JPS59138111A - 超高周波電気信号増幅器の利得の温度ドリフトを補償する装置 - Google Patents
超高周波電気信号増幅器の利得の温度ドリフトを補償する装置Info
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- JPS59138111A JPS59138111A JP59007432A JP743284A JPS59138111A JP S59138111 A JPS59138111 A JP S59138111A JP 59007432 A JP59007432 A JP 59007432A JP 743284 A JP743284 A JP 743284A JP S59138111 A JPS59138111 A JP S59138111A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using FET type devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/301—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in MOSFET amplifiers
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/306—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in junction-FET amplifiers
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(技術分野)
本発明は、超高周波電気信号増幅器の利得の温度ドリフ
トを補償するための装置に関する。
トを補償するための装置に関する。
(背景技術)
調整ループ(、%egulation 1oop)を用
いて増幅器の利得を安定化させることが知られている。
いて増幅器の利得を安定化させることが知られている。
この方法によれば、増幅器の出力電力の一部がカプラに
よって取り出されて検出器□ドリフトは温度補償されて
いる検出ダイオードによって通常形成される−の入力に
与えられ、この検出器は比較器の第1の入力に直流電圧
を出力する。比較器の出力は、振幅が検出された電圧と
しきい値又は基準電圧との間の差に比例する誤差信号を
出力する。
よって取り出されて検出器□ドリフトは温度補償されて
いる検出ダイオードによって通常形成される−の入力に
与えられ、この検出器は比較器の第1の入力に直流電圧
を出力する。比較器の出力は、振幅が検出された電圧と
しきい値又は基準電圧との間の差に比例する誤差信号を
出力する。
得られた誤差信号は増幅チェーン内に設けられたアッテ
ネータの減衰率に作用し、この結果増幅器の出力におけ
る電力レベルは、温度変化k、ががゎらず、一定に保た
れる。
ネータの減衰率に作用し、この結果増幅器の出力におけ
る電力レベルは、温度変化k、ががゎらず、一定に保た
れる。
しかしながら、この方法には次のような問題点が生ずる
。すなわち、増幅器が種々の周波数差を有する複数の周
波数を同時に伝送する場合には、検出器の出力電圧はも
はや温度変化の関数としてのみ変化せず、伝送された異
なる周波数の関数として変化し、従って検出器によって
出力された電圧によって、温度に基づく利得の変化を直
接補償することは、もはや不可能である。
。すなわち、増幅器が種々の周波数差を有する複数の周
波数を同時に伝送する場合には、検出器の出力電圧はも
はや温度変化の関数としてのみ変化せず、伝送された異
なる周波数の関数として変化し、従って検出器によって
出力された電圧によって、温度に基づく利得の変化を直
接補償することは、もはや不可能である。
また、増幅トランジスタのバイアス値に直接作用するこ
とによって、増幅器の利得を安定化させることが知られ
ている。この方法は、例えば、電界効果トランジスタの
制御ゲートに補正電圧を与えることにより電界効果トラ
ンジスタの温度ドリフトを補償し、これによりドレイン
電流を変化させて利得を変化させる。この方法を実行す
るためには、電界効果トランジスタのゲートのバイアス
値に正確に作用する温度感受性素子を選択することで十
分である。しかしながら、安定領域からはずれて動作す
る低レベルのトランジスタに適用可能なこの方法は、パ
ワー電界効果トランジスタを実際に用いることは極めて
困難である。実際、電界効果トランジスタの増幅チェー
ンの平均ドリフトは、摂氏温度当りほぼ0015デシベ
ル−この値は増幅器を構成する段数によって乗算される
−である。従って、例えば、100℃の範囲内で温度変
化を受けるトランジスタが8個縦続接続された増幅器チ
ェーンに対して、ピーク対ピークのドリフトは実質上1
2デシベルとなる。
とによって、増幅器の利得を安定化させることが知られ
ている。この方法は、例えば、電界効果トランジスタの
制御ゲートに補正電圧を与えることにより電界効果トラ
ンジスタの温度ドリフトを補償し、これによりドレイン
電流を変化させて利得を変化させる。この方法を実行す
るためには、電界効果トランジスタのゲートのバイアス
値に正確に作用する温度感受性素子を選択することで十
分である。しかしながら、安定領域からはずれて動作す
る低レベルのトランジスタに適用可能なこの方法は、パ
ワー電界効果トランジスタを実際に用いることは極めて
困難である。実際、電界効果トランジスタの増幅チェー
ンの平均ドリフトは、摂氏温度当りほぼ0015デシベ
ル−この値は増幅器を構成する段数によって乗算される
−である。従って、例えば、100℃の範囲内で温度変
化を受けるトランジスタが8個縦続接続された増幅器チ
ェーンに対して、ピーク対ピークのドリフトは実質上1
2デシベルとなる。
従って、要求される大きな接続グイナミクス(dyna
mics )のために、トランジスタのバイアスに作用
することにより補償する方法は、結局効率が悪い。
mics )のために、トランジスタのバイアスに作用
することにより補償する方法は、結局効率が悪い。
(発明の目的)
本発明の目的は、上述した問題点を解消することにある
。
。
この目的のために、本発明によれば、2ゲート電界効果
トランジスタと温度センサとを有し、前記2ゲート電界
効果トランジスタの第1のゲートは超高周波信号源に接
続され、第2のゲートは前記温度センサに接続され、前
記2ゲート電界効果トランジスタの出力は増幅器に接続
され、前記温度センサは温度変化の関数として前記2ゲ
ート電界効果トランジスタの利得を制御する超高周波用
増幅器の利得の温度ドリフトを補償する装置が提供され
る。
トランジスタと温度センサとを有し、前記2ゲート電界
効果トランジスタの第1のゲートは超高周波信号源に接
続され、第2のゲートは前記温度センサに接続され、前
記2ゲート電界効果トランジスタの出力は増幅器に接続
され、前記温度センサは温度変化の関数として前記2ゲ
ート電界効果トランジスタの利得を制御する超高周波用
増幅器の利得の温度ドリフトを補償する装置が提供され
る。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
(発明の構成及び作用)
第1図は、増幅器チェーンと超高周波信号源との間に接
続された本発明による装置のブロック図である。同図に
示される装置は、2ゲート電界効果トランジスタ1と線
形温度センサ2とを有する。
続された本発明による装置のブロック図である。同図に
示される装置は、2ゲート電界効果トランジスタ1と線
形温度センサ2とを有する。
2ゲート電界効果トランジスタ1は公知のタイツ。
のものであり、ソース電極とドレイン電極との間に挿入
された2つのゲートによって形成されている。このタイ
プのトランジスタは、N E Cとして知られている1
1日本電気株式会社!1により、NE463850品名
で市販化されている。この動作をより理解するために、
2ゲート電界効果トランジスタ1は、2つの縦続接続さ
れた電界効果トランジスタ3と4を有する等価ダイヤグ
ラムにより、第1図に示されている。2ゲート電界効果
トランジスタ1の出力は、電界効果トランジスタ4のド
レインと電界効果トランジスタ3のソースとの間の共通
接続点により形成されている。2ゲート電界効果トラン
ジスタ1の出力は、超高周波増幅器5の入力に接続され
ている。2ゲート電界効果トランジスタ1の第1のゲー
トとしての役割をする電界効果トランジスタ4のゲート
は、超高周波信号源6の出力に接続されている。電界効
果トランジスタ40ソース電極は、装置の全体アースに
接続されている。2ゲート電界効果トランジスタ上の第
2のゲートとしての役割をする電界効果トランジスタ3
のゲートは、温度センサ2の出力に接続されている。電
界効果トランジスタ3のドレインは、装置の外部に設け
られた電源(図示しない)により、電圧+VCCにバイ
アスされている。2ゲート電界効果トランジスタ1から
出力される信号のレベルと、超高周波信号源6により与
えられる入力信号との割合に対応する2ゲート電界効果
トランジスタ1の利得の特性−これは温度センサ2によ
って2ゲート電界効果トランジスタ1の第2ゲートに与
えられる利得制御直流電圧の関数である−は、第2図の
グラフに示されている。このグラフにおいて、図示され
ている曲線は次の条件下におけるトランジスタNE46
385の測定された利得に相当する。ここでこのトラン
ジスタは、第1ゲート(電界効果トランジスタ4のゲー
ト)が−2,45ボルトである直流電圧vGs】によっ
てバイアスされ、電圧VCCは+4ボルトであり、ドレ
イン電流IDOはxoPAである。2ゲート電界効果ト
ランジスタ1の第2ゲートに与えられた直流電圧である
値vGs2は横座標に示されており、対応する利得値G
=fであれば、2ゲート電界効果トランジスタ1の利得
は、0ないし約−3ボルトの電圧VGS2の変化に対し
て、−15dBないし約+8dBにわたって変化する。
された2つのゲートによって形成されている。このタイ
プのトランジスタは、N E Cとして知られている1
1日本電気株式会社!1により、NE463850品名
で市販化されている。この動作をより理解するために、
2ゲート電界効果トランジスタ1は、2つの縦続接続さ
れた電界効果トランジスタ3と4を有する等価ダイヤグ
ラムにより、第1図に示されている。2ゲート電界効果
トランジスタ1の出力は、電界効果トランジスタ4のド
レインと電界効果トランジスタ3のソースとの間の共通
接続点により形成されている。2ゲート電界効果トラン
ジスタ1の出力は、超高周波増幅器5の入力に接続され
ている。2ゲート電界効果トランジスタ1の第1のゲー
トとしての役割をする電界効果トランジスタ4のゲート
は、超高周波信号源6の出力に接続されている。電界効
果トランジスタ40ソース電極は、装置の全体アースに
接続されている。2ゲート電界効果トランジスタ上の第
2のゲートとしての役割をする電界効果トランジスタ3
のゲートは、温度センサ2の出力に接続されている。電
界効果トランジスタ3のドレインは、装置の外部に設け
られた電源(図示しない)により、電圧+VCCにバイ
アスされている。2ゲート電界効果トランジスタ1から
出力される信号のレベルと、超高周波信号源6により与
えられる入力信号との割合に対応する2ゲート電界効果
トランジスタ1の利得の特性−これは温度センサ2によ
って2ゲート電界効果トランジスタ1の第2ゲートに与
えられる利得制御直流電圧の関数である−は、第2図の
グラフに示されている。このグラフにおいて、図示され
ている曲線は次の条件下におけるトランジスタNE46
385の測定された利得に相当する。ここでこのトラン
ジスタは、第1ゲート(電界効果トランジスタ4のゲー
ト)が−2,45ボルトである直流電圧vGs】によっ
てバイアスされ、電圧VCCは+4ボルトであり、ドレ
イン電流IDOはxoPAである。2ゲート電界効果ト
ランジスタ1の第2ゲートに与えられた直流電圧である
値vGs2は横座標に示されており、対応する利得値G
=fであれば、2ゲート電界効果トランジスタ1の利得
は、0ないし約−3ボルトの電圧VGS2の変化に対し
て、−15dBないし約+8dBにわたって変化する。
第3図に示される温度センサは、差動演算増幅器8を有
する。この増幅器はIf +l+によって示された入力
とII 11によって示された入力とを有し、電界効果
トランジスタ3のゲートを制御するために、出力信号V
GS2を出力する。差動演算増幅器8の出力は、抵抗9
−賜として示されており、積分キャパシタ10が並列に
接続されて(・るーを介してII −11入力にループ
化されている。差動演算増幅器8のII I+入力は、
更に、Roとして示されて℃する抵抗12を介してポテ
ンシオメータ11のスライダに接続されている。ポテン
シオメータ11の一端はセンサの全体アースM−これは
、装置の全体アースMでもある−に接続され、他端はR
4として示されてい)抵抗13を介して正電圧+VCを
供給する基準電源に接続されている。差動演算増幅器8
のII +n入力は、R8として示されている抵抗15
を介して、R9として示されているポテンシオメータ1
4のスライダの出力に接続されている。ポテンシオメー
タ14の一端は、センサのアースMに接続されている。
する。この増幅器はIf +l+によって示された入力
とII 11によって示された入力とを有し、電界効果
トランジスタ3のゲートを制御するために、出力信号V
GS2を出力する。差動演算増幅器8の出力は、抵抗9
−賜として示されており、積分キャパシタ10が並列に
接続されて(・るーを介してII −11入力にループ
化されている。差動演算増幅器8のII I+入力は、
更に、Roとして示されて℃する抵抗12を介してポテ
ンシオメータ11のスライダに接続されている。ポテン
シオメータ11の一端はセンサの全体アースM−これは
、装置の全体アースMでもある−に接続され、他端はR
4として示されてい)抵抗13を介して正電圧+VCを
供給する基準電源に接続されている。差動演算増幅器8
のII +n入力は、R8として示されている抵抗15
を介して、R9として示されているポテンシオメータ1
4のスライダの出力に接続されている。ポテンシオメー
タ14の一端は、センサのアースMに接続されている。
ポテンシオメータ14の他端は、馬として示されている
ポテンシオメータ16のスライダに接続されている。ポ
テンシオメータ16の一端は、R3として示されている
抵抗17を介して基準電圧源−VCに接続され、他端は
R1として示されている抵抗18と直列接続されたダイ
オード19 、20 、21を介して、基準電圧+Vc
を出力する供給源に接続されている。
ポテンシオメータ16のスライダに接続されている。ポ
テンシオメータ16の一端は、R3として示されている
抵抗17を介して基準電圧源−VCに接続され、他端は
R1として示されている抵抗18と直列接続されたダイ
オード19 、20 、21を介して、基準電圧+Vc
を出力する供給源に接続されている。
抵抗18の一端をダイオード19のカソードに接続する
共通接続点は、サーミスタ又はこれと等価の他の手段の
如き温度の関数として変化する素子22と、RAによっ
て示されている可変抵抗n−これらは直列に接続されて
いるーを介して、基準電圧+Vcを出力する供給源の出
力に接続されている。
共通接続点は、サーミスタ又はこれと等価の他の手段の
如き温度の関数として変化する素子22と、RAによっ
て示されている可変抵抗n−これらは直列に接続されて
いるーを介して、基準電圧+Vcを出力する供給源の出
力に接続されている。
基準電圧+■cはツェナーダイオードUによって与えら
れる。ここで、このダイオードのアノードはアースMに
接続され、カソードは直列に接続された抵抗25と26
を介して電圧子Eを供給するセンサ外部に設けられた供
給源(図示しない)に接続されている。抵抗5と26の
共通接続点は、抵抗27を介してセンサのアースMに接
続されている。同様に、基準電圧−vcはツェナーダイ
オード四によって与えられる。ここで、ツェナーダイオ
ード28のカソードはセンサのアースMに接続され、ア
ノードは直列に接続された抵抗29と閏を介して電圧−
Eを供給する、センサ外部に設けられた供給源(図示し
ない)に接続されている。抵抗29と30の共通接続点
は、キャパシタ31によってセンサのアースMに接続さ
れている。
れる。ここで、このダイオードのアノードはアースMに
接続され、カソードは直列に接続された抵抗25と26
を介して電圧子Eを供給するセンサ外部に設けられた供
給源(図示しない)に接続されている。抵抗5と26の
共通接続点は、抵抗27を介してセンサのアースMに接
続されている。同様に、基準電圧−vcはツェナーダイ
オード四によって与えられる。ここで、ツェナーダイオ
ード28のカソードはセンサのアースMに接続され、ア
ノードは直列に接続された抵抗29と閏を介して電圧−
Eを供給する、センサ外部に設けられた供給源(図示し
ない)に接続されている。抵抗29と30の共通接続点
は、キャパシタ31によってセンサのアースMに接続さ
れている。
上述した温度センサの動作は次のとおりである。
差動演算増幅器8は、ポテンシオメータ11と12のス
ライダにおいてそれぞれ得られた電圧ぬと■8との差を
増幅し、2ゲート電界効果トランジスタ1の第2ゲート
を制御するために、電圧vcs2を供給する。電圧VG
S2は次の関係に従う。
ライダにおいてそれぞれ得られた電圧ぬと■8との差を
増幅し、2ゲート電界効果トランジスタ1の第2ゲート
を制御するために、電圧vcs2を供給する。電圧VG
S2は次の関係に従う。
VGS2 = G (Vn −VA)
filここで、 電圧vAは、ポテンシオメータ11によって、ツェる。
filここで、 電圧vAは、ポテンシオメータ11によって、ツェる。
この場合、次の関係式に従う。
ここで、K、はポテンシオメータ11の電位比である。
他方において、電圧VBは温度に従って変化し、ポテン
シオメータ16のスライダの電位とセンサのアースMと
の間に存在する電位差■Rから出力される。この電位差
は、ダイオード19ないし21のそれぞれの端子間に現
われる電圧の関数として変化する。実際、通常の温度5
℃において、ダイオードの端子間における電圧は約07
ボルトであり、この電圧は周囲の温度が上昇すると小さ
くなる。周囲の温度が約85℃に達すると、電圧Vdは
100ミリボルトはど減少する。逆に、周囲の温度が低
くなると、ダイオードの端子間における電圧Vdは高く
なる。第3図の素子の助けをもって、簡単な計算にるに
充分である。すべての周囲温度において、Lが抵抗R1
を流れる電流であるとすれば、次の関係が成立する。
シオメータ16のスライダの電位とセンサのアースMと
の間に存在する電位差■Rから出力される。この電位差
は、ダイオード19ないし21のそれぞれの端子間に現
われる電圧の関数として変化する。実際、通常の温度5
℃において、ダイオードの端子間における電圧は約07
ボルトであり、この電圧は周囲の温度が上昇すると小さ
くなる。周囲の温度が約85℃に達すると、電圧Vdは
100ミリボルトはど減少する。逆に、周囲の温度が低
くなると、ダイオードの端子間における電圧Vdは高く
なる。第3図の素子の助けをもって、簡単な計算にるに
充分である。すべての周囲温度において、Lが抵抗R1
を流れる電流であるとすれば、次の関係が成立する。
2VC= 3■d+ (R,−1−R2+ Rs )
;= (4)及び この例において、抵抗風とR6を流れる電流L2と抵抗
R0を流れる電流L3は、電流りに対して無視すること
ができる。
;= (4)及び この例において、抵抗風とR6を流れる電流L2と抵抗
R0を流れる電流L3は、電流りに対して無視すること
ができる。
関係式(5)は、更に、次の関係式として表現可能であ
る。
る。
仮に、ある周囲温度に対して、ダイオード19ないし2
1によって測定される温度が減少するとすれば、ダイオ
ードのそれぞれの端子における電圧は+△Vdだげ高く
なり、式(6)は次のようになる。
1によって測定される温度が減少するとすれば、ダイオ
ードのそれぞれの端子における電圧は+△Vdだげ高く
なり、式(6)は次のようになる。
VR+△■R=■c−3(Vd+△Vd)−(R1+k
R2)Xここで、 K(1なので、1−には正である。
R2)Xここで、 K(1なので、1−には正である。
従って、温度が減少しているときに、電圧vRがダイオ
ードの端子における電圧Vdに比例して変化している間
は、電圧vRは一層負になる。
ードの端子における電圧Vdに比例して変化している間
は、電圧vRは一層負になる。
第3図に示される装置のセンテングは、次のようにして
行なうことができる。
行なうことができる。
周囲基準温度、例えば5°Cにおいて、ポテンシオメー
タ16は0ボルトの電圧VRを与えるように調整され、
この結果ポテンシオメータ14のスライダ上にOボルト
の電圧VBを得るように調整される。
タ16は0ボルトの電圧VRを与えるように調整され、
この結果ポテンシオメータ14のスライダ上にOボルト
の電圧VBを得るように調整される。
ポテンシオメータ11は増幅器8の出力に約−2,9ボ
ルトの電圧VGS2を得るように調整される。これは、
第2図に従って、2ゲート電界効果トランジl2の比に
おいて電圧VBの変化に追従する電圧VGS2は一層負
になる。これにより、超高周波増幅器5の利得の対応す
る増加に対して補償する2ゲート電界効果トランジスタ
1の減衰量は、より大きくなるように制御される。この
補償は、電圧VBを与えるポテンシオメータ14の正確
なセッテングに対して、極めて正確に平衡がとられる。
ルトの電圧VGS2を得るように調整される。これは、
第2図に従って、2ゲート電界効果トランジl2の比に
おいて電圧VBの変化に追従する電圧VGS2は一層負
になる。これにより、超高周波増幅器5の利得の対応す
る増加に対して補償する2ゲート電界効果トランジスタ
1の減衰量は、より大きくなるように制御される。この
補償は、電圧VBを与えるポテンシオメータ14の正確
なセッテングに対して、極めて正確に平衡がとられる。
反対に、周囲温度が25°C以上に上昇したとき、電圧
VGS2は一層正の方向に向い、この結果、増幅器5の
利得の減少に対して補償する2ゲート電界効果トランジ
スタ1の減衰量は、より小さくなるように制御される。
VGS2は一層正の方向に向い、この結果、増幅器5の
利得の減少に対して補償する2ゲート電界効果トランジ
スタ1の減衰量は、より小さくなるように制御される。
以下に説明する、センサ2によって制御される2ゲート
電界効果トランジスタの利得の変化が、6、IGHzの
伝送周波数に対して、第4図に示されている。
電界効果トランジスタの利得の変化が、6、IGHzの
伝送周波数に対して、第4図に示されている。
第4図において、抵抗nがゼロであるときは、はぼ線形
の利得変化は一10℃と70℃の間において、−11d
Bないし約+1dBであり、抵抗おが100ないし20
0Ωの間の値であるときは、−10,5dBないし約−
3dBであることがわかる。
の利得変化は一10℃と70℃の間において、−11d
Bないし約+1dBであり、抵抗おが100ないし20
0Ωの間の値であるときは、−10,5dBないし約−
3dBであることがわかる。
得られた結果は、抵抗23がゼロのときは、より大きな
ダイナミクスであることを示しており、この場合抵抗2
3はサーミスタ22の役割を一層効果的なものとしてい
る。実際、周囲温度が高いときはサーミスタの抵抗は減
少し、その影響は3つのダイオード19 、20 、2
1の影響に対してもはや無視することはできない。これ
により、電界効果トランジスタのゲートはより小さく負
とされ、利得特性の曲線は第2図に示される2ゲート電
界効果トランジスタを制御する電圧VGS2の関数とし
て補償される。この結果は、サーミスタ22に直列に挿
入された抵抗器の値に従って改善可能である。
ダイナミクスであることを示しており、この場合抵抗2
3はサーミスタ22の役割を一層効果的なものとしてい
る。実際、周囲温度が高いときはサーミスタの抵抗は減
少し、その影響は3つのダイオード19 、20 、2
1の影響に対してもはや無視することはできない。これ
により、電界効果トランジスタのゲートはより小さく負
とされ、利得特性の曲線は第2図に示される2ゲート電
界効果トランジスタを制御する電圧VGS2の関数とし
て補償される。この結果は、サーミスタ22に直列に挿
入された抵抗器の値に従って改善可能である。
第5図に示されるグラフは、本発明の装置によって温度
補償された超高周波増幅器において行なわれた測定結果
である。同図から、超高周波増幅器5によって供給され
た出力電力は、−1O℃と+55℃て、はぼ一定に保た
れるーということがわかる。
補償された超高周波増幅器において行なわれた測定結果
である。同図から、超高周波増幅器5によって供給され
た出力電力は、−1O℃と+55℃て、はぼ一定に保た
れるーということがわかる。
曲線Aは、−10℃の温度に対する周波数の関数として
の利得特性を示している。曲線Bは5℃の温度に対する
周波数の関数としての利得特性を示し、曲線Cは+55
℃の温度に対する周波数の関数としての利得特性を示し
ている。
の利得特性を示している。曲線Bは5℃の温度に対する
周波数の関数としての利得特性を示し、曲線Cは+55
℃の温度に対する周波数の関数としての利得特性を示し
ている。
以上、本発明の原理を1つの実施例に基づき説明したが
、この説明は一例にすぎず、本発明の範囲を限定するも
のではない。
、この説明は一例にすぎず、本発明の範囲を限定するも
のではない。
第1図は増幅器チェーンと超高周波数信号源との間に接
続された本発明による装置のブロック図、第2図は2ゲ
ート電界効果トランジスタの第2のゲートに与えられた
制御電圧の関数としての2ゲート電界効果トランジスタ
の利得の変化を示すグラフ、第3図は第1図に示される
装置を構成するために用いられる線形温度センサを示す
図、第4図は温度センサによって駆動される2ゲート電
界効果トランジスタの利得の変化をポすグラフ、及び第
5図は本発明の装置を介して超高周波数信号源により与
えられた信号の周波数の関数としての増幅器の出力電力
の特性を示すグラフである。 1・・・2ゲート電界効果トランジスタ、2・・・温度
センサ、3.4・・・電界効果トランジスタ、5・・・
超高周波増幅器、6・・・超高周波信号源、8・・・差
動演算増幅器、22・・・サーミスタ。 特許出願人 トムソンーセーエスエフ 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −
続された本発明による装置のブロック図、第2図は2ゲ
ート電界効果トランジスタの第2のゲートに与えられた
制御電圧の関数としての2ゲート電界効果トランジスタ
の利得の変化を示すグラフ、第3図は第1図に示される
装置を構成するために用いられる線形温度センサを示す
図、第4図は温度センサによって駆動される2ゲート電
界効果トランジスタの利得の変化をポすグラフ、及び第
5図は本発明の装置を介して超高周波数信号源により与
えられた信号の周波数の関数としての増幅器の出力電力
の特性を示すグラフである。 1・・・2ゲート電界効果トランジスタ、2・・・温度
センサ、3.4・・・電界効果トランジスタ、5・・・
超高周波増幅器、6・・・超高周波信号源、8・・・差
動演算増幅器、22・・・サーミスタ。 特許出願人 トムソンーセーエスエフ 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)2ゲート電界効果トランジスタと温度センサとを
有し、前記2ゲート電界効果トランジスタの第1のゲー
トは超高周波信号源に接続され、第2のゲートは前記温
度センサに接続され、前記2ゲート電界効果トランジス
タの出力は増幅器に接続され、前記温度センサは温度変
化の関数として前記2ゲート電界効果トランジスタの利
得を制御することを特徴とする超高周波電気信号増幅器
の利得の温度ドリフトを補償する装置。 (2)前記2ゲート電界効果トランジスタの利得の変化
は、温度の関数として線形に与えられることを特徴とす
る特許請求の範囲第1項に記載の装置。 (3) 前記温度センサは、温度が増加したときに、
利得を増大させるように2ゲート電界効果トランジスタ
に作用することを特徴とする特許請求の範囲第2項に記
載の装置。 (4)前記温度センサは差動増幅器を有し、該第1の入
力は温度の関数として可変電圧を発生する第1の手段に
接続され、第2の入力は一定の基準電圧を供給する第2
の手段に接続され、該第2の手段の出力は前記第1の手
段によって供給された可変電圧と前記第2の手段によっ
て供給された一定の電圧との差の関数として前記2ゲー
ト電界効果トランジスタの利得を制御するために、前記
2ゲート電界効果トランジスタの第2のゲートに制御電
圧を供給することを特徴とする特許請求の範囲第3項に
記載の装置。 (5)前記第1の手段は、直列に接続された複数のダイ
オードを有することを特徴とする特許請求の範囲第4項
に記載の装置。 (6)前記第1の手段は、温度の関数として変化する少
なくとも1つの素子に並列に接続された複数の直列に接
続されたダイオードを有することを特徴とする特許請求
の範囲第4項に記載の装置。 (力 前記第1の手段は、基準周囲温度のときには前記
第1の手段の出力においてゼロボルトを得るために、前
記第1の手段によって出力された電圧を調整するための
手段に接続されることを特徴とする特許請求の範囲第6
項に記載の装置。 (8)前記第2の手段は、前記2ゲート電界効果トラン
ジスタの利得を周囲基準温度におけるある値に調整する
ために基準電圧を調整するための手段を有することを特
徴とする特許請求の範囲第4項に記載の装置。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8300914A FR2539932A1 (fr) | 1983-01-21 | 1983-01-21 | Dispositif de compensation des derives du gain en temperature, d'un amplificateur de signaux electriques hyperfrequences |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59138111A true JPS59138111A (ja) | 1984-08-08 |
Family
ID=9285170
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59007432A Pending JPS59138111A (ja) | 1983-01-21 | 1984-01-20 | 超高周波電気信号増幅器の利得の温度ドリフトを補償する装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4555675A (ja) |
EP (1) | EP0116492B1 (ja) |
JP (1) | JPS59138111A (ja) |
AR (1) | AR242473A1 (ja) |
CA (1) | CA1206537A (ja) |
DE (1) | DE3465230D1 (ja) |
FR (1) | FR2539932A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4849710A (en) * | 1988-04-27 | 1989-07-18 | Litton Systems, Inc. | Temperature compensated high gain FET amplifier |
GB2232841B (en) * | 1989-05-19 | 1994-01-26 | Quantel Ltd | An amplification circuit with temperature compensation |
FR2680291B1 (fr) * | 1991-08-08 | 1998-06-19 | Europ Agence Spatiale | Amplificateur de puissance a transistors mesfet et son bloc d'alimentation, notamment pour l'amplification de signaux hyperfrequences a bord d'un stallite. |
US5949121A (en) * | 1996-08-02 | 1999-09-07 | Motorola Inc. | Temperature-indicating field effect transistor |
JP3678939B2 (ja) | 1999-04-30 | 2005-08-03 | アルプス電気株式会社 | 温度補償を行ったagc回路 |
US6784746B1 (en) * | 2003-04-17 | 2004-08-31 | Agilent Technologies, Inc. | Circuit and method for correcting thermal deviations of one or more output signals from an amplifier with early effect compensation |
US7034618B2 (en) * | 2004-03-09 | 2006-04-25 | Nokia Corporation | Temperature compensating circuit |
KR101385229B1 (ko) | 2006-07-13 | 2014-04-14 | 삼성디스플레이 주식회사 | 게이트 온 전압 발생 회로, 구동 장치 및 이를 포함하는표시 장치 |
CN107063498B (zh) * | 2017-05-19 | 2024-01-30 | 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 | 一种温度传感器及其制备方法 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3387206A (en) * | 1965-09-29 | 1968-06-04 | Bell Telephone Labor Inc | Bridge circuit for amplifier gain versus temperature compensation |
GB1251671A (ja) * | 1968-01-30 | 1971-10-27 | ||
US3914702A (en) * | 1973-06-01 | 1975-10-21 | Rca Corp | Complementary field-effect transistor amplifier |
FR2251100A1 (en) * | 1973-11-13 | 1975-06-06 | Thomson Csf | Saturable resistance semiconducting device - is included in circuit having temperature compensation |
US4207538A (en) * | 1978-08-29 | 1980-06-10 | Rca Corporation | Temperature compensation circuit |
US4442410A (en) * | 1981-10-29 | 1984-04-10 | Halliburton Company | Temperature stabilized amplifier for borehole use |
-
1983
- 1983-01-21 FR FR8300914A patent/FR2539932A1/fr active Granted
-
1984
- 1984-01-10 US US06/569,711 patent/US4555675A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-01-17 DE DE8484400090T patent/DE3465230D1/de not_active Expired
- 1984-01-17 EP EP84400090A patent/EP0116492B1/fr not_active Expired
- 1984-01-18 CA CA000445537A patent/CA1206537A/en not_active Expired
- 1984-01-19 AR AR84295468A patent/AR242473A1/es active
- 1984-01-20 JP JP59007432A patent/JPS59138111A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
AR242473A1 (es) | 1993-03-31 |
EP0116492A1 (fr) | 1984-08-22 |
FR2539932A1 (fr) | 1984-07-27 |
CA1206537A (en) | 1986-06-24 |
DE3465230D1 (en) | 1987-09-10 |
EP0116492B1 (fr) | 1987-08-05 |
FR2539932B1 (ja) | 1985-03-15 |
US4555675A (en) | 1985-11-26 |
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