JPH0632030B2

JPH0632030B2 - 音声符号化方法

Info

Publication number: JPH0632030B2
Application number: JP59017347A
Authority: JP
Inventors: 茂小野
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-02-02
Filing date: 1984-02-02
Publication date: 1994-04-27
Anticipated expiration: 2009-04-27
Also published as: JPS60162300A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は音声信号の低ビットレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１０Ｋ／秒以下となるような符号化方式
に関する。

（従来技術とその問題点）音声信号を１０Ｋビット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するための効果的な方法として、音声信号の駆動音
源信号系列をそれを用いて再生した信号と入力信号との
誤差最小を条件として短時間毎に探索する方法が知られ
ている。米国ベル電話研究所のビー・エス・アタール
（Ｂ．Ｂ．ＡＴＡＬ）氏らによる、駆動音源信号系列を
複数個のパルスで表わし、その振幅と位相を短時間毎に
符号器側でアナリシスバイシンセシス（Analysis-b
y-Synthesis）；Ａ−ｂ−Ｓ法にかり求める方式は有効
である。これに対する説明は１９８２年度のアイ・イー
・エー・エス・エス・ピー（ＩＣＡＳＳＰ）の予稿集６
１４〜６１７頁“A new model of LPC excitation for
producing natural-sounding speech at low bit rate
s”（文献１）に掲載されているので、ここでは詳細な
説明は省く。文献１の従来方式はパルス系列を求める手
段としてＡ−ｂ−Ｓ法を用いているため、演算量が非常
に多いという欠点がある。それに対し特許出願番号昭５
７−２３１６０３号明細書（文献２）においては、上記
パルス系列を求めるための演算量を大幅に縮少する方式
が提案されている。これらの方式により、伝送レイトを
１０Ｋビット／秒以下とした領域で良好な再生音質が得
られると報告されている。

前記文献２（特許出願番号昭５７−２３１６０３）の従
来方式を簡単に説明する。１フレーム内Ｋ個のパルス系
列からなる駆動音源系列を次のように表わす。

ここでδ（・）はクロネッカー（KRONECKER）のδであ
る。Ｎはフレーム長、ｇ_ｋは位置l_kに立つパルスの振幅
を表わす。ｄ（ｎ）を合成フイルタに入力して得られる
再生信号は、合成フイルタの予測係数とα_i（ｉ＝１，…，Ｍ、
Ｍは合成フイルタの次数）とすると、次のように書け
る。

入力音声信号ｘ（ｎ）と再生信号との１フレーム内の重み付き二乗誤差は、となる。ここで＊はたたみ込み積分を示す記号であり、
ｗ（ｎ）は重み付き関数を表わす。重み関数は、入力音
声信号と再生信号との聴覚上での誤差を最も小さくする
ために導入される。聴覚のマスキング効果によれば、音
声エネルギーの大きな帯域では雑音は抑圧される傾向が
ある。重み関数は、誤差にこのような聴覚上の特性を考
りょした重み付けを行うものである。尚、重み関数は、
そのＺ変換Ｗ（ｚ）を、合成フイルタの予測パラメータ
α_iと０≦γ≦１を満足する実定数γによりと表わされるものが提案されている（文献１）。

さらにのＺ変換をそれぞれとすると、(3)は次のように表わされる。

また、(2)式の関係から、は次のようになる。

ｘ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）Ｄ（ｚ） −(5) ここでＨ（ｚ）は合成フイルタのＺ変換、Ｄ（ｚ）は駆動音源
のＺ変換である。(5)を(4)に代入するとＪ＝|X(z)W(z)-H(z)W(z)D(z)|² −(6) である。

従って、Ｘ（ｚ）Ｗ（ｚ）とＨ（ｚ）Ｗ（ｚ）の逆Ｚ変
換の信号をそれぞれx_w)(n)＝x(n)＊_w(n)とh_w(n)＝h_(n)
＊w(n)と記すと、(6)は次のようになる。

(7)式を最小にするような音源パルス系列の振幅g_k、位
置m_kを求めるのに、(7)式をg_kで偏微分して０とおいた
式、つまりの関係を利用する。

ここで、ψ_xh(・)はx_w(n)とh_w(n)から計算した相互相関
関数列を、ψ_hh(・)はh_w(n)の自己相関々数列をそれぞれ
表わし、次のように表わされる。尚ψ_hh(・)は共分散関
数とも呼ばれる。

従来方式は、(8)のg_kをｌ_ｋだけの関数とみることによ
り、ｋ番目のパルスの振幅と位置を決めるものである。
つまり、(8)の｜g_k｜を最大にするl_kをｋ番目のパルス
の位置とし、そのときのg_kをｋ番目のパルスの振幅とす
るものである。この方式はg_kが正確にl_kだけの関数であ
れば、(7)式を最も小さくする音源パルス系列が計算さ
れるが、実際の音声信号はその限りでなく、一般にg
_kは、l₁，l₂，…，l_kなどの関数である。

第１図は、本明細書で述べる音声符号化方式をを実現す
る一実施例を示すブロツク図である。第２図は、音声パ
ルス系列計算回路１４０で文献２の従来方式に従い行わ
れる音源パルス系列の振幅g_k、位置l_kを求める処理手順
を表わす流れ図である。以後第１図に示す音声符号化方
式の実施例の構成要素と第２図に示す文献２従来方式に
よる音源パルス系列探索アルゴリズムについて詳説す
る。第１図において各構成要素は１フレーム毎に処理を
行う。１００は符号器入力端子を示し、A/D変換された
音声信号系列ｘ（ｎ）が入力される。１１０はバッフア
メモリ回路で、音声信号系列を１フレーム分蓄積する。
Ｋパラメータ計算回路１８０は、バッファメモリ回路１
１０に蓄積された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、あらかじ
め定められた数だけＫパラメータK_i（１≦ｉ≦Ｍ）を計
算する。この値はＫパラメータ符号化回路１９０に出力
される。Ｋパラメータ符号化回路１９０は、例えばあら
かじめ定められた量子化ビット数に基づいてK_iを符号化
し、その符号I_kiをマルチプレクサ１６０へ出力する。
またＫパラメータ符号化回路１９０は、I_kiを復号化
し、復号値K′_i（１≦ｉ≦Ｍ）をインパルス応答計算回
路１２０と重み付け回路２００へ出力する。重み付け回
路２００は、入力音声信号ｘ（ｎ）とＫパラメータ復号
値K′_iを入力し、合成フイルタの周波数特性に依存した
重み付け関数ｗ（ｎ）を用い、前述のx_w(n)を計算し、
得られたx_w(n)を相互相関々数計算回路１３５へ出力す
る。インパルス応答回路１２０は、K_iを入力し、前述の
h_w(n)（インパルス応答と前述と同じ重み付き関数のた
たみ込み積分）を定められたサンプル数だけ計算し、求
まつたh_w(n)を共分散関数計算回路１３０と相互相関関
数計算回路１３５とへ出力する。共分散関数計算回路１
３０は、あらかじめ定められたサンプル数のh_w(n)を入
力し、前述の(10)式に従ってψ_hh(ｌ_i，l_j）（０≦l_i,l
_j≦Ｎ−１）を計算し、これを音源パルス系列計算回路
１４０へ出力する。次に、音源パルス系列計算回路の説
明をする。音源パルス系列計算回路１４０は、相互相関
々数計算回路１３５からψ_xh（l_k）下０≦l_k≦Ｍ−１）
を、共分散関数計算回路１３０からψ_hh（l_i，l_j）（０
≦l_i，l_j≦Ｎ−１）をそれぞれ入力し、前述のパルス計
算アルゴリズム(8)式を用いて音源パルス系列の振幅g_k
及び位置l_kを計算する。第２図は、音源パルス系列計算
回路１４０で行なわれる処理手順を表わす流れ図であ
る。１つ目のパルスは(8)式において、Ｋ＝１とおき振
幅g₁を位置l₁の関数、g₁＝ψ_xh（l₁）／ψ_hh（l₁，l₁）
として表わす。次に、｜g₁｜を最大にするl₁を選び、そ
の際のl₁，g₁を１番目のパルス位置及び振幅とする。２
番目のパルスは、(8)式においてＫ＝２とおき、｜g₂｜
を最大にするl₂を選び、その際のl₂，g₂を２番目のパル
スの位置及び振幅とする。３番目以後のパルスも同様に
して計算し、あらかじめ定まったパルス数に達するまで
続ける。第２図において、１はパルスの個数を計算する
計算カウンターを１に初期化する。２は比較であり、パ
ルスの個数があらかじめ定められた個数より大きいか小
さいかを判断し、定められた個数より大きければ、パル
ス系列計算の処理を終える。３は(8)式の計算を行うも
ので、(8)式において、l₁，…，l_k-1、及びg₁，…，g
_k-1を既知とし、｜g_k｜を最大にするl_kを求め、そのと
きのg_k，l_kをｋ番目のパルスの振幅と位置として出力す
る。４は加算器で、パルスの個数を計算する計算カウン
ターの内容を１つふやす。以上で音源パルス計算回路１
４０の説明を終える。

第１図に戻って、符号化回路１５０は、音源パルス計算
回路１４０の出力であるパルス系列の振幅g_k及び位置l_k
を入力し、それらを符号化する。振幅g_kや位置l_kの符号
化については従来よく知られている方法を用いることが
できる。振幅g_kについては、例えば、１フレーム内のパ
ルス系列の振幅の最大値を正規化係数として、この値で
各パルスの振幅を正規化し、その後量子化、符号化する
方法が考えられる。位置l_kについては、例えばファクシ
ミリ信号符号化の分野でよく知られているランレングス
符号化を用いることが考えられる。これは符号“０”の
続く長さをあらかじめ定められた符号系列を用いて表わ
すものである。マルチプレクサ１６０は、Ｋパラメータ
符号化回路１９０の出力符号と符号化回路１５０の出力
符号を入力し、これらを組み合わせて、送信側出力端子
１７０から通信路へ出力する。

以上、文献２従来方式において、駆動音源パルス系列を
探索する方式について述べた。

文献２従来方式は、音源パルス系列の振幅と位置を求め
るアルゴリズムにおいて、パルス振幅はそのパルスが立
つ位置だけの関数だけという仮定をおいている。しか
し、実際の音声信号に対しては前述の仮定を成りただ
ず、文献２従来方式において音源パルス系列を求めるた
めに使用した前記(8)式にあるg_kは一般にl₁，…，l_kな
どの関数となる。したがって、文献２従来方式により決
定された音源パルス系列は、前記(7)式のＪを真に小さ
くするものでなく、更に適した音源パルス系列が存在す
る。駆動音源信号系列を複数のパルスで表わす方式にお
いて、伝送レイトが１０Ｋビット／秒以下の領域で更に
よい音声品質を得るためには、より適した音源パルス系
列の振幅と位置を求めることが必要となる。本発明は、
この音源パルス探索アルゴリズムの改良に関するもので
ある。

（発明の目的）本発明の目的は、１０Ｋビット／秒以下の伝送レートに
適し得る高品質な音声符号化方式を提供するものであ
る。

（発明の構成）本発明によれば、離散的音声信号系列を短時間毎に分割
し短時間音声信号系列を求め、前記短時間音声信号系列
からスペクトル包絡を表すパラメータを抽出して符号化
し、前記スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列
の自己相関関数列を計算し、前記スペクトル包絡に対応
するインパルス応答系列と前記短時間音声信号系列との
相互相関関数列を計算し、前記自己相関関数列と前記相
互相関関数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動
音源信号系列として適した音源パルス系列の振幅と位置
を逐次的に求める際に、過去に求めた音源パルスの振幅
と位置をもとに新たな音源パルスの位置を決定し、前記
新たに決定した位置に立つ音源パルスの振幅と、前記過
去に求めた音源パルスのうち前記新たに決定した音源パ
ルスの近傍にある一部の音源パルス系列の振幅とを計算
しなおして、前記音源パルス列を求めて符号化し、前記
スペクトル包絡を表すパラメータの符号と前記駆動音源
信号系列を表す符号とを組み合わせて出力することを特
徴とする音声符号化方法が得られる。

また本発明によれば、離散的音声信号系列を短時間毎に
分割し短時間音声信号系列を求め、前記短時間音声信号
系列からスペクトル包絡を表すパラメータを抽出して符
号化し、前記スペクトル包絡にあらかじめ定められた補
正を加えたスペクトルをもつインパルス応答系列の自己
相関関数列を計算し、前記短時間音声信号系列と前記あ
らかじめ定められた補正を加えたスペクトルをもつイン
パルス応答系列との相互相関関数列を計算し、前記自己
相関関数列と前記相互相関関数列とを用いて前記短時間
音声信号系列の駆動音源信号として適した音源パルスの
位置と振幅を逐次的に求める際に過去に求めた音源パル
スの位置と振幅とをもとに新たな音源パルスの位置を決
定し、前記新たに決定した位置に立つ音源パルスの振幅
と、前記過去に求めた音源パルスのうち前記新たに決定
した音源パルスの近傍にある一部の音源パルス系列の振
幅とを計算しなおして前記駆動音源信号を求めて符号化
し、前記スペクトル包絡を表すパラメータの符号と前記
駆動音源信号系列を表す符号とを組み合わせて出力する
ことを特徴とする音声符号化方法が得られる。

（発明の原理）本発明による音声符号化方式は、上記音源パルス系列を
求めるアルゴリズムに特徴がある。以後、前記(7)式が
与えられたとき、(7)式のＪを最小にする音源パルス列
の振幅g_k，ｋ＝１，…，Ｋと位置l_k，ｋ＝１，…，Ｋを
求める本発明のアルゴリズムについて説明する。

まず、振幅と位置がそれぞれ｛g₁，g₂，…g_k-1｝，
｛l₁，l₂，…，l_k-1｝である（Ｋ−１）個のパルス系列
に、更に１個のパルスを加えたときの二乗誤差を(7)式
に倣い下のように表わす。

Ｋ番目のパルスの影響とむるために(11)式をg_kで偏微分
して０とおくと、次の関係が得られる。

また、このときのJ_kはJ_K-1，g_Kを用い、次のように計算
できる J_K＝J_K-1−g² _K／ψ_hh（l_K，l_K）Ｋ＞１ −(13) 但し、 J_Kは(12)、(13)両式よりl_Kの関数となり、(13)式から、
(12)式のg▲² _K▼が最も大きくなるl_Kにパルスを立てる
ときl_Kが最も小さくなることがわかる。つまりＫ番目の
パルスの位置は(12)式のg_Kを最大にするl_Kの値にとる。
次に、(11)式をg_kで偏微分して０とおくことにより、次
の関数を得る。

(15)を満たすg_k，ｋ＝１，…，Ｋは次の連立一次方程式
の解として求める。

ここで、合成フイルタのインパルス応答系列ｈ（ｎ）の
共分散関数列ψ_hh（・）は指数関数的に減衰していくた
め、その次数が大きいところでψ_hh（・）が(15)式に与
える影響は小さいと言える。従って、振幅を計算する際
(16)式のようにＫ×Ｋ行列を解くのではなく、新たに位
置が決まったＫ番目のパルスとそれまで定まっているパ
ルスの中でＫ番目のパルスの近傍に位置するパルスとの
間で振幅を求め直すことにしても(11)式を小さくするパ
ルス系列が計算できる。このときＫ番目のパルスから十
分離れたパルス系列の振幅は変化しない。今、Ｋ番目の
パルスとその近傍にあるＳ個のパルス系列との間で振幅
を計算し直すとき、(16)式は次のような（Ｓ＋１）×
（Ｓ＋１）行列で表わされる。

尚、(17)式のl_K-1，…，l_K-Sとg_K-1，…，g_K-Sは(16)式
とは異なりl_Kの近傍にあるＳ個のパルスの位値と振幅を
表わしているものとする。(17)式左辺の（Ｓ＋１）×
（Ｓ＋１）行列は、正定値・対称行列であるから、g_k、
ｋ＝Ｋ−Ｓ，…，Ｋ，はチヨレスキー（CHOLESKY）分解
等の高速アルゴリズムで求めることができる（例えば森
正武、数値解析、共立出版（昭４８）、文献３、を参
照）。連立一次方程式を解くために必要な演算量は未知
数の数数に依存する。(16)式と(17)式においては（Ｓ＋
１）＜Ｋであるので、(17)式は(16)式よりかなり少ない
演算量で高速に解くことができる。例えば、ｎ×ｎの対
称行列をチョレスキー分解するに必要な演算量はn³のオ
ーダーである。従ってとすると、(17)式は(16)に比べ約1/64の演算量で解くこ
とができる。(15)式が成立するとき、J_Kは次のように計
算できる。

よって、(12)式、(17)式においてＫ＝１を初期値とし、
l₁，g₁を求め、以後Ｋに関して逐次的に(12)式を用いて
l_kを、(17)式を用いてg₁，g₂，…，g_Kを計算していく。
パルス数があらかじめ定められた値に達するか、あるい
は求まったg₁，g₂，…，g_K，l₁，l₂，…，l_Kを(18)式に
代入し得られる二乗誤差の値があらかじめ定められた値
より小さくなるか、あるいは新たに立つパルスの振幅の
大きさがあらかじめ定められた値より小さくなるまで繰
り返すことにより、(7)式のＪを小さくする駆動音源パ
ルス系列の振幅g_kと位置l_kを探索することができる。以
上で本発明のアルゴリズムの導出に関する説明を終え
る。

（実施例）以上述べてきたように、本発明は音源パルス系列を求め
るアルゴリズムに特徴がある。そこで、本発明による音
源パルス系列計算回路１４０について、流れ図を用いて
詳細に説明する。第３図は、本発明による音源パルス系
列計算回路で行なわれる処理手順を表わす流れ図であ
る。第３図において、５はパルスの個数を１に初期化す
るものである。６は比較で、パルスの個数があらかじめ
定められた個数より大きくなればパルス系列計算の処理
を終える。７は前記(12)式の計算を行うもので、パルス
の位置を求める。８は前記(17)式の計算を行うもので、
注目するパルス列の振幅を求める。９はパルス数を１つ
ふやし、６に処理をわたすものである。１つ目のパルス
の位置l₁は、７においてＫ＝１のときの前記(12)式すな
わちψ_xh（l₁）／ψ_hh（l₁，l₁）を計算し、（ψ
_xh（l₁）／ψ_hh（l₁，l₁））²を最大にするl₁である。
１つ目のパルスの振幅g₁は、８においてＫ＝１，Ｓ＝０
のときの前記(17)式に７で求まったl₁を代入し定められ
る。２つ目のパルスの位置l₂は、７においてＫ＝１のと
き７と８で定まった前記g₁，l₁をＫ＝２のときの前記(1
2)式に代入し｛（ψ_xh（l₂）−g₁ψ_hh（l₁，l₂））／ψ
_hh（l₂，l₂）｝²を最大にするl₂である。位置が定まっ
た２つのパルスの振幅g₁，g₂は８で求められ、前記７で
で定まったl₁l₂の間隔があらかじめ定められた値より大
きければg₁の値は変わらず、g₂の値はＫ＝２、Ｓ＝０の
ときの前記(17)式にl₂を代入し計算される。l₁とl₂の間
隔があらかじめ定められた値より小さければ、g₁とg₂の
値はＫ＝２，Ｓ＝１のときの前記(17)式にl₁，l₂を代入
し計算される。３つ目以上のパルス系列の振幅と位置を
計算する手順も同様で、７において(12)式よりＫ番目の
位置l_Kを求め、８において定ったl_Kと過去に定まってい
るl₁，…，l_K-1の中でl_Kとあらかじめ定められた値より
近いものＳ個を前記(17)式に代入し振幅を求める、とい
う処理をあらかじめ定められた数だけパルスが立つまで
繰り返す。

前記実施例においては、パルス振幅を再調整する際注目
するパルス数Ｓを新たに定まったパルス位置l_kとの距離
に閾値を設けて決定していた。即ち、Ｓは各パルス位置
が求まる度に変化していた。しかし、このＳをＳ₀と固
定してパルス振幅を再調整して構成もとれる。このとき
は、第３図の８における処理が異なる。即ち、ｋ≦S₀に
おいては、(17)式のＳをＳ＝０とおいて、ｋ個のパルス
振幅を求め直す。一方、S₀＋１≦ｋにおいては、(17)式
のＳを常にＳ＝S₀として、l_kに立つパルスとl_kの近傍に
あるS₀個のパルスの振幅を求め直す。

尚、前述の本発明の音源パルス系列の計算はフレーム単
位で行なったが、フレームをいくつかのサブフレームに
分割し、そのサブフレーム毎にパルス系列を計算するよ
うな構成にしてもよい。この構成によれば、フレーム分
割数をｄとすると、第３図に示した構成に比べて演算量
を大略1/d倍することができる。

また、以上説明した構成例においてはフレーム長を一定
としたが、これは可変にしても良い。可変にした方が特
性は向上する。また、短時間音声信号系列のインパルス
包絡を表わすパラメータとしてはＫパラメータを用いた
が、これはよく知られている他のパラメータ（例えばＬ
ＳＰパラメータ等）を用いてもよい。更に前述の重み付
け関数ｗ（ｎ）はなくてもよい。

また本発明による音源パルス計算式(12)式と(17)式に表
われるψ_hh（・）は(10)式に従い共分散関列を計算した
が、これは下式のような自己相関々数列を計算するよう
な構成にしてもよい。

このような構成をとることによって、ψ_hh（・）の計算
に要する演算量を大幅に低減させることが可能となり全
体の演算量も低減できるという効果がある。

更に、本発明において合成フイルタの自己相関関数列を
計算するに際し、一旦合成フィルタのインパルス応答を
求めてから(10)式に従い計算したが、自己相関々数列は
合成フィルタのパワースペクトラムを逆フーリエ変換す
ることにより求めることができる。また本発明におい
て、合成フィルタのインパルス応答と入力信号の相互相
関々数列の計算は(9)式に従い計算したが、合成フィル
タのパワースペクトラムと入力音声信号のパワースペク
トラムの積をフーリエ変換することにより求めることが
できる。

（発明の効果）本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算において
(17)式により最適な振幅を、(12)式によりパルス数につ
いて逐次的に最適な位置を決定しているので、文献２の
従来方式に見るような、パルスの振幅をそのパルスが立
つ位置だけの関数とするという仮定がなく、より適した
音源パルス系列を得ることができる。従って、より良好
な再生音質が得られるという効果がある。またψ
_xh（l_k），０l_kＮ−１、とψ_hh（l_i，l_j），０ｌ
_ｉ，ｌ_ｊＮ−１の値を１フレーム毎に前もって計算し
ておくことにより、文献２と同様(12)式の演算は掛け算
と引き算という簡略化されたものになる。更に(17)式は
正値対称行列となるので高速に解くインパルスが存在
し、また一部のパルスに注目することにより行列の次元
を小さくすることができるため、文献１の従来方式に比
べ演算量を大幅に減らすことができるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本明細書で述べる音声符号化方式を実現する一
実施例を示すブロツク図、第２図は従来方式による音源
パルス系列計算回路で行う処理手順を示す流れ図、第３
図は本発明による音源パルス系列計算回路で行う処理手
順を示す流れ図をそれぞれ示す。図において、１１０……バッファメモリ回路、１２０…
…インパルス応答計算回路、１３０……共分散関数計算
回路、１３５……相互相関々数計算回路、１４０……音
源パルス系列計算回路、１５０……符号化回路、１６０
……マルチプレクサ、１８０……Ｋパラメータ計算回
路、１９０……Ｋパラメータ符号化回路、２００……重
み付け回路、１……初期化、２……比較、３……パルス
計算、４……加算、５……初期化、６……比較、７……
パルス位置計算、８……パルス振幅計算、９……加算を
それぞれ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】離散的音声信号系列を短時間毎に分割し短
時間音声信号系列を求め、前記短時間音声信号系列から
スペクトル包絡を表すパラメータを抽出して符号化し、
前記スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列の自
己相関関数列を計算し、前記スペクトル包絡に対応する
インパルス応答系列と前記短時間音声信号系列との相互
相関関数列を計算し、前記自己相関関数列と前記相互相
関関数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動音源
信号系列として適した音源パルス系列の振幅と位置を逐
次的に求める際に、過去に求めた音源パルスの振幅と位
置をもとに新たな音源パルスの位置を決定し、前記新た
に決定した位置に立つ音源パルスの振幅と、前記過去に
求めた音源パルスのうち前記新たに決定した音源パルス
の近傍にある一部の音源パルス系列の振幅とを計算しな
おして、前記音源パルス列を求めて符号化し、前記スペ
クトル包絡を表すパラメータの符号と前記駆動音源信号
系列を表す符号とを組み合わせて出力することを特徴と
する音声符号化方法。
【請求項２】離散的音声信号系列を短時間毎に分割し短
時間音声信号系列を求め、前記短時間音声信号系列から
スペクトル包絡を表すパラメータを抽出して符号化し、
前記スペクトル包絡にあらかじめ定められた補正を加え
たスペクトルをもつインパルス応答系列の自己相関関数
列を計算し、前記短時間音声信号系列と前記あらかじめ
定められた補正を加えたスペクトルをもつインパルス応
答系列との相互相関関数列を計算し、前記自己相関関数
列と前記相互相関関数列とを用いて前記短時間音声信号
系列の駆動音源信号として適した音源パルスの位置と振
幅を逐次的に求める際に過去に求めた音源パルスの位置
と振幅とをもとに新たな音源パルスの位置を決定し、前
記新たに決定した位置に立つ音源パルスの振幅と、前記
過去に求めた音源パルスのうち前記新たに決定した音源
パルスの近傍にある一部の音源パルス系列の振幅とを計
算しなおして前記駆動音源信号を求めて符号化し、前記
スペクトル包絡を表すパラメータの符号と前記駆動音源
信号系列を表す符号とを組み合わせて出力することを特
徴とする音声符号化方法。