JPS59139885A - Brushless motor - Google Patents
Brushless motorInfo
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- JPS59139885A JPS59139885A JP58012318A JP1231883A JPS59139885A JP S59139885 A JPS59139885 A JP S59139885A JP 58012318 A JP58012318 A JP 58012318A JP 1231883 A JP1231883 A JP 1231883A JP S59139885 A JPS59139885 A JP S59139885A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテープレコーダ、レコートフv −−r、ヒテ
オテープレコーダ等に使用できるブラシレスモータに関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION FIELD OF INDUSTRIAL APPLICATION The present invention relates to a brushless motor that can be used in tape recorders, recorders, hiteo tape recorders, and the like.
従来例の構成とその問題点
電機子電流をトランジスタで切換え、発生トルクを指令
人力で制御するフラジレスモータは上述の産業分野で多
く利用されている。3招電機子巻線を用いた代表的な構
成の従来例を第1図に示す。Conventional Structure and Problems Fragileless motors, in which the armature current is switched by transistors and the generated torque is controlled manually, are widely used in the above-mentioned industrial fields. FIG. 1 shows a conventional example of a typical configuration using three armature windings.
第1図において、多極着磁てれた永久磁石回転子(1)
と電機子巻線(3)のそれぞれの巻線り、〜L3との回
転位置は位置検出器(2)で検出され、位置irj号切
換回路(5)へ伝達される。位置信号切換回路(5)は
3差動構成で、それぞれのコレクタが対応する出力トラ
ンジスタ群(6)のそれぞれのトランジスタQ1〜Q3
のペースへ接続されている。出力トランジスタ群(6)
はエミッタがそれぞれ共通に接続され、コレクタはii
t磯子巻線(3)の対応する相の一端へそれぞれ接続さ
れている。出力トランジスタ群(6)の共!エミッタは
抵抗(7)を介して接地されている。抵抗(7)の接地
きれていない端子(9)の゛電圧は題流出力型差純増幅
回路(4)の反転入力(−)印加され、差動増幅回路(
4)の非反転入力(+)ij:トルク指令電圧(8)が
印加されて差動増幅回W6(4)の出力はカレントミラ
ー形式で位1を信号切換回路(5)へ印加される。電機
子巻線(3)の他端は共通接続されて電源CIQへ接続
式れている。In Figure 1, a multi-pole magnetized permanent magnet rotor (1)
The rotational position of each winding of the armature winding (3) and ~L3 is detected by the position detector (2) and transmitted to the position irj switching circuit (5). The position signal switching circuit (5) has a 3-differential configuration, with each collector connected to each transistor Q1 to Q3 of the corresponding output transistor group (6).
Connected to the pace of. Output transistor group (6)
The emitters are connected in common, and the collectors are ii
They are each connected to one end of the corresponding phase of the T-Isogo winding (3). Together with the output transistor group (6)! The emitter is grounded via a resistor (7). The voltage at the ungrounded terminal (9) of the resistor (7) is applied to the inverting input (-) of the differential output type pure amplifier circuit (4), and
4) Non-inverting input (+) ij: Torque command voltage (8) is applied, and the output of the differential amplifier W6 (4) is applied to the signal switching circuit (5) in the form of a current mirror. The other ends of the armature windings (3) are commonly connected to the power source CIQ.
いま、トランジスタQ、が導通状態にあるとして第1図
の動作説明を行う。電機子電流は巻線L1→トランジス
タQ1→抵抗(7)の径路で流れ、抵抗(7)の端子(
9)に発生する電圧がトルク指令入力端子(8)と比較
され、負帰還回路によって両者が等しくなるように自動
制御される。この結果、電機子電流はトルク指令電圧(
8)で制御される。すなわち、モータの発生トルクはト
ルク指令電圧(8)で制御される。The operation of FIG. 1 will now be explained assuming that transistor Q is in a conductive state. The armature current flows through the path of winding L1 → transistor Q1 → resistor (7), and the terminal of resistor (7) (
The voltage generated at the torque command input terminal (8) is compared with the torque command input terminal (8), and automatically controlled by a negative feedback circuit so that the two become equal. As a result, the armature current changes to the torque command voltage (
8). That is, the torque generated by the motor is controlled by the torque command voltage (8).
また、電源電圧は、モータ起動時及びモータ回転時に必
賛な発生トルクを得るためトランジスタQ1が飽和しな
いよう十分高く設定はれている。ここで、トランジスタ
Q1のコレクタ・エミッタ間には、′電源電圧から抵抗
(7)の′シ圧降下、巻線L1の直流抵抗による電圧師
下及びモータ回転に伴う巻線L1の逆起・電圧を献じた
t圧が加わる。Further, the power supply voltage is set sufficiently high so as not to saturate the transistor Q1 in order to obtain the required generated torque at the time of motor startup and motor rotation. Here, between the collector and emitter of the transistor Q1, there is a voltage drop from the power supply voltage to the resistor (7), a voltage drop due to the DC resistance of the winding L1, and a back electromotive force and voltage of the winding L1 due to motor rotation. t pressure is applied.
しかるに、電機子電流が小さい時、或いはモータ回転数
が低い場合は、トランジスタQ、のコレクタ・エミッタ
電圧は萬<、トランジスタQ、の消費電力は大きくなり
、電力損失が大きいという不都合がある。また、電源電
圧を下げた場合はトランジスタQ1が飽和することにな
り、その時、本米非4通であるべきトランジスタQ2或
いはQ、にも電流が流れるようペース電流が流れるため
、モータ発生トルクに対して有害な電機子電流が流れ、
トルク損失或いは異常振動を起こすという不都合が生じ
る。However, when the armature current is small or the motor rotational speed is low, the collector-emitter voltage of the transistor Q becomes 100%, and the power consumption of the transistor Q becomes large, resulting in a large power loss. In addition, if the power supply voltage is lowered, transistor Q1 will become saturated, and at that time, a pace current will flow through transistor Q2 or Q, which should be in the main state, so that the torque generated by the motor will be affected. harmful armature current flows,
This may cause problems such as torque loss or abnormal vibration.
このような不部会は、ブラシレスモータが利用される機
器の小型化、低調*[力に対して大きな欠点となってい
る。This lack of performance is a major drawback to the miniaturization and low performance of equipment in which brushless motors are used.
発明の目的
本発明は上記の従来例の欠点を除去するものであり、出
力トランジスタの飽和を安定に防止するとともに、出力
トランジスタの消費電力を低減し不安なトルク損失及び
異常#R動をなくしたフラジレスモータを提供するもの
である。Purpose of the Invention The present invention eliminates the above-mentioned drawbacks of the conventional example, and stably prevents saturation of the output transistor, reduces power consumption of the output transistor, and eliminates unstable torque loss and abnormal #R movement. This provides a flangeless motor.
発明の構成
本発明のブラシレスモータは、多極着磁された回転子と
、複数相の′電機子巻線と、前記回転子と前記電イ表子
巻線との回転位置を検出する位置検出器と、前記電機子
巻線に電流を印加する前記相数に等しい個数のトランジ
スタから成る出力トランジスタ群と、前記!様子巻線の
電流を検出する第1のt流検出手段と、前記第1の′k
L流債出手段の出力信号とトルク指令入力信号との差を
4@する第1の増幅器と、前記第1の増幅器の出力を前
記位置検出器の出力に応じて切換え、前記出力トランジ
スタ群によるMiJ記屯磯子巻線の通屯相を決定する位
置信号切換手段と、前記出力トランジスタ群のベース亀
流に応じた1d号を出力する第20′亀流恢出手段と、
前記第1及びホ2の電流検出手段のそれぞれの出力信号
の差を増幅する第2の増−器と、前記電機予巻1蕨に電
力を供給するスイッチングモード電源とを具備し、前記
第1の電流検出手sv+−流れる′電流とAih =r
2出力トランジスタ群のペース電流との比を一定に保つ
よp前記第2の増幅器で前日己スイッチングモード岨W
の出力電圧を制御するように構成したもので、出力トラ
ンジスタの電力損失を心安最小限に押え、かつ、出力ト
ランジスタの飽和を防止することによって不必要なトル
ク損失や異常振動をなくすことができるものである。Structure of the Invention The brushless motor of the present invention includes a multi-pole magnetized rotor, a multi-phase armature winding, and a position detection device for detecting the rotational position of the rotor and the electric armature winding. an output transistor group comprising a number of transistors equal to the number of phases that apply a current to the armature winding; a first t current detection means for detecting the current of the current winding;
a first amplifier that makes a difference of 4 between the output signal of the L-flow output means and the torque command input signal; and an output of the first amplifier that is switched according to the output of the position detector, and that is controlled by the output transistor group. a position signal switching means for determining the current phase of the MiJ tun Isogo winding; and a 20' turtle current calculating means for outputting a number 1d corresponding to the base turtle current of the output transistor group;
a second amplifier for amplifying the difference between the respective output signals of the first and second current detecting means; and a switching mode power supply for supplying power to the first winding of the electric machine; The current flowing through the current detection hand sv+- and Aih = r
In order to keep the ratio to the pace current of the two output transistor groups constant, the switching mode of the second amplifier is
It is configured to control the output voltage of the output transistor, and can safely keep the power loss of the output transistor to a minimum, and eliminate unnecessary torque loss and abnormal vibration by preventing saturation of the output transistor. It is.
実施例の説明
以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。第2
図はその構成図である。永久磁石回転子(1)は8極に
着磁され、3相定様子巻線(3)は−yIMが共通にス
イッチングモード′11υの出力へ接続された巻w L
l、IJ2.L12で構成されている。回仏子(1)と
嵯慎子会線(3)との回私位置は位ぽ検出器(2)で検
出され、3相宿号として位置信号切換回w5(5)へ印
加される。位置信号切換回路(5)はi’NP トラン
ジスタによる3走動構成で、出力トランジスタ群(6)
を駆動する。出力トランジスタ群(6)はエミッタが共
通に電流検出抵抗(7)へ接続されたN)’11 )ラ
ンジスタQ1 、Q2 、Q3から成る。カレントミラ
ーによる2つの′電流出力端子四俵η全市する差動増幅
回路(4)の非反転側入力(→はトルク指令′fIL圧
(8)の供給端子へ接続され、反転入力(→は抵抗(7
)と出力トランジスタ朴(6)の共通エミッタとの接続
点(9)へ接続されている。出力端子a′?)は位置信
号切換(ロ)路(5)の共通エミッタへ接続され、出力
端子(2)は一端が接地された抵抗C1υと共に差動増
幅器(至)の非反転入力(ホ)へ接続されている。差動
増幅器0の反転入力(→は抵抗(7)とトランジスタ#
(6)との接続点(9)へ接続され、出力はローパスフ
ィルタα弔を介してスイッチングモード′亀源Qυの電
圧制御入力−へ接続されている。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. Second
The figure shows its configuration. The permanent magnet rotor (1) is magnetized to 8 poles, and the 3-phase constant state winding (3) is a winding wL with -yIM commonly connected to the output of switching mode '11υ.
l, IJ2. It is composed of L12. The rotation position of the rotation position of the rotation position (1) and the Sashinko line (3) is detected by the position detector (2), and is applied as a three-phase signal to the position signal switching circuit w5 (5). The position signal switching circuit (5) has a three-running configuration of i'NP transistors, and the output transistor group (6)
to drive. The output transistor group (6) consists of transistors Q1, Q2, Q3 whose emitters are commonly connected to the current detection resistor (7). The non-inverting side input (→ is connected to the supply terminal of the torque command 'fIL pressure (8)), and the inverting input (→ is the resistance (7
) and the common emitter of the output transistor P (6). Output terminal a'? ) is connected to the common emitter of the position signal switching (b) path (5), and the output terminal (2) is connected to the non-inverting input (e) of the differential amplifier (to) together with a resistor C1υ whose one end is grounded. There is. Inverting input of differential amplifier 0 (→ is resistor (7) and transistor #
(6), and the output is connected to the voltage control input of the switching mode source Qυ via a low-pass filter α.
次に、第2図の動作について説明する。′#L機子電子
電流イッチングモード′に#Qθ→巻−(υ→出力トラ
ンジスタ群(6)→抵抗(7)の径路で流れ、差動増1
階回路(4)、位置信号切侯回路(5)、出力トランジ
スタ群(6)、抵抗(7)で構成される負帰還ループに
よって差動増幅回路(4)の差動入力がゼロになるよう
に制イ呻される。1./1ま、1梱転子(1)と電機子
巻線(3)との位置関係によって出力トランジスタQ、
〜Q3のうち、トランジスタQまたけが導通状態にある
とする。抵[(7) VCはトランジスタq1のエミッ
タ′電流だけが流扛る。トランジスタQ1のペース電流
■1は差動増幅回路(4)の電流出力端子qηから供給
され、電流出力端子(6)からも同じ大きさの電流が抵
抗Oυへ供給されている。抵抗(7)と抵抗aυの値及
び流れている電流値をそれぞれR,、R1,及び■7.
■1.とすれば差動増幅器(2)の入力電圧v13は
hIP]1l=7−1 ・・・(2)と書け、■、=
111 であるから、式(1)はとなる。トランジス
タQ、のhPICは第3図に示すコレクタ・エミッタ′
亀圧V。、に伴って変化するから、差動増幅器(L3、
ローパスフィルタ<141.スイッチングモード電源(
ハ)、巻11iilL1、出力トランジスタQ1、抵抗
(7)で構成される負帰還ループのループゲインが十分
尚い時は人力電圧v13はセロとなるようにトランジス
タQ1のコレクタ・エミッタ動作電圧が自動的に決まる
。従って式(3)より
11
h、B= −−1・・・(4)
7
となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランシル
ク指令電圧が変われば、トランジスタQ、のエミッタ電
流も変わり、第3図からトランジスタQ、のコレクタ・
エミッタ電圧も自動的に変わる。この電圧はトランジス
タQ、の特性で決まり、所定のエミッタ電流を流すため
に最低必賛な電圧である。Next, the operation shown in FIG. 2 will be explained. ``#L armature electronic current switching mode'' flows through the path of #Qθ → winding - (υ → output transistor group (6) → resistor (7), and differential increase 1
The differential input of the differential amplifier circuit (4) is made to be zero by the negative feedback loop composed of the differential amplifier circuit (4), the position signal switching circuit (5), the output transistor group (6), and the resistor (7). She is restrained and moans. 1. /1, depending on the positional relationship between the 1st packing trochanter (1) and armature winding (3), the output transistor Q,
It is assumed that among transistors Q3 and Q3, transistor Q is also in a conductive state. In the resistor [(7) VC, only the emitter current of transistor q1 flows. The pace current ■1 of the transistor Q1 is supplied from the current output terminal qη of the differential amplifier circuit (4), and a current of the same magnitude is also supplied from the current output terminal (6) to the resistor Oυ. The values of the resistor (7), the resistance aυ, and the flowing current are R, R1, and ■7.
■1. Then, the input voltage v13 of the differential amplifier (2) can be written as hIP]1l=7-1...(2), ■,=
111, formula (1) becomes. The hPIC of transistor Q has a collector-emitter' shown in Fig. 3.
Tortoise pressure V. , so the differential amplifier (L3,
Low pass filter <141. Switching mode power supply (
c), Volume 11iilL1, When the loop gain of the negative feedback loop composed of the output transistor Q1 and the resistor (7) is insufficient, the collector-emitter operating voltage of the transistor Q1 is automatically adjusted so that the human voltage v13 becomes zero. It is decided. Therefore, from equation (3), 11 h, B=--1...(4) 7. Since the right side of equation (4) is constant, if the transilk command voltage changes, the emitter current of transistor Q also changes, and from Figure 3, the collector current of transistor Q changes.
The emitter voltage also changes automatically. This voltage is determined by the characteristics of the transistor Q, and is the minimum required voltage to flow a predetermined emitter current.
更に、素子ばらつき、トランジスタ温度変化に応じて自
動的に決まり、hFIllが一定値に保持されているか
ら、トランジスタq、は飽和することなく、最低の電力
消費の動作状態を維持する。スイッチングモード電#(
至)の出力電圧は、巻線L1の直流抵抗分による直圧降
下、トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ電圧、抵抗
(7)の電圧降下及びモータ逆起電圧の和に等しくなり
、電源四の電圧との差はスイッチングモード電源σθの
内部損失となる。しかるに、スイッチングモード′酸諒
であるため、′電力効率は十分高く、電機子電流の変化
、或いはモータ回転数の変化による電力損失は直列制御
方式の電源を使用する場合に比べてはるかに少ない。Furthermore, since hFIll is automatically determined according to device variations and transistor temperature changes and is kept at a constant value, transistor q does not saturate and maintains the operating state with the lowest power consumption. Switching mode voltage (
The output voltage of (to) is equal to the sum of the DC voltage drop due to the DC resistance of winding L1, the collector-emitter voltage of transistor Q1, the voltage drop of resistor (7), and the motor back electromotive force, and is equal to the voltage of power supply 4. The difference between them is the internal loss of the switching mode power supply σθ. However, since the switching mode is ``switching'', the power efficiency is sufficiently high, and the power loss due to changes in armature current or motor rotational speed is much smaller than when using a series control type power source.
また、フィルタへ勾はローパスフィルタであり、差動増
幅器@を會む負帰還ループの安定性を改善する0
上記実施例において、モータの回転に伴って回転子(1
)と電様子巻m(3)の回転位置が変って、トランジス
タQ1〜Q3のうち導通するトランジスタが変化しても
、上述と同様の動作でトランジスタQ1〜Q3の動作電
位は巻線電流に対応して安定に変化する。In addition, the slope of the filter is a low-pass filter, which improves the stability of the negative feedback loop that connects the differential amplifier.
) and the rotational position of the current winding m(3) change and which of the transistors Q1 to Q3 becomes conductive changes, the operating potential of the transistors Q1 to Q3 corresponds to the winding current with the same operation as described above. and change stably.
なお、上記実施例では3相の場合について説明したが、
本発明は3相に限る必然性はなく、また、本発明の主旨
を変えずに柚々の変形(例えば、位置信号切換回路(5
)の出力側に電流増幅回路を挿入し、その増幅率に相当
する分だけ抵抗(ロ)の値を大きくする方法、或いは電
流出力端子0□□□9ηの電流比を1以外の値にして抵
抗Q7)の値を変える方法等)、応用の存することは百
う゛までもない。In addition, in the above embodiment, a three-phase case was explained, but
The present invention is not necessarily limited to three phases, and various modifications may be made without changing the spirit of the present invention (for example, a position signal switching circuit (5 phase
), and increase the value of the resistor (B) by an amount corresponding to the amplification factor, or set the current ratio of the current output terminal 0□□□9η to a value other than 1. There are countless applications such as methods for changing the value of the resistor Q7).
発明の詳細
な説明した様に、本発明のブラシレスモークハ、出力ト
ランジスタを抵抗で予め決め得る常Vこ一定の電流増幅
率Vこなるようコレクタ・エミッタ電圧をスイッチング
モード電源で制御することによって、出力トランジスタ
の電力損失を必要最小限に押さえ、かつ、出力トランジ
スタの飽和を防止することによって不要なトルク損失や
異常振動をなくすことができるものである。また、出力
トランジスタのコレクタ・エミッタ動作電圧は累子ばら
つき、動作電流、或いはトランジスタ温度に自動的に追
従するため、健めて安定した動作が得られる。したがっ
てブラシレスモータ便用機器の小型化、低油*′fM、
力化に特に有効である。As described in detail of the invention, the brushless smoker of the present invention controls the collector-emitter voltage with a switching mode power supply so that the output transistor has a constant current amplification factor V which can be predetermined with a resistor. By suppressing the power loss of the output transistor to the necessary minimum and preventing saturation of the output transistor, unnecessary torque loss and abnormal vibration can be eliminated. In addition, since the collector-emitter operating voltage of the output transistor automatically follows the regulator variation, operating current, or transistor temperature, a healthy and stable operation can be obtained. Therefore, the size of brushless motor convenience equipment, low oil *'fM,
It is particularly effective for empowerment.
第1図はブラシレスモーフの従来例の構成図、第2図は
本発明の一実施例の構成図、第3図はトランジスタのコ
レクタ・エミッタ螺圧と電流増幅率の関係を示すグラフ
である。
(υ・・・回転子、(2)・・・位置検出器、(3)・
・・電機子巻線、(4)・・・差動増幅回路、(5)・
・・位置信号切換回路、(6)・・・出力トランジスタ
群、(7)συ・・・抵抗、(8)・・・トルク指令人
力電圧、a3・・・差動増幅器、a4)・・・フィルタ
、αυ・・・スイッチングモード電源
代理人 森 本 義 弘
第1図FIG. 1 is a block diagram of a conventional example of a brushless morph, FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a graph showing the relationship between collector-emitter spiral pressure and current amplification factor of a transistor. (υ...rotor, (2)...position detector, (3)...
... Armature winding, (4) ... Differential amplifier circuit, (5) ...
...Position signal switching circuit, (6)...Output transistor group, (7)συ...Resistor, (8)...Torque command human power voltage, a3...Differential amplifier, a4)... Filter, αυ...Switching mode power supply agent Yoshihiro MorimotoFigure 1
Claims (1)
巻線と、前記回転子と前記電機子巻線との回転位置を検
出する位置検出器と、前記電機子巻線に電流を印加する
前記相数に等しい個数のトランジスタから成る出力トラ
ンジスタ群と、前記電機子巻線の電流を検出する第1の
電流検出手段と、前記第1の電流検出手段の出力信号と
トルク指令入力信号との差を増幅する第1の増幅器と、
前記第1の増l商器の出力を前記位置検出器の出力に応
じて切換え、前記出力トランジスタ群による前記畦磯子
巻線の通電相を決定する位置信号切換手段と、前記出力
トランジスタ群のベース′厄流に応じた信号を出力する
第2の電流検出手段と、前記第1及び第2の電流検出手
段のそれぞれの出力1g号の差を増1局する第2の増幅
器と、前日ピ電磯子巻線に電力を供給するスイッチング
モード電源とを具備し、前記第1の(流検出手段に流れ
る電流と前記出力トランジスタ群のベース電流との比を
一定に保つよう前記第2の増幅器の出力で前記スイッチ
ングモード電源の出力電圧を制御するようにしたブラシ
レスモータ。 2 第2の電流検出手段として、カレントミラーと抵抗
を用い、第1の増幅器として電流出力型の差動増幅器を
用い、前記電流出力を前記カレントミラーで位置信号切
換器と前記抵抗とに分配し、前記抵抗の両端の電圧を前
記第2の電流検出手段の出力としたことを特徴とする特
Wf 請求の範囲第1項記載のブラシレスモータ。 3 第2の増幅器とスイッチングモード電源との間にロ
ーパスフィルタを弾入したことを特徴とする特許請求の
範囲第1項記載のブラシレスモータ。[Scope of Claims] 1. A multi-polar magnetized permanent magnet rotor, a multi-phase single armature winding, and a position detector that detects the rotational position of the rotor and the armature winding; an output transistor group including a number of transistors equal to the number of phases that apply a current to the armature winding; a first current detection means for detecting the current in the armature winding; and the first current detection means. a first amplifier that amplifies the difference between the output signal and the torque command input signal;
position signal switching means for switching the output of the first increaser according to the output of the position detector and determining the energization phase of the ridge-isolated winding by the output transistor group; and a base of the output transistor group. 'A second current detection means that outputs a signal according to the adverse current, a second amplifier that increases the difference between the outputs of 1g of each of the first and second current detection means, and a switching mode power supply for supplying power to the Isogo winding; 2. A brushless motor configured to control the output voltage of the switching mode power supply by using a current mirror and a resistor as the second current detection means, a current output type differential amplifier as the first amplifier, and controlling the output voltage of the switching mode power supply. Claim 1: The current mirror distributes the output between the position signal switch and the resistor, and the voltage across the resistor is used as the output of the second current detecting means. 3. The brushless motor according to claim 1, further comprising a low-pass filter inserted between the second amplifier and the switching mode power supply.
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---|---|---|---|
JP58012318A JPS59139885A (en) | 1983-01-27 | 1983-01-27 | Brushless motor |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58012318A Granted JPS59139885A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-27 | Brushless motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59139885A (en) |
-
1983
- 1983-01-27 JP JP58012318A patent/JPS59139885A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0474957B2 (en) | 1992-11-27 |
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