JPS59116795A

JPS59116795A - 音声符号化装置

Info

Publication number: JPS59116795A
Application number: JP57231606A
Authority: JP
Inventors: 一範小澤
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1982-12-24
Filing date: 1982-12-24
Publication date: 1984-07-05
Also published as: JPH0426120B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１０にビット／秒以下とするような符号
化方式に関する。

音声信号を１０にビット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するための効果的な方法としては、音声信号の駆動
音源信号系列を、それを用いて再生した信号と入力信号
との誤差最小を条件として、短時間毎に探索する方法が
、よ（知られている。

これらの方法はその探索方法によって木符号化（ＴＲＥ
Ｅ　Ｃ０ＤＩＮＧ）、ヘクトル量子化（ＶＥＣＴＯＲＱ
ＵＡＮＴ　Ｉ　ＺＡＴ　Ｉ　ＯＮ　）と呼ばれティる。

また、これらの方法以外に、駆動音源信号系列を表わす
複数個のパルス系列を、短時間毎に、符号器側で、Ａ　
−ｂ−８（ΔＮＡＬＹＳ　Ｉ　Ｓ一旦Ｙ一旦ＹＮＴＨＥ
ＳＩＳ　　）の手法を用いて逐次的に求めようとする方
式が最近、提案されている。本発明は、この方式に関係
するものである。この方式の詳細については、ビー・ニ
ス・アクール（Ｂ　、　Ｓ　、ＡＴＡＬ）氏らによるア
イ・シー・ニス−ニス・ビー（１，Ｃ，Ａ、Ｓ、Ｓ、Ｐ
）の予稿集、１９８２年６１４〜６１７頁に掲載の［ア
・ニュー・モデル・オプ・エル・ビー・シτ拳エクサイ
ティション・フォー・プロデューシング・ナチュラル・
サウンデ゛イング・スピーチ・７ソト・ロウ・ビット・
レインＪ　　（”　ＡＮＥＷ　ＭＯＤＥＬ　０ＦＬＰＣ
ＥＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　ＦＯＲＰＲＯＤＵＣＩＮＧ　Ｎ
ＡＴＵ−ＲＡＬ−８ＯＵＮＤＩＮＧ　５ＰＥＥＣＨＡＴ
　ＬＯＷ　ＢＩＴ　ＲＡ−ＴＥＳ”）と題した論文（文
献１）に説明されているので、ここでは簡単に説明を行
なう。

第１図は、前記文献１．に記載の従来方式における符号
器側の処理を示すブロック図である。図において、１０
０は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変換された音声信号
系列Ｘ（ｎｌが入力される。１１０はパンツアメモリ回
路であり、音声信号系列を１フレーム（例えば１０　ｍ
　ＳｅＧ、　　８　ＫＨ，ｚサンプリングの場合は８０
サンプル）分、蓄積する。１１０の出力値は減算器１２
０と、Ｋパラメータ計算回路１８０とに出力される。但
し、文献１．によればにパラメータのかわりにレフレク
ション・コエフィシエンツ（ＲＥＦＩＪＣＴＩＯＮ　Ｃ
０ＥＦＦＩＣＩＥＮＴＳ　）と記載されているが、これ
はにパラメータと同一のパラメータである。Ｋバラメー
ク計算回路１８０は、１ｊＯの出力値を用い、共分散法
に従って、フレーム毎の音声信号スペクトルを表わすに
パラ〈、＜メータＫｉを１６次分（１＝ｔ＝１６）求め、これらを
合成フィルタ１３０へ出力する。１４０は、音源パルス
発生回路であり、■フレームにあらかじめ定められた個
数のパルス系列を発生させる。

ここでは、このパルス系列をｄｏと記する。１４０によ
って発生された音源パルス系列の一例を第２図に示す。

第２図で横軸は離散的な時刻を、縦軸は振幅をそれぞれ
示す。ここでは、１フレーム内に８個のパルスを発生さ
せる場合について示しである。１４０によって発生され
たパルス系列ｄ（ｎｌは、合成フィルタ１３０を駆動す
る。合成フィルタ１３０は、ｄ（ｎｌを入力し、音声信
号ｘ（Ｉｌｌに対応する再生信号Ｘ（社）を求め、これ
を減算器１２０へ出力する。ここで、合成フィルタ１３
０は、ＫパラメータＫｉを入力し、これらを予測パラメ
ータａｉ（１≦ｉ≦１６）へ変換し、ａｉを用いてＸ（
社）を計算する。Ｘ（社）は、ｄ（社）とａ（ｉｌを用
い下式のように表わすことができる。

上式でｐは合成フィルタの次数を示し、ここではｐ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号ｘ（ｎｌと再生
信号Ｘ卸との差ｅＷを計算し、重み付は回路１９０へ出
力する。１９０は、ｅｔｎｌを入力し、重み付は関数ω
（ハ）を用い、次式に従って重み付は誤差ｅωｈ）を計
算する。

ｅω（社）＝ωｔｎｌ＊ｅ（ハ）　　・・・・・・・・
・（２）上式で、記号１傘”はたたみこみ積分を表わす
。

また、重み付は関数ω−は、周波数軸上で重み付けを行
なうものであり、その２変換値をＷ　（Ｚ）とすると、
合成フィルタの予測バラメークａｉを用いて、Ｚ軸上で
次式により表わされる。

上式でγは０４γ≦１の定数であり、Ｗ（Ｚ）の周波数
特性を決定する。つまり、γ＝１とすると、Ｗ（Ｚ）＝
１となり、その周波数特性は平担となる。

一方、ｒ＝０とすると、Ｗ（Ｚ）は合成フィルタの周波
数特性の逆特性となる。従って、ｒの値によってＷ　（
Ｚ）の特性を変えることができる。まだ、（３）式で示
したようにＷ（Ｚ）を合成フィルタの周波数特性に依存
させて決めているのは、聴感的なマスク効果を利用して
いるためである。つまり、入力音声信号のスペクトルの
パワが大きな箇所では（例えばフォルマントの近傍）、
再生信号のスペクトルとの誤差が少々大きくても、その
誤差は耳につき難いという聴感的な性質による。第３図
に、あるフレームにおける入力音声信号のスペクトルと
、Ｗ（Ｚ）の周波数特性の一例とを示した。ここではγ
＝０８とした。図において、横軸は周波数（最大４　）
Ｇ（ｚ　）を、縦軸は対数振幅（最大６０ｄＢ）をそれ
ぞれ示す。また、上部の曲線は音声信号のスペクトルを
、下部の曲線は重み付は関数の周波数特性を表わしてい
る。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅω［ｎｌは、誤差最小
化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回路
１５０は、ｅｏ（５）の値を１フレーム分記憶し、これ
らを用いて次式に従い、重み付け２乗誤差εを計算する
。

ここで、Ｎは２乗誤差を計算するサンプル数を示す。文
献１の方式では、この時間長を５　ｍ５ｅｃとしており
、これは８　ＫＨｚサンプリングの場合にはＮ＝４０に
相当する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（４）
式で計算した２乗誤差６を小さくするように音源パルス
発生回路１４０に対し、パルス位置及び振幅情報を与え
る。１４０は、この情報に基づいて音源パルス系列を発
生させる。合成フィルタ１３０は、この音源パルス系列
を駆動源として再生信号Ｘ（ハ）を計算する。次に減算
器１２０では、先に計算した原信号と再生信号との誤差
ｅｔｎｌから現在求まった再生信号マ（ハ）を減算して
、これを新たな誤差ｅ（社）とする。重み付は回路１９
０はｅｏを入力し重み付は誤差ｅω（社）を計算し、こ
れを誤差最小化回路１５０ヘフイードバツクする。

１５０は、再び、２乗誤差εを計算し、これを小さくす
るように音源パルス系列の振幅と位置を調整する。こう
して音源パルス系列の発生から誤差最小化による音源パ
ルス系列の調整までの一連の処理は、音源パルス系列の
パルス数があらかじめ定められた数に達するまで（り返
され、音源パルス系列が決定される。以上で従来方式の
説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
にパラメータＫｉ（１≦ｉ　４１５　）と、音源パルス
系列のパルス位置及び振幅であり、１フレ一ム円にたて
るパルスの数によって任意の伝送レイトを実現できる。

さらに、伝送レイトを１゜Ｋｂｐｓ以下とする領域に対
しては、良好な再生音質が得られ、有効な方式の−っと
考えられる。

しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある。これは音源パルス系列におけるパルス
の位置と振幅を計算する際に、そのパルスに基づいて再
生した信号と原信号との誤差及び２乗誤差を計算し、フ
ィードバックさせてパルス位置と振幅を調整しているこ
とに起因している。更には、パルスの数があらがじめ定
められた値に達するまでこの処理をくり返すことに起因
している。

更に、この従来方式によれば、分析フレーム長を一定と
しており、大刀音声信号系列のパワーの大きな部分でフ
レームが切り換わった場合には、再生信号系列において
フレームの境界部近傍で波形の不連続に起因した劣化が
発生し、再生音声品質を大きく損なうとし・う欠点があ
る。

本発明の目的は、従来方式より大幅な演算量低減が可能
で、フレーム境界部近傍での品質劣化がほとんどなく、
１０　Ｋｂｐｓ以下の伝送レイトに通用し得る高品質な
音声符号化方式とその装置を提供することにある。

本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し、前記音
声信号系列をあらかじめ定められたサンプル数だけずら
せながら区切る手段と、前記区切られた音声信号系列か
ら過去に計算し求めた駆動音源信号系列に由来した応答
信号系列を減算する手段と、前記区切られた音声信号系
列あるいは前記減算手段出力系列を用いて短時間スペク
トル包絡を表わすバラメークを抽出して符号化する手段
と、前記短時間スペクトル包絡を表わすパラメータをも
とにインパルス応答系列を計算する手段と、前記インパ
ルス応答系列を用いて自己相関々数列を計算する手段と
、前記減算手段出力系列と前記インパルス応答系列とを
入力し前記減算手段出力系列あるいは前記減算手段出力
系列にあらかじめ定められた補正を施した信号系列と前
記インパルス応答系列の相互相関々数列を計算する手段
と、前記自己相関々数列と前記相互相関々数列とを用い
て前記区切られた音声信号系列よりも短いサンプル数の
音声信号系列に対し駆動音源信号系列を求めて符号化す
る手段と、前記短時間スペクルル包絡を表わすパラメー
タの符号と前記駆動音源信号系列を表わす符号とを組み
合わせて出力する手段とを有するようにしたことを特徴
とする音声符号化方法が得られる。

本発明による音声符号化方式は、音源パルス系列を計算
するアルゴリズムに特徴の一つがある。

従って以下では、このアルゴリズムを最初に詳細に説明
することにする。

まず、１フレーム内の任意の時刻ｎにおける音源パルス
系列ｄ（社）を次式で表わす。

ｄ（社）−４ｋ・δｎｏ　ｍｋ・・・・・・・・・（５
）ここで、δｎ、　ｍｋはりｐネッカーのデルタを表わ
し、ｎ＝ｍｋの場合に１で、ｎ〜ｍｋの場合はＯである
。また、９には、位置蝕のパルスの振幅を表わす。

ｄ（ｎｌを合成フィルタに入力して得られる再生信号Ｘ
（社）は、合成フィルタの予測パラメータをａｉ（ＩＩ
Ｑ、　ｉ　ｌ−Ｎｐ　　；ここでＮｐは合成フィルタの
次数を示す）とすると、次式のように書ける。

Ｎｐ　　。

；２”ｗ　＝　ｄ　ｆｎｌ＋Σａ　ｔ　ｘ　（ｎ−ｔ　
）　　−−・・・（６）次に、入力音声信号ｘｆｎｌと
再生信号マ■との１フレーム内の重み付け２乗誤差Ｊは
次のように書ける。

ここでω（社）は重み付は回路のインパルス応答であり
、例えば従来例と同一特性としてもよい。又、Ｎは１フ
レームのサンプル数を示す。（７）式はさらに次式のよ
うに変形できる。

ここでＸ（社）＊ω（社）の項は次式に従って変形され
る。

Ｘω（ロ）＝Ｘ（社）＊ω（社）・・・・・・・・・（
９）とお匂（９）式の両辺を２変換すると、ｘω（ｚ）
　＝　ｉ＜ｚ＞　−ｗ（ｚ）−・−（ｔｏ）とかげる。

糸２）は更に次のようにかげる。

Ｘ（Ｚｌ　＝　Ｈ（Ｚ）　−Ｄ（Ｚ）　−−・・・−・
・−（１１）ここで以２）は音源パルス系列（５）式の
２変換を示し、Ｈ（Ｚ）は合成フィルタのインパルス応
答の２変換値を示す。（１１）式を（１１式に代入する
と、Ｘω（Ｚ）＝　Ｄ（Ｚ）−Ｈ（Ｚ）−Ｗ（Ｚ）−・
−−−−−（１２１となり、Ｈω（Ｚ）−Ｈ（Ｚ）　・
Ｗ（Ｚ）とオキ、（一式ヲ逆ｚ変換し、Ｈω（Ｚｌの逆
Ｚ変換値をｈω（ロ）とすると、次式を得る。

Ｘω（社）＝ｄ（社）＊ｈω（社）・・・・・・・・・
（１萄ここで、ｈω（社）は合成フィルタと重み付は回
路の縦続接続フィルタのインパルス応答を示す。（１萄
式に（５）式を代入して次式を得る。

ここでｋは１フレームにたてるパルス数を示す。

（１４式、（９）式を（８）式に代入すれば、とかける
。従っ−Ｃ１（７）式は（四式のように表わせることに
なる。四式を最小とするような音源パルス系列の振＃ｇ
ｋで偏微分してＯとお（ことによって、次式が導かれる
。

ψｈ　ｈ　（ｍｋ、　ｍｋ　）・・・・・・・・・（１ｅここで、ψｘｈ（・）はＸω（社）、！：ｈω（社）か
ら計算した相互間々数列を、ψｈｔ（・）はｈω□□□
の自己相関々数列をそれぞれ表わし、次式のように表わ
せる。尚、ψｈｈ（・）は音声信号処理の分野では共分
散関数と呼ばれることが多い。

・・・・・・・・・（ｌ→ （１ｅ式によれば、パルスの位［ｍｋをパラメータとし
て、位置ｍｋに対応した振幅ｙｋが計算できる。更に、
パルスの位置ｍｌｃは各パルスについて、ｌ、１ｉｌｃ
ｌが最大となる欣を選べばよい。これは、（１０式を、
１ｉＩｉについて解くことによって証明されるが、ここ
では証明は省略する。

今、入力音声信号系列が定常であると仮定すれば、（１
η式で示した共分散関数ψｈｈ（ｍｉ、　ｍｋ）は次式
めように、遅れ（ｍｉ−ｍｋ）に依存した自己相関々数
ａｈ　ｈ（・）に等しいとおける。

ｇ＋ｈｈ　＝＝　（ｍｉ　＋ｍｋ）　＝＝　Ｒｈｈ（ｍ
ｉ−ｍｋ）　・−・川・αつここでＲｈ　ｈ（・）はｈ
ω（社）の自己相関々数を表わし、次式のようにかける
。

・・・・・・・・・（イ）従って（１１式は（１本（１１，Ｈ式を用いて次式のよ
うに修正できる。

Ｒｈｈ（ｏｌ・・・・・・・・・（２１）ａｈ　ｈ（・）の計算はψｈｈ（・、・）の計算に比べ
て約１／Ｎの演算量ですむ。従って音源パルス系列の計
算に（財）式を用いることによって演算量を約１／Ｎに
低減することができる。しかしながら、（４）式に示し
たＲｈ　ｈ　（ｍ　ｉ−ｍｋ　）Ｌの°計、薯において
、遅れ時間（ｍｉ−ｍｋ　）ン、、（２４式の計算で用
いたデータ数Ｎ（ここではフレーム長に等しい）に近づ
（につれＲｈ　ｈ（・）の値は偏りをもち、真の値との
誤差が太き（なる。この誤差はフレームの終わりから次
のフレームにかげて入力音声信号系列のパワーが太き（
変化して〕いる場合に、より顕著に現われるため、しｌ）式を用い
て計算した音源パルス系列はフレームの終わりの方では
誤差の多い不正確なものとなってしまい、再生音声品質
を損なってしまう。本発明による音声符号化方式によれ
ば、音源パルス系列の計算に用いる分析フレームを、パ
ルスを伝送するための伝送フレームよりも長（とり、か
つ分析フレームを重ね合わせているので前述の誤差を非
常に小さくすることができる。第４図に伝送フレームと
分析フレームの関係を示す。

第４図において、上側に示した直線は、伝送フレーム（
サンプル数Ｎ）の区切りを示している。

（４）式によって計算された音源パルス系列のうちで、
この間に入るものが伝送される。図において下側に示し
た直線は、分析フレーム（サンプル数ＮＡ。

ＮＡ≧Ｎ）を示している。つまり前述の（１７）、（（
１）、し）式の計算において、ＮはＮＡとおきかわり、
このＮＡサンプルを用いて音源パルス系列の計算が行な
われる。以上で音源パルス系列計算アルゴリズムの導出
及びその特徴に関する説明を終える。

本発明による音声符号化方式のもう一つの特徴は、フレ
ーム境界部近傍での品質劣化がほとんどないことであり
、第１の特徴とあわせて次に実施例を用いて説明する。

第５図は、いり式による音源パルス系列計算アルゴリズ
ムを用（・九本発明による音声符号化方式の符号器の一
実施例を示すプｐツク図である。第５図において第１図
と同一番号を付した構成要素は第１図と同一の働きをす
るのでここでは説明を省略する。図において、バッファ
メモリ回路３５０は分析フレームのサンプル数ＮＡずつ
入力音声信号系列オーを蓄積する。ここで入力音声信号
系列をＮＡサンプルずつ区切る際に、あらかじめ定めら
れたサンプル数だ；すの重なりをもって区切るようにす
る。これは第４図で示したとうりである。Ｋバラメーク
計算回路２８０は、バッファメモリ回路３５０に蓄積さ
れた音声信号系列Ｘ（５）のうちあらかじめ定められた
長さの系列を入力し、あらかじめ定められた次数Ｎ９個
のにパラメータＫｉ（１≦ｉ　４Ｎｐ　）を計算する。

Ｋｉはにパラメータ符号化回路２００に出力される。２
００は例えばあらかじめ定められた量子化ビット数に基
づいて、Ｋｉを符号化し、符−号ＬＫｉをマルチプレク
サ２６０へ出力する。また２００は、ＬＫｉを復号化し
、復号値Ｋｉ（１≦１４ＮＰ　）をインパルス応答計算
回路２１０と、重み付は回路２９０と、合成フィルタ回
路３２０へ出力する。インパルス応答計算回路２１０は
、Ｋｉを入力し、前述の（１場式におけるｈω（ｎ）（
合成フィルタと重み付は回路の縦続接続からなるフィル
タのインパルス応答）の計算を、あらかじめ定められた
サンプル数だけ行ない、求まったｈω（５）を自己相関
々数計算回路３６０と、相互相関々数計算回路２３５と
へ出力する。

自己相関々数計算回路３６０は、あらかじめ定められた
サンプル数のｈω（社）を入力し、前述の（２１式に従
ってｈω（ハ）の自己相関々数Ｒｈ　ｈ　（ｒｎ　ｉ　
−ｍｋ　）を計算し、これをパルス系列計算回路２４０
へ出力する。

次に減算器２８５はバッファメモリ回路３５０に蓄積さ
れた音声信号系列Ｘ（社）を入力し、これから合成フィ
ルタ回路３２０の出力系列を１分析フレームＮＡ分減算
し、減算結果を重み付は回路２９０へ出力する。ここで
合成フィルタ回路３２０には後述するように、現フレー
ムより１伝送フレ一ム分過去の音源パルス系列を駆動信
号として応答信号系列を求め、その後、駆動信号を０と
して現フレームに延ばした信号系列を１分析フレームＮ
Ａ分蓄積している。つまりこれは、合成フィルタのイン
パルス応答の意味のあるサンプル数がたかだか２フレ一
ム程度であるとすれば、現フレームの音声信号系列は、
ｌフレーム過去の音源パルスによって駆動された合成フ
ィルタ出力信号をその後、駆動信号をＯとして現フレー
ムへ延ばした信号系列と、現フレームの音源パルス系列
によって〆動された合成フィルタ出力信号系列との和と
して表現できるという考えに基づいている。重み付は回
路２９０は、Ｋパラメータ符号化回路２００からＫｔを
入力し、重み付（す関数ω（社）を、例えば従来方式の
（３）式に従って計算する。これは他の周波数重み付は
方法を用いて計算しても工い。また、恵み付は回路２９
０は、減算器２８５０減算結果を入力し、これとω（ハ
）とのたたみこみ積分計算を行ない、得られたＸω（社
）を相互相関々数計算回路２３５へ出力する。相互相関
々数計算回路２３５は、Ｘω（ロ）とｈω（ロ）とを入
力し、前述の（１η式に従って、相互相関々数ψｘｈ（
−ｍｋ）　（１４ｍｋ４Ｎ）を計算し、これをパルス系
列計算回路２４０へ出力する。次に、パルス系列計算回
路２４０は、２３５からψｘｈ　（−ｍｋ　）を、３６
０からＲｈｈ（ｍｉ−ｍｋ）　（１≦ｍｉ−ｍｋ−４Ｎ
）をそれぞれ入力し、前述の音源パルス計算式（２１）
式を用（・て、パルスの振幅、９ｋを計算する。例えば
、１つ目のパルスは（２υ式において、ｋ＝１とおいて
振幅ｇ１を位置ｍ１の関数として求める。次に、１ｇ１
−を最大とするようなｍｌを選び、その際のｍｌ、ｊｌ
Ｉを１番目のパルスの位置及び振幅とする。次に、２番
目のパルスは、（２１）式において、ｋ＝２とお（こと
により求まる。（４）式によれば、２番目のパルスは１
番目のパルスによる影響をさしひいて求まることを意味
している。３番目以降のパルスも同様にして計算でき、
あらかじめ定められたパルス数に達するか、あるいは、
求まったパルスのｇｋ、ｍｋを（１→式に代入して得ら
れる誤差の値が、あらかじめ定められたしきい値以下に
なるまでパルスの計算を続ける。次にパルス系列の振幅
、位置を表わす、ｌｉ’に、ｍｋは、符号化回路２５０
へ出力される。

ここで、音源パルス系列の計算は、分析フレーム長ＮＡ
に関して行なわれるが、このうちの伝送フレームＮに含
マれるパルス系列（パルスの位ｆ＃、ｍｋがｌ≦ｍｋ≦
Ｎを満たすもの）のみに関してその振幅、９ｋ及び位置
ｍｋが符号化回路２５０へ出力される。

符号化回路２５０は、音源パルス計算回路２４０から、
音源パルス系列の振幅ｇｋ及び位置ｍｋを入力し、これ
らを後述の正規化係数を用いて符号化し、ｇｋ、ｍｋ及
び正規化係数を表わす符号をマルチプレクサ２６０へ出
力する。また１、！９に、ｍｋの復号化値五及びｍｋを
パルス系列発生回路３００へ出力する。ここで、符号化
の方法Ｆ１種々考えられるが、振幅ｇｋの符号化につい
ては、従来よく知られている方法を用いることができる
。例えば、振幅の確率分布を正規型と仮定して、正規型
の場合の最適量子化器を用いる方法が考えられる。これ
については、ジェー・マックス（Ｊ−ＭＡＸ）氏による
アイ・アール・イー・トランザクションズ・オン・イン
フォメーション・セオリー（ＩＲＥ　ＴＲＡＮＳＡ−Ｃ
ＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＩＮＦＯＲＭＡＴＩＯＮ　ＴＨＥＯ
ＲＹ）の１９６０年３月号、７〜１２頁に掲載の「クオ
ンタイジング・フォー・ミニマム・ディストーション」
（ＱＵＡＮＴＩＺＩＮＧ　ＦＯＲＭＩＮＩＭＵＭＤＩＳ
ＴＯＲＴＩＯＮ”）と題した論文（文献２．）等に詳述
されているので、ここでは説明を省略する。また、他の
方法としては、１伝送フレーム内のパルス系列の振幅の
最大値を正規化係数として、この値を用いて各パルス振
幅を正規化した後に量子化、符号化する方法も考えられ
る。前者の方法の場合には、１フレーム内のｒ、ｍ、ｓ
　（、ＲＯＯＴ　ＭＩＴｈＡＮ　５ＱＵＡＲＥ　　）値
を正規化係数とすれはよい。次にパルスの位置の符号化
についても種々の方法が考えられる。例えばファクシミ
リ信号符号化の分野でよ（知られているラン；レングス
符号等を用いてもよい。これは符号″０”の続（長さを
あらかじめ定められた符号系列を用いて表わすものであ
る。また、正規化係数の符号化には、従来よ（知られて
いる対数圧縮符号化等を用いることができる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らず、衆知の最良の方法を用いることかで
睡ることは勿論である。

再び第５図に戻って、パルス系列発生回路３００もつ音
源パルス系列を１伝送フレーム長Ｎにわたって計算し、
これを駆動信号として、合成フィルタ回路３２０へ出力
する。合成フィルタ回路３２０ＦｉＫパラメータ符号化
回路２００からにバラメー測パラメータａｔ（１≦ｉ　
４Ｎｐ　）に衆知の方法を用いて変換してお（。次に３
２０は３００から１フレ一ム分の駆動音源信号を入力し
て、この１フレ一ム分の信号に１分析クレーム分、零を
付加し、この２フレームの信号に対する応答信号系列′
諭を求める。更に、第２フレームの零信号列によって応
答信号系列を計算する際には、合成フィルタ回路３２０
は、２００から新たなＫｉ（１≦ｉ　４Ｎｐ　）を入力
し、こ・れを用いて行なう。次式にこのことを示す。

ここで、駆動音源信号ｄ（社）は、１−ｒ　ｎ　ｌ＝　
Ｎでは３００からの出力パルス系列を表わし、Ｎ＋　１
　〈ｎ≦（Ｎ＋ＮＡ　）では全てＯの系列を表わす。ま
た、（イ）式でａｇ　　はのフレーム時刻ｊ−ｔのＫｉ
から計算した予測パラメータをそれぞれ示す。（４式に
従って求め６晶のうち、第２フレーム目のｘ（ｎｌ（Ｎ
＋１４ｎ４Ｎ＋ＮＡ）が減算器２８５へ出力される。

次に、マルチプレクサ２６０は、Ｋパラメータ符号化回
路２００の出力符号と、符号化回路２５０の出力符号を
入力し、これらを組み合わせて、送信側出力端子２７０
から通信路へ出力する。以上で本発明による音声符号化
方式の符号器側の説明を終える。

次に、本発明による音声符号化方式の復号器側の説明を
行なう。第５図は、本発明による音声符号化方式の本発
明の構成によれば、音源パルス系列の計算をいり式に従
っているので、文献１の従来方式に見られたパルスによ
り合成フィルタを駆動し、再生信号を求め、原信号との
誤差及び２乗誤差をフィードバックしてパルスを調整す
るという径路がな（、まだその処理を（り返す必要もな
いので、演算量を大幅に減らすことが可能で、良好な再
生音質が得られるという大きな効果がある。

更に、（２０式の演算において、ψｘ　ｈ　（−ｍｋ　
）とＲｈｈ（ｍｉ−ｍｋ）　（１４ｍ１−ｍｋ４Ｎ　）
の値は、１伝送フレーム毎に、前もって計算してお（こ
とによって、（２１）式の計算は掛は算と引き算という
非常に簡略化された演算となり、更に演算量を減らすこ
とができるという効果がある。また、音源パルス系列を
探索する他の従来方式と比べても、本発明による方法は
、同一の伝送情報量の場合に、より良好な品質を得るこ
とができるという効果がある。

更に本発明の構成によれば、（１７）、（（１）、０１
）式による音源パルス系列の計算において、伝送フンー
ム長Ｎよりも長い分析フレーム長ＮＡのサンプルを用い
、かつそれを次のフレーム時刻の分析には重ね合わせて
いるので、四式のＲｈ　ｈ（・）の計算にお（する誤差
は非常に少なく、フレームの終わりの方でも音源パルス
が正確に求まるという効果がある。従って、高品質な再
圭音質が得られるという効果がある。

更に、本発明の構成によれば、分析フレーム長が一定で
ない場合は勿論のこと、分析フレーム長を一定にした場
合でも、波形の不連続に起因したフレームの境界近傍で
の再生信号の劣化がほとんどないという大きな効果があ
る。この効果は符号器側において、現フレームの音源パ
ルス系列を計算する際に、１伝送フレーム過去のフレー
ムの音源パルス系列によって合成フィルタを駆動して得
た応答信号系列を現フレームにまで伸ばして求め、これ
を入力音声信号系列から減算した続果を目標信号系列と
して現フレームの音源パルス系列を計算するという構成
にしたことによる。

更に本発明の構成によれば、第５図に示した符号器側の
実施例において、１伝送フレーム過去に求まった音源パ
ルス系列によって合成フィルタ回路３２０を駆動した後
に、１分析フレーム全て零の音源パルス系列を入力し、
応答信号系列を現フレームにまで伸ばして求めた。この
場合に、１伝送フレーム過去の音源パルス系列によって
合成フィルタを駆動した際には１伝送フレーム過去に入
力されたにパラメータ値をそのまま用いたが、次に１分
析フレームだけ全て零の音源パルス系列を入力した際に
は、現フレーム時刻に入力されたにパラメータ値を用い
る構成とした。ここで、１分析フレーム全て零〇音涼パ
ルス系列を入力した際にも、合成フィルタ回路３２０の
にパラメータ値としては１伝送フレーム過去に入力され
たにパラメータ値をそのまま用いるような構成としても
よい。

尚、前述の本発明の実施例においては、■伝送フレーム
内の音源パルス系列の符号化は、パルス系列が全（求ま
った後に、第５図の構成要素２５０によって符号化を施
したが、符号化をパルス系列の計算に含めて、パルスを
１つ計算する毎に、符号化を行ない、次のパルスを計算
するという構成にしてもよい。このような構成をとるこ
とによって、符号化の歪をも含めた誤差を最小とするよ
うなパルス系列が求まるので、更に品質を向上させるこ
とができる。

また、前述の実施例にお（・では、パルス系列の計算は
フレーム単位で行なったが、フレームをいくつかのサブ
フレームに分割し、そのサブフレーム毎にパルス系列を
計算するような構成にしてもよい。この構成によれば、
フレーム長をＮとすれば、実施例に示した構成と比べて
演算量を大略１／ｄ倍にすることができる。ここでｄは
フレーム分割数を示す。例えばｄ＝２とすれば、演算量
は約１／２にできる。勿論、同等の特、性は得られる。

また、以上説明した構成例においては、短時間音声信号
系列のスペクトル包絡を表わすパラメータとしてはにパ
ラメータを用いたが、これはよ（知られている他のパラ
メータ（例えばＬＳＰパラメータ等）を用いてもよい。

更に、前述の（７）式において重み付は関数ω（社）は
なくてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数褌性と第１図に記載の重み付は回路１９０の
周波数特性の一例を示す図、第４図は伝送フレームと分
析フレームの区切りの一例をそれぞれ示す図、第５図は
本発明の構成による音声符合化方式による符号器一実施
例を示すブロック図をそれぞれ示す。図において、１１０．３５０・・・バッファメモリ回路
、１２０，２８５・・−減算回路、１３０．３２０・・
・合成フィルタ回路、１４０，３００・・・音源パルス
発生回路、１５０・・・誤差最小化回路、１８０゜２８
０・・・Ｋ／＜ラメーク計算回路、１９０，２９０・・
・重み付は回路、２００・・・Ｋバラメーク符号化回路
、２４０・・・音源パルス計算回路、２１ｏ・・・イン
パルス応答計算回路、２３５・・・相互相関々数計算回
路、２５０・・・符号化回路、２６ｏ・・・マルチプレ
クサ、３６０・・・自己相関々数計算回路をそれぞれ示
す。第　１　図第　２　図第　３　図第１１　　図八ｌ第　５　閃

Claims

【特許請求の範囲】

離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列をあら
かじめ定められたサンプル数だけずらせながら区切る手
段と、前記区切られた音声信号系列から過去に計算し求
めた駆動音源信号系列に由来した応答信号系列を減算す
る手段と、前記区切られた音声信号系列あるいは前記減
算手段出力系列を用いて短時間スペクルト包絡を表わす
パラメータを抽出して符号化する手段と、前記短時間ス
ペクトル包絡を表わすパラメータをもとにインパルス応
答系列を計算する手段と、前記インパルス応答系列を用
いて自己相関々数を計算する手段と、前記減算手段出力
系列と前記インパルス応答系列とを入力し前記減算手段
出力系列あるいは前記減算手段出力系列にあらかじめ定
められた補正を施した信号系列と前記インパルス応答系
列との相互相関々数列を計算する手段と、前記自己相関
々数列と前記相互相関々数列とを用いて前記区切られた
音声イサ号系列よりも短いサンプル数の音声信号系列に
対し駆動音源信号系列を求めて符号化する手段と、前記
短時間スペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記
駆動音源信号系列を表わす符号とを組み合わせて出力す
る手段とを有することを特徴とする音声符号化方法。