に対しては両者ともΔαだけ進んだ信号として動
作する。すなわちα１　”　ｃｉｌ−Δα、４＝α２−
Δαとなり、この結果、コンバータＳ８１の出力電圧ｖ
１は負の値で小さくなり、逆にコンバータＳＳ２の出゛
力電圧ｖ２は正の値で大きくなる。直流リアクトルＬ。

（二は、これらの出力電圧の和Ｖ、＋Ｖ２＞ｏが印加さ
れ、直流電流工。を増加させる。これ（二より、主電源
トランスＴ几、の１次側から見たコンバータｓｓ１．ｓ
ｓ、の遅れ無効電力が増加する。進相コンデンサ電圧Ｖ
。の大きさは変らないとすれば、前述の等価インダクタ
ンス”ｓｓは減少したこと（二なり、発振周波数ｆ。は
低く々る。

逆Ｃ二ｆ５〉ｆＣとなった場合、直流リアクトルＬ。

に印加される電圧ｖ１＋ｖ２は負の値となり、直流電流
Ｉ。が減少し、Ｌ８Ｓ″が大きくなり、ｆｏは高くなる
。

最終的（二ｆＣ＝ｆ８　となるように直流電流Ｉ。が自
動的に調整される。その時の直流リアクトルＬ。（＝印
加される電圧Ｖ、＋Ｖ、は零で、もちろん点弧位相角は
α２＝　１８０９−α１を満足する。

以上のようにして、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖ。の
周波数及び位相は、電源電圧Ｖｓの周波数及び位相に一
致させられる。

次Ｃ二、進相コンデンサＣ入Ｐの電圧振幅値■。の制御
動作を説明する。

第３図において、進相コンデンサＣＡＰの端子電圧を変
成器ＰＴｃで検出し、それを整流回路ＤＤで整流して電
圧振幅値ｖ０を検出する。

比較器Ｃ８によって上記電圧検出値Ｖ。とその指令値Ｖ
♂を比較し、偏差ε、＝　Ｖ、＊　−Ｖ、を次の制御補
償回路Ｇｖｌ二人力する。

制御補償回路Ｇｖは通常積分要素で構成され、前記偏差
ε３の定常分が零になるようＣ二制御している。

制御補償回路Ｇｖの出力■ｄ＊は直流電流■ｄの指令値
となる。

比較器Ｃ４によって、直流電流の検出値Ｉｄとその指令
値Ｉｄ〜比較し、偏差ε４＝　Ｉｄ＊−Ｉｄを次の制御
補償回路Ｇｄに入力する。制御補償回路Ｇｄは簡単のた
め増幅率への比例要素を考える。故（二加算器人。

及び〜を介した位相制御入力電圧は、 ■ａ１；Ｋｄ・ε４ｖα２ニーＫｄ゛６４となる。

従って、Ｉｄ＞Ｉｄの場合、偏差ε４は正の値となり、
コンバータＳＳＩの出力電圧ｖ１は上記位相毒ＩＪ御入
力電圧Ｖａ　、＞　０　に比例して、第３図の矢印の向
き（二発生する。また、コンノｑ−タＳＳ２の出力電圧
■２は上記位相制御入力電圧ｖａ２＜ＯＣＣ二側例て、
矢印の向きと反対方向に発生する。その結果、直流電流
■ｄが増加し、最終的（ニエｄ＝工ｄとなるように制御
される。

逆にＩｄ（Ｉｄとなった場合、偏差ε４は負の値となり
、ｖｌは矢印と反対方向に、またｖ２は矢印の向’ｊ：
　（二増加シ、　　（Ｖ２−■り　／　２　＞”ｄ　ト
ナをＪ１直流電流Ｉｄを減少させる。最終的（二Ｉｄ　
”　Ｉｄ　となって落ち着く。

上記直流電流■ｄの制御に伴ない、コンノ鳴−タＳＳＩ
及びＳＳ２の出力電圧が変化するが、直流ＩＪアクドル
Ｌ。に印加される電圧Ｖ、十Ｖ２は変化せず、別の直流
電流工。は影響を受けない。

−進相コンデンサＣＡＰの端子電圧Ｖ。は、（旨令イ直
なり、制御補償回路Ｇｖを介して前記直流電流の指令値
工ｄ　　を増加させる。直流電流工ｄは指令値■ｄに応
じて増加し、その結果、有効電力が電源ＢＵ８→補助電
源スイッチＳｗ２→補助電源トランスＴＲ。

→整流器Ｄ→直流すアクトルＬｄ→コンノ（−タＳＳ１
→主電源トランスＴＲ，→進相コンデンサＣＡＰの経路
で供給され、そのエネルギーは進相コンデンサＣＡＰ＋
二蓄積されていく。従って、進相コンデンサＣ，Ａ　Ｐ
の端子電圧ｖ０が上昇し、最終的（−■。＝■　となっ
て落ち着く。

同様（二ｖＣ＊＜■。となった場合、ε３（Ｏとなり、
直流電流工ｄ＝工ｄ＊を減少させる。回路には積々の損
失があり、その損失分をおぎなうため（二通常、いくら
かの直流電流■ｄｏが必要と々る。この直流電流’ｄｏ
より小さくすると、進相コンデンサＣＡＰのエネルギー
が放出されて端子電圧Ｖ。は低下してくる。やはり、最
終的に■。＝ｖｏ＊となって落ち着く。

整流器りの代り（−サイリスタコンパ−タラ用いれば、
直流電流Ｉｄを減少させるとき、補助電源側に電力回生
することができ、より速く、ｖ、　＝　ｖｏ＊の制御が
可能となる。

進相コンデンサＣＡＰの端子電圧の指令値ｖｃ＊を電源
電圧Ｖ、と一致するように設定すれば１．Ｖｏ＝ｖ８と
なり、しかもその周波数及び位相も完全（ニ一致してい
る。

この状態で、主電源スイッチＳｗ１を投入し、アナログ
スイッチＡＳ１をオンする。

主電源スイッチＳＷ１を投入しても電源電圧Ｖと進相コ
ンデンサ電圧Ｖ。は、その大きさ及び位相が一致してい
るため突入電流はほとんど流れない。

アナログスイッチＡＳ、をオンしたことにより、受電端
の無効電力Ｑ８の制御が開始され、それ（＝応じて直流
電流Ｉ。は制御されるようになる。その制御動作は第１
図の装置で説明したので省略する。

次に、直流電流指令値工ｄ＊を零（＝設定し、Ｉｄ＝０
にした後、開閉器ＳＷ３を開放する。補助電源スィッチ
ＳＷ２は投入したままでもよいが、損失の軽減を図る意
味から、これも開放しておく。

その後、制御回路のアナログスイッチＡｓ２をオフし、
これで通常の無効電力補償装置としての運転（二人った
わけである。

以上に、コンバータが２台の場合で説明したが、コンバ
ータの数が４台、６台、８台となっても同様にできるこ
とＶｉ言うまでもない。また、コンバータの数が３台の
場合、１台は起動時だけ環流モードにしておき、他の２
台で同様（＝起動することができる。５台、７台となっ
ても同じである。要するに、２台以上のコンバータがあ
れは、補助電源からの直流電流■、の制御と、進相コン
デンサの周波数及び位相を決定する別の直流電流Ｉ。の
調整が可能となり、進相コンデンサの電圧波高値及び位
相を電源電圧Ｃニ一致させることができ、圧電募スイッ
チを投入しても突入電流が流れない起動が達成される。

〔本発明の効果〕

以上のように、本発明の無効電力補償装置Ｃ二よれば、
従来、主電源スイッチの投入時（二、発生した進相コン
デンサへの突入電流がなくなり、きわめて滑らかな起動
が可能となる。故（二起動時に電源電ｋを大きく変動さ
せることもなくカリ、負荷装置や他の電気機器への悪影
響を及ぼさずに運転することができる。また、突入電流
（＝相当する電源設備の容量は不要となり、きわめて経
済的なシステムを提供すると、とができる。

また、起動装置としての補助電源装置は、その容量とし
て無効電力補償装置の回路損失分（＝いくらか加えた程
度を用意すればよく、上記効果をもってすれば、余りあ
るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力補償装置の構成図、第２図は第
１図の受電端の電圧電流ベクトル図、第３図は本発明の
無効電力補償装置の実施例を示す構成図、第４図は第３
図の動作説明を行うための部分等価回路図、第５図はｆ
Ｂ４　醗の動作モードを示すタイムチャート図、第６図
は第３図の動作説明を竹うためのタイムチト−ト図であ
る。ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路ＬＯＡＤ・・・負荷装置ＳｗＩ・・・主電源スイッチ１゛ル、・・・主゛岨源トランスｓｓ、、ｓｓ２・・・交直電力変換器（コンバータ）Ｌ
ｏ・・・直流リアクトルＳｎ２・・・補助電源スィッチＴＲ２・・・補助型♂トランスＤ・・・整流器Ｌｄ・・・直流リアクトルＳｎ２・・・開閉器ＣＴ８．ＣＴｏ、ＣＴｄ、、、変流器ＦＴ、、Ｐｉ”ｃ・・・変成器ＶＡＲ・・・無効心力演、痺回路Ｌ）Ｄ・・・整流回路Ｃ，、Ｃ２，Ｃ８，Ｃ４・・・比較器へ、Ａ２・・・加算器）１６．Ｇｏ、Ｇｖ、Ｇｄ、、、制御補償回路Ａ８．．
八Ｓ２・・・アナログスイッチＰｉ（１，ＰＨ２・・・
位相制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

交流電源（二主′纜源スイッチを介して接続された進相
コンデンサ及び主電源トランスと、この主電源トランス
を介して縦続接続された少なくとも２台の交直電力変換
器と、当該変換器の直流側に接続された直流リアクトル
と、起動時、前記直流リアクトルの一部及び前記交直電
力変換器の少なくとも１台を介して前記進相コンデンサ
（二電力を供給する補助電源と、前記進相コンデンサの
′４圧が前記交流電源の４圧（＝一致するように前記補
助電源からの電力を制御する手段を具備した無効″−力
力補償直置