JPS59116793A

JPS59116793A - 音声符号化装置

Info

Publication number: JPS59116793A
Application number: JP57231603A
Authority: JP
Inventors: 一範小澤; 卓荒関
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1982-12-24
Filing date: 1982-12-24
Publication date: 1984-07-05
Also published as: JPH0425560B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量をＩＯＫビット／秒以下とするような符号
化方式に関する。

音声信号をＩＯＫビット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するだめの効果的な方法として、音声信号の駆動音
源信号系列を、それを用いて再生した信号と入力信号と
の誤差最小を条件として。

短時間毎に探索する方法が、よく知られている。

これらの方法はその探索方法によって木符号化（ＴＲＥ
Ｅ　Ｃ０ＤＩＮＧ’）、ベクトル量子化（ＶＢＣＴＯ几
ＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩＯＮ　）と呼ばれている。また、
これらの方法以外に、ｇ〈動音源信号系列を表わす複数
個のパルス系列を、短時間毎に、符号器側で、Ａ、−ｂ
−８（ＡＮＡＬＹＳ　Ｉ　Ｓ−ＢＹ−８ＹＮＴＨｇＳ　
Ｉ　Ｓ　）の手法を用いて遂次的に求めようとする方式
が最近提案されている。本発明は、この方式に関係する
ものである。この方式の詳細については、ビー・ニス・
アタール（Ｂ、Ｓ、人ＴＡＬ　）氏らによるアイ・シー
・ニー・ニス・ニス・ビー（１，Ｃ，Ａ、８゜ｓ、ｐ）
の予稿集、１９８２年６１４〜６１７頁に掲載の「ア・
ニュー・モデル・オブ・エル・ビーパシー・エクサイテ
ィション・フォー・グロデューシング・ナチュラル・ヤ
ウンデインク・スピーチ・アット・ロウ・ビット・レイ
ンＪ　（＠Ａ　　ＮＥＷＭＯＤＥＬ　ＯＦ　　ＬＰＣＥ
ＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　ＦＯＲＰＲＯＤＵＣＩＮＧ　ＮＡ
Ｔ（ＪＲＡＬ−８ＯＵＮＤＩＮ（）　５ＰＥＥＣＨＡＴ
　ＬＯＷ　ＢＩＴ　ＲＡＴＨ８″）と題した論文（文献
１）に説明されているので、ここでは簡単に説明を行な
う。

第１図は、前記文献１に記載の従来方式における符号器
側の処理を示すブロック図である。図において、１００
は符号器入力端子を示し、ｋΦ変換された音声信号系列
Ｘ　（ｎ）が入力される。１１０はノ（ノファメモリ回
路であり、音声信号系列を１フレーム（例えば１０ｍ５
ｅｃ　、　８　ＫＨｚサンプリングの場合は８０−’７
ングル）分、蓄積する。１１０の出力値は減算器１２０
と、Ｋパラメータ計算回路１８０とに出力される。但し
、文献１．によればにパラメータのかｂｖにレフレクシ
ョン・コエフィシエンッ（几ＥＦＬＥＣＴＩＯＮ　　Ｃ
０ＥＦＦＩＣＩＢＮＴ８）　　と記載されているが、こ
れはにパラメータと同一のパラメータである。Ｋパラメ
ータ計算回路１８０１ｊ、１１０の出力値を用い、共分
散法に従って、フレーム毎の音声信号スペクトルを表わ
すにパラメータＫｉを１６次分（ｌ≦ｉ≦１６）求め、
これらを合成フィルタ１３０へ出力する。１４０け、音
源パルス発生回路であり、１フレームにあらかじめ定め
られた個数のパルス系列を発生させる。ここでは、この
パルス系列をｄ（ｎｌと記する。１４０によって発生さ
れた音源パルス系列の一例を第２図に示すつ第２図で横
軸は離散的々時刻を、縦軸は振幅をそれぞれ示す。ここ
では、１フレーム内に８個のパルスを発生させる場合に
ついて示しである。１４０によって発生されたパルス系
列ｄ　（ｎｌは、合成フィルタ１３０を駆動する。合成
フィルタ１３（１け、ｄ　（ｎｌを入力し、音声信号ｘ
　（ｎ）に対応する再生信号ｘ　（ｎｌを求め、これを
減算器１２０へ出力する。ここで、合成フィルタ１３０
け、にパラメータＫｉ　　を入力し、これらを予測パラ
メータａｉ（１≦ｉ≦１６）へ変換し、ａｉを用いてマ
（ｎｌを計算する。マ（ｎ）は、ｄ　（ｎｌとａｉを用
い下式のように表わすことができる。

上式でｐｈ合成フィルタの次数を示し、ここではｐ＝１
６としてｂる。減算器１２０け、原信号ｘ　（ｎｌと再
生信号マ（Ω）との差ｅ　（ｎ）を計算し、重み付は回
路１１９０へ出力する。１９０け、ｅ　（ｎｌを入力し
、重み付は関数ω（，１を用い、次式に従って爪み付は
誤差ｅ、（ｎ）を計算する。

ｅ、（ｎ）−ω（ｎ）＊　ｅ　（ｎ）　　　　　　　　
　　　（２）１上式で、記号”＊′はたたみこみ積分を
表わす。まだ、重み付は関数ω（、）は、周波数軸上で
重み付けを行なうものであり、そのＺ変換値をＷ（ｚｌ
とすると、合成フィルタの予測パラメータａ１を用いて
、÷１斗（次式により表わされる。

ｐ　　　。

Ｗ（ｚｌ＝　（１−、ΣａｌＺ　ｉ）／（１＋、ΣａＨ
゛ｒ”２ｉ−’）　　　−（３）ドＩ　　　　　　　　
　Ｉ＝１上式でｒけ０≦「≦１の定数であり、　Ｗ（ｚ）の周波
数特性を決定する０つまり、ｒ＝１とすると、Ｗ（Ｚ）
＝１となり、その周波数特性は平坦となる。一方、ｒ＝
０とすると、Ｗ（ｚｌは合成フィルタの周波数特性の逆
特性となる。従って、ｒの値によってＷ（ｚ）の特性を
変えることができる。また、（３）式で示したようにＷ
（ｚ）を合成フィルタの周波数特性に依存させて決めて
いるのは、聴感的なマスク効果金利用しているためであ
る。りまシ、入力音声信号のスペクトルのパワが失色な
箇所では（例えばフォルマントの近傍）、再生信号のス
ペクトルとの誤差が少々大きくても、その誤差は耳釦つ
き難いという聴感的な性質による。第３図Ｋ、あるフレ
ームにおける入力音声信号のスペクトルと、Ｗ（、）の
周波数特性の一例とを示した。ここではｒ＝０８とした
。図において、横軸は周波数（最大４ＫＨｚ　）　ｆ１
縦軸は対数振＠（最大６０ｄＢ）をそれぞれ示す０また
、上部の曲線は音声信号のスペクトルを、下部の曲線は
重み付は関数の周波数特性を表わしている。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅ、（ｎ）は、誤差最小
化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回路
１５０は、ｅ　、（ｎ）の値を１フレーム分記憶し、こ
れらを用いて次式に従い、重み付け２乗誤差を計算する
。

ε＝Σｅ、（ｎ）″　　　　　　　　　　　−（４）ｎ
＝１ ζこで、Ｎは２乗誤差を計算する勺ンブル数を示す。文
献１．の方式では、この時間長を５ｍ５ｅｃ　　として
おシ、これは８　ＫＨｚサンプリングの場合にはＮ＝４
０に相当する。次に１誤差最小化回路１５０は、前記（
４）式で計算した２乗誤差εを小さくするように音源パ
ルス発生回路１４０に対し、パルス位置及び振幅情報を
与える。１４０１−ｔ、この情報【基づいて音源パルス
系列を発生させる。合成フィルタ１３０は、この音源パ
ルス系列を駆動源として再生信号ｘ　（ｎＪを計算する
。次に減算器１２０では、先釦計算した原信号と再生信
号との誤差ｅ　（ｎ）から現在求まった再生信号ｘ　（
ｎｌ　ｆ減算して、これを新たな誤差ｅ　（ｎ）とする
。重み付は回路１９０はｅ　（ｎｌを入力し重み付は誤
差ｅω（ｎ）を計算し、これを誤差最小化回路１５０ヘ
フイードバツクする。１５０は、再び、２乗誤差εを計
算し、これを小さくするように音源パルス系列の振幅と
位置を調整する。こうして音源パルス系列の発生から誤
差最小化による音源パルス系列の調整までの一連の処理
は、音源パルス系列のパルス数があらかじめ定められた
数に達するまてくり返される。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
にパラメータＫｉ（１≦ｉ≦１６）ト、音源パルス系列
のパルス位置及び振幅であり、１フレーム内にたてるパ
ルスの数によって任意の伝送レイトを実現できる。さら
に、伝送レイトを１ＯＫｂｐｓ以下とする領域に対して
は、良好外再生音質が得られ、有効な方式の一つと考え
られる。

しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある。こｌｒ＋、は音源パルス系列における
パルスの位置と振幅を計算する際に、そのパルスに基づ
いて再生した信号と原信号との誤差及び２乗誤差を計算
し、それらをフィードバックさせてパルス位置と振幅を
調整しているととに起因しているっ更には、パルスの数
があらかじめ定められた値に達するまでこの一連の処理
をくり返すことに起因している。

本発明の目的は、比吹的少疫い演ｘｉでｌ　０ＫｂｐＳ
以下の伝送レイトに適用し得る高品質な音声符号化方式
を提供することにある。

本発明妬よれば、離散的脩声信号系列を入力し、前記音
声信号系列を短時間毎に分割し短時間１１声信号系列を
求める手段と、前記旬時間音声信号系列からスペクトル
包絡を表わすパラメータを抽出して符号化する手段と、
前記スペクトル包絡を表わすパラメータをもとにインパ
ルス応答系列を計算する手段と、前記インパルス応答系
列を用いて自己相関々数列を計算する手段と、前記短時
間音声信号系列をもとにあらかじめ足められた補正を加
えた目標信号系列を計算する手段と、前記インパルス応
答系列と前記目標信号系列とを用いて相互相関々数列を
計算する手段と、前記自己相関々数列と前記相互相関々
数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動音源信号
系列を計算して符号化する手段と、前記スペクトル包絡
を表わすパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表
わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有するよう
にしたことを特徴とする麿声狩号化方式が得られる。

また本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し、前
記音声信号系列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列
を求める手段と、前記短時間音声信号系列からスペクト
ル包絡を表わすパラメータを抽出して符号化する手段と
、前記スペクトル包絡を表わすパラメータをもとにイン
パルス応答系列を計算する手段と、前記インパルス応答
系列を用いて自己相関々数列を計算する手段と、前記イ
ンパルス応答系列と前記短時間音声信号系列とを用いて
相互相関々数列を計算する手段と、前記自己相関々数列
と前記相互相関々数列とを用いて前記短時間音声信号系
列の駆動音源信号系列を計算して符号化する手段と、前
記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記駆動
音源信号系列を表わす符号とを組み合わせて出力する手
段とを有するようにしたことを特徴とする音声符号化方
式％式％本発明による有声符号化方式は、清涼パルス系列を計算
するアルゴリズムに特徴がある。従って以下では、この
アルゴリズムを特に詳細に説明することにする。

まず、ｌフレーム内の任意の時刻ｎにおける音源パルス
系列ｄ　（ｎ）を次式で表わす。

ｄ　ｆｎｌ　＝　ｇ　ｋ・δｎ、ｍｋ　　　　　　　　
　　　　（５１ここで、δ。、ｍｋはクロネソ力−のデ
ルタを表わし、ｎ”＝ｍｋの場合１ｃＩで、ｎ笑ｍｋの
場合け０である。

またｇｋは一位置ｍｋの７くルスの振幅を表わす。ｄ（
ｎｌを合成フィルタに入力して得らｎる再生信号Ｘ（ｎ
ｌは、合成フィルタの予測パラメータをａｉ（１≦ｉ≦
Ｎ、；ここでＮｐは合成フィルタの次数を示す）とする
と、次式のように書ける。

次に１人力音声信号ｘ　（ｎ）と再生信号、　（ｎ）と
の１フレーム内の重み付け２乗誤差、■は次のように書
ける０、１＝Σ　（（ｘ（ｎ）−ｘ（ｎｌ　）　＊ω（ｎ）　
）　”　　　　　　　　　ｆ７１ｎ＝１ここでω（ｎ）は重み付は回路のインパルス応答であり
、例えば従来例と同一特性としてもよい。又、Ｎｉｌフ
レームのサンダル数を示す。（７）式はさらに次式のよ
うに変形できる。

Ｊ＝Σ　（−〇庫ぺｎト搬ｎ）＊ω（ｎｌ’）’　　　
　　　　　　　　　（８１Ｎ＝１ここでｘ（ｎｌ＊ω（ｎ）の項は次式に従って変形され
る。

ｘａ、（ｎｉ＝　ｘ（ｎｌ＊ω（ｎ）　　　　　　　　
　　　　　（９）とおく。（９）式の両辺を２変換する
と、Ｘａ＋（ｚ）＝Ｘ（ｚ）　・Ｗ（ｚ）　　　　　　
　　　　　　−ｉｌＧとかける。Ｘ（ｚ）は更に次のよ
うにかける。

Ｘ　（ｚｌ　＝　Ｈ（ｚ）　・Ｄ　（ｚ）　　　　　　
　　　　　−（ＩｌｌここでＤ　（ｚｊは音源パルス系
列（５）式の２変換を示し、Ｈ（ｚｌけ合成フィルタの
インパルス応答のｚ変換値を示す。ａＤ式を開式に代入
すると、Ｘａ＋（ｚｌ＝Ｄ（ｚ）　ＨＨ（ｚ）　・Ｗ（ｚｌ　　
　　　　　　　　−＋１３とな＃）、Ｈｅｍ　（ｚ）＝
　Ｈ（ｚ）　・Ｗ（ｚ）とおき、０２式を逆Ｚ変換し、
ＨＪｚ）の逆２変換値をｈ　ｃ、、　（ｎ）　とすると
、次式を得る。

Ｘ６１（ｎ）＝ｄ（ｎ）＊ｈ（ｎ）　　　　　　　　　
　　　　　（＋３ここで、ｈ、（ｎｌは合成フィルタと
重み付は回路の縦続接続フィルタのインパルス応答を示
す６　Ｇ３式に（５）式を代入して次式を得る。

ここでＫは、１フレームにたてるパルス数を示す。

０４１式、（９）式を（８）式に代入すればとかける。

従ってｔ７）式は０！９式のように表わせることになる
。１１９式を最小とするような音源パルス系列の振幅ｇ
ｋ１位置ｍｋの計算式を次に導出する。

ａ！９式をｇ、で偏微分してＯとおくことによって、次
式が導かれる。

ｔｌＧここで、ψｘｈ’・）はＸ。ｆｎ）とり、ｆｎ）から計
算した相互相関々数列を、ｐ、）、（・）はり。（ｎｌ
の自己相関々数列をそれぞれ表わし、次式のように表わ
せる。

尚、ψｈｈ（−）は音声信号処理の分野では共分散関数
と呼ばれることが多い。

９’ｘｈ　（ｍｋ）＝、ｇ□ｘｌ、（ｎｌｈ、（ｎ−ｒ
ｎｋ）　＝ψｈｘ（ｍｋ）。

（１≦ｍ、≦Ｎ）　　　　　　　　　　−αη（１≦Ｉ
Ｔ’ｌ　ｉ　、　ｒＴｌ　ｋ≦Ｎ）　　　　　　　　　
−０８ａｅ式によれば、パルスの位置ｍｌをパラメータ
としパルスの位置ｍｋは各パルスについて、Ｉｇｋｌ　
が最大となる啄を選べばよい。これは、ａ［ｉ１式をｇ
ｉＫついて解くことＫよって証明されるが、ここでは証
明は省略する。

以上で本アルゴリズムの導出に関する説明を終える。

第４図は、ａｓ式による音源パルス計算アルゴリズムを
用いた本発明の一実施例を示すブロック図である。図に
おいて、第１図と同一番号を付した構成要素は、同一の
働きをするので、ここでは説明を省略する。又、図にお
いては、符号器側のみを示しである。復号器側は従来方
式の復号器側と同一の構成で実現できるので、ここでは
説明を省略する。第４図において、各構成要素は、ｌフ
レーム毎に以下の処理を行なう。Ｋパラメータ計算回路
２８０は、バッファメモリ回路１１０　Ｋ蓄積された音
声信号ｘ　（ｎ）を入力し、あらかじめ定められた憧個
のにパラメータＫｉ（１≦ｉ≦Ｎｐ）′ｆ、計算する。

Ｉｋｊを復号化し、復号化値Ｋｊ″（ｌ≦ｉ≦Ｎｐ　）
を音源パルス計算回路２３０へ出力する。音源パルス計
算回路２３０け、バッファメモリ回路１１θ忙蓄積され
た入力音声信号Ｘ　（ｎ）と、Ｋパラメータ量子化値Ｋ
Ｉ′とを入力し、前述の（１７１、ａｓ　、　ａ６１式
に基づいて、ｌフレーム内の音源パルス系列の振幅ｇｋ
及び位置ｍｋ　　を計算し、これらを符号化回路２５０
へ出力する。次釦、音源パルス回路２３０の構成につい
て説明する。第５図は、音源パルス計算回路２３０の一
構成例を示すブロック図である。図において、端子２３
２からにパラメータ量子化値Ｋｉ′が入力され、インパ
ルス応答計算回路２１０と、重み付は回路２９０へ入力
される。インパルス応答計算回路２１０は、　Ｋｌ’を
入力し、前述の０３式におけるｈａ（ｎ）　（合成フィ
ルタと重み付は回路の縦続接続からなるフィルタのイン
パルス応答）の計算を、あらかじめ定められたサンプル
数だけ行ない、求まったｈａ＋（ｎ）を共分散関数計算
回路２２０と、相互相関々数計算回路２３５とへ出力す
る。共分散関数計算回路２２０は、あらかじめ定められ
たサンダル数のｈω（ｎ）を入力し、前述のθ秒式に従
ってｈ　、、、（ｎｌの共分散関数ψｈｈ（ｍＨ、ｍｋ
）　（１≦ｉ、に≦Ｎ）を計算し、これをパルス系列計
算回路２４０へ出力する。次に、重み付は回路２９０は
、入力端子２３２からＫｌ’を入力し、重み付は関数ω
（ｎ）を、例えば従来方式の（３）式に従って計算する
０これは他の周波数重み付は方法を用いて計算してもよ
い。ま之、重み付は回路２９０は、入力端子２３１から
ｘ　（ｎ）を入力し、ｘ　（ｎｌとω（ｎ）とのたたみ
こみ計算を行ない、得られたｘ−（ｎｌを相互相関々数
計算回路２３５へ出力する。相互相関々数計算回路２３
５は、Ｘω（ｎｌとｈ（、＋（ｎ）とを入力し、前述の
面式に従って、相互相関々数ψｘｈ　（１７１ｋ）　（
１≦ｍｋ≦Ｎ）を計算し、これをパルス系列計算回路２
４０へ出力する。次に、パルス系列計算回路２４０け、
２３５からψｘ）、（ｍｋ）を、２２０からψｈｂ（ｍ
ｉ　、ｍｋ）　（１≦ｍｉ。

ｍｋ≦Ｎ）をそれぞれ入力し、前述の音源パルス計算式
Ｏｅ式を用いて、パルスの振幅ｇｋを計算する。

例えば、１つ目のパルスは００式において、Ｋ＝１とお
いてｍ＠ｇｔを位置ｍ１の関数として求める。

次に−Ｉｇｒｌ　　を最大とするよりなｍｌを選び、そ
の際のｍｌ、ｇｌを１番目のパルスの位置及び振幅とす
る。次に、２番目のパルスは、０８式におりて、Ｋ＝２
とおくことにより求まる。０８式によれば、２番目のパ
ルスは１番目のパルスによる影響をさしひいて求まるこ
とを意味している。３番目以降のパルスも同様にして計
算でき、あらかじめ定まったパルス数に達するか、ある
いは、求まったパルスのｇｋｌｍｋを００式に代入して
得られる誤差の値が、あらかじめ定められたしきい値以
下になるまでパルスの計算を続ける。パルス系列の振幅
、位置を表わすｇｋ、ｍｋ　は、パルス系列計算回路２
４ｏから出力端子２３３を通して出方される。以上で音
源パルス計算回＃５２３０の説明を終える。

第４図に戻って、符号化回路２５０は、音源パルス計算
回路２３０の出力端子２３３から、パルス系列の振幅ｇ
ｋ及び位置ｍｋを大刀し、これらを後述の正規化係数を
用いて符号化しｓ　ｇｋ　、　ｒｎｋ及び正規化係数を
表わす符号をマルチプレクサ２６０へ出力する。ここで
、符号化の方法は種々考えられるが、振幅ｇｋの符号化
については、従来よく知られている方法を用いることが
できる。例えば、振幅の確率分布を正規型と仮定して、
正規型の場合の最適量子化器を用いる方法が考えられる
。これについては、ジェー・マックス（Ｊ　、ＭＡＸ　
）氏によるアイ・アール善イー・トランザクションズ・
オン命インフォメーション・セオリー（Ｉ几ＥＴ几ＡＮ
ＳλＣＴｌ０ＮＳ　　ＯＮ　　ＩＮＦＯＲＭＡＴＩＯＮ
　　ＴＨＥＯ几Ｙ）＋７）１９６０年３月号、７〜１２
頁に掲載の「クオンタイジング・フォー・ミニマム・デ
ィストーション」（＠ＱＵＡＮＴＩＺＩＮＧ　　ＦＯ１
’Ｌ　ＭＩＮＩＭＵＭ　ＤＩＳＴＯＲＴＩＯＮ＃）と題
した論文（文献２．）等に詳述されているので、ここで
は説明を省略する。また、他の方法としては、ｌフレー
ム内のパルス系列の振幅の最大値を正規化係数として、
この値で各パルス振幅を正規化した後に、ｉ９量子化、
符号化する方法も考えられる。

前者の方法の揚合処は、ｌフレーム内のｒ、ｍ−５（Ｒ
ＯＯＴ　ＭＥＡＮ　５ＱＵＡＲＥ）値を正規化係数上す
ればよい。次にパルスの位置の符号化についても種々の
方法が考えられる。例えばファクシミリ信号符号化の分
野でよく知られているランレングス符号等を用いてもよ
い。これは符号“θ″の続く長さをあらかじめ定められ
た符号系列を用いて表わすものである。また、正規化係
数の符号化には、従来よく知られている対数圧縮符号化
等を用いることができる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らず、衆知の最良の方法を用いることがで
きることは勿論である。

再び第４図に戻って、マルチプレクサ２６０は、Ｋパラ
メータ符号化回路２００の出力符号と、符号化回路２５
０の出力符号を大刀し、これらを組み合わせて、送信側
出力端子２７０から通信路へ出力する。以上で本発明に
よる音声符号化方式の説明を終える。

本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算を０Ｉ１
９式に従っているので、文献１．の従来方式に見られた
パルスにより合成フィルタを駆動し、再生信号を求め原
信号との誤差及び２乗誤差を計算し、これらをフィード
バックしてパルスを調整するという径路がなく、またそ
れら一連の処理をくり返す必要もないので、演算量を大
幅に減らすことが可能であり、かつ良好な再生音質が得
られるという大きな効果がある。更に、Ｏｆ９式の演算
において、ψｘｈ（−ｍｋ）とψｈｈ（＋ｎ４　、ｍｋ
）　（１≦ｍＨ，ｍｋ≦Ｎ）の値は、ｌフレーム毎Ｋ、
前もって計算しておくことによって、（１６１式の計算
は掛は算と引き算という非常に簡略化された演算となり
、更に演算量を減らすことができるという効果がある。

また、音源パルス系列を探索する他の従来方式と比べて
も、本発明による方法は、同一の伝送情報量の場合に、
より良好な品質を得ることができるという効果がある。

尚、前述の本発明の実施例においては、ｌフレーム内の
音源パルス系列の符号化け、パルス系列が全て求まった
後に、第４図の構成要素２５０によって符号化分流した
が、符号化をパルス系列の計算に含めて、パルスをｌり
計算する毎に、符号化を行ない、次のパルスを計算する
という構成にしてもよい。このような構成をとることに
よって、符号化の歪をも含めた誤差を最小とするような
パルス系列が求まるので、更に品質を同上させる９とが
できる。

また、前述の実施例においては、パルス系列の計算はフ
レーム単位で行なったが、フレームをいくつかのサブフ
レームに分割シ、ソのサブフＬ／　−ム毎にパルス系列
を計算するような構成にしてもよい。この構成によれば
、フレーム長をＮとすれば、第４図に示した構成と比べ
て演算量を大略−倍にすることができる。ここでｄはフ
レーム分割数を示す。例えばｄ＝２とすれば、演算−瞼
は約匈にできる。勿論、同等の特性は得られる。

また、以上説明した構成例においては、フレーム長を一
定としたが、これは可変にしてもよい。

可変にした方が特性は向上する。また、短時間音声信号
系列のスペクトル包絡を表わすパラメータとしてはにパ
ラメータを用いたが、これはよく知られている他のパラ
メータ（例えばＬＳＰパラメータ等）を用いてもよい。

更に、前述の（７）弐如おける重み付は関数ωｆｎｌは
なくてもよい。すなわち（７）式においてω（ｎｌ＝　
１としてもよい。

また、本発明による音源パルス計算式ｕＱ式においては
、ψｈｈ（つとして００式に従って共分散関数を計算し
たが、これは下式のような自己相関々数列を計算するよ
うな構成匿してもよい。

（ｌ≦ｍＨ−ｍｋ≦Ｎ　）−ｆｉｌこのような構成をとることによって、ψｈｈｆ・）の計
算に要する演算量を大幅に低減させると七が可能となり
、全体の演算量も低減できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図に記載の重み付は回路の周波数
特性の一例を示す図、第４図は本発明の構成による音声
符号化方式の一実施例を示すブロック図、第５図は第４
図に記載の音源パルス計算回路２３０の一構成例を示す
グロック図をそれぞれ示す。図において、１１０・・・バッファメモリ回路、１２０
・・・減算回路、１３０・・・合成フィルタ回路、１４
０・・・音源パルス発生回路、１５０・・・誤差最小化
回路、　ｉｓｏ。２８０・・・Ｋパラメータ計算回路、　１９０，２９０
　・・重み付は回路、２００・・・Ｋパラメータ符号化
回路、２３０・・・音源パルス計算回路、２１Ｏ・・・
インノくルス応答計算回路、２２０・・・共分散関数計
算回路、２３５・・・相互相関々数計算回路、２４０・
・・ノ（ルス計算回路、２５０・・符号化回路、　２６
０・・・マルチプンクサをそれぞれ５８９第　１　図第　？　図第　ｌ！−ロ第　５　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列
を短時間毎に分割し短時間音声信号系列を求める手段と
、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わす
パラメータを抽出して符号化する手段と、前記スペクト
ル包絡を表わすパラメータをもとにインパルス応答系列
を計算する手段と、前記インパルス応答系列を用いて自
己相関々数列を計算する手段と、前記インパルス応答系
列と前記短時間音声信号系列とを用いて相互相関々数列
を計算する手段と、前記自己相関々数列と前記相互相関
々数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動音源信
号系列を計算して符号化する手段と、前記スペクトル包
絡を表わすパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を
表わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有するこ
とを特徴とする音声符号化方式０
（２）離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列
を短時間毎に分割し短時間音声信号系列を求める手段と
、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わす
パラメータを抽出して符号化する手段と、前記スペクト
ル包絡を表わすパラメータをもとにインパルス応答系列
を計算する手段と、前記インパルス応答系列を用いて自
己相関々数列を計算する手段と、前記短時間音声信号系
列をもとにあらかじめ足められた補正を加えた目標信号
系列を計算する手段と、前記インパルス応答系列と前記
目標信号系列とを用いて相互相関々数列を計算する手段
と、前記自己相関々数列と前記相互相関々数列とを用い
て前記短時間音声信号系列の駆動音源信号系列を計算し
て符号化する手段と、前記スペクトル包絡を表わすパラ
メータの符号と前記駆動音源信号系列を表わす符号とを
組み合わせて出力する手段とを有することを特徴とする
音声符号化方式。