JPS587082B2 - ユウデンタイキヨウシンキフイルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ストリツフ゜線導体と誘電体共振器素子とを
含む誘電体共振器フィルタに関するものである。

ストリップ線回路でｐ波を行なうため種々の技術が使用
されていた。

ストリップ線の主要導体である銅の特定の形状のように
それらのあるものは、ストリップ共振器の消費損失によ
って性能が制限される。

過去何年間に、ストリップ線用に誘電体共振器型のフィ
ルタを使用することに関し、種々の発見がなされた。

材料、例えば二酸化チタニウム（ＴｉＯ２）の誘電率が
少なくとも約１００である誘電体共振器を使用すること
が望ましいことが一般に判っている。

悪いことに、このような誘電体共振器は、温度変化によ
ってこれらのろ波特性に不適当な変動が生じる。

この問題点の解消のだめの要求に応じて、比較的温度に
安定な材料が発見された。

バリウムチタネート（Ｂａ２Ｔｉ９０２０ ）あるいは
リチウムタンタレー｝ （ＬｉＴａＯ２）を含む複合共
振器構体のような材料が使用されうる。

アイイーイーイー トランザクションズ オンマイクロ
ウエイプ セオリー アンド テクニークス（ Ｉ Ｅ
Ｅ Ｅ Ｔ ｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃ
ｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕ
ｅｓ ）第ＭＴＴ−１９巻第６４３頁乃至第６４４頁の
トーアダッグ イベランドの「ダイエレクトリック レ
ゾネータ フィルターズ フオ アプリケーション イ
ン マイクロウエイブ インテグレーテッド サーキツ
ツ（ Ｄ ｉｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ
Ｆ ｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ
ｉｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ
Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ）Ｊ なる１９７１年７月の論文に
おいて指摘されているように、マイクロ集積回路の導入
は、地気面あるいはハウジングの形状が集積回４路の幾
何学形状に対して過度に大きくならないように、極めて
小さな寸法のストリップ線用の共振器素子に対して高度
特性を要することを強調していた。

論文を引用すると、「結合機構は本質的に消失誘導技術
（ ｅｖａｎｅｓｃｅｎｔ ｇｕｉｄｅ ｔｅｃｈｎ
ｉｑｕｅ ）に基づくが、ハリンンの設計とは別であり
、結合構体はフィルタおよび接続された回路の両方を包
含している構体の面に保持される。

とおる。」ハリソンの設計の最も新しい説明は、エレク
トロニクス レターズ（ＧＢ）第８巻、第５８２頁、１
９７２年１１月１６日のエー・フォックスによる［テン
パレーチャー・ステイプル ロー・ロスマイクロウエイ
ブ フィルターズ ユーズイングダイエレクトリック
レゾネーターズ （ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ − Ｓｔａｂｌｅ Ｌｏ
ｗ−ＬｏｓｓＭｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ
ｕｓｉｎｇ ＤｉｅｌｅｃｔｒｉｃＲｅｓｏｎａｔ
ｏｒｓ ） 」なる論文に見られる。

その形状において、幾何学的に円筒状の新規な形状であ
る。

それは主に同軸ケーブルから導波管への結合のために使
用され、そのストリップ線部分だけが同軸・ケーブルか
ら導波管への結合にある。

誘電体共振器は結合装置の一部として使用される。

従って、特定の応用を除き、ストリップ線用の全ての誘
電体共振器フィルタはストリップ線基板上に最も都合良
く配置されることが判った。

この形状に関連した１つの問題点は、結合度が共振器の
横方向の位置の小さな変動に対して敏感に感応するとい
うことである。

このことは、通常の集積回路生産技術の一部としてス｝
ＩＪツプ線上に共振器を配置することを極めて困難に
する。

更に、集積回路技術は、誘電体共振器の近くになければ
ならない地気面構体が実質的に拡大するためそこなわれ
る。

ストリップ線導体と誘電体共振器素子との間の結合を最
犬にするため、誘電体共振器素子を、ストリップ線導体
に対して平行に離間しかつ重なるようにすると共にスト
ＩＪツプ線導体の長手軸を中心位置からオフセットされ
るように配置した本発明によって解消される。

本発明の改良は、共振器素子とストリップ線導体の面と
の間に介在された誘電体スペーサによって一定位置に固
定されている誘電体共振器素子に関するものである。

更に本発明の改良は、正の周波数温度係数を示す誘電体
共振器素子の材料に関するものである。

更にまた本発明の改良は、バリウムチタネート（ Ｂａ
２Ｔｉ９０２ｏ ） からなる誘電体共振器素子の
材料に関するものである。

本発明の更に他の改良は、ストリップ線導体に沿ってす
ぐ隣りの共振器から離間された少なくとも１つの追加の
誘電体共振器素子を更に含み、ストリップ線導体の幅が
インピーダンス整合を与えるため誘電体共振器素子の近
くに埋設されているフィルタに関するものである。

本発明の更に他の目的は、ストリップ線導体の長手軸に
沿ってすぐ隣りの共振器から約４分の１波長奇数倍だけ
離間された少なくとも１つの追加の誘電体共振器素子を
更に含みス｝ Ｉ）ツプ線導体が最外側の誘電体共振器
素子の各々の近くにある空隙で終端しておシ、かつ全体
の構体がフィルタの動作周波数帯域内のカットオフ以下
で導波管として働くように調和された導電性円筒状ハウ
ジングによって取り囲まれているフィルタに関するもの
である。

本発明の更に他の目的は、各共振器素子の近くにストリ
ップ線導体にある空隙を有するストリップ線導体セグメ
ントによって結合されている隣接する誘電体共振器素子
に関するものである。

スｌ− １，）ツプ線に対する誘電体共振器の変位の精
度の問題は、ストリップ線の主要導体上の誘電体共振器
を位置決めし、かつ精密に加工した誘電体スペーサによ
り垂直方向に主要導体からの精密な間隔を与えることに
よって良好な温度安定化及び全体の簡素化と矛盾せずに
解消される。

ストリップ線導体上の対称な位置からのオフセットは、
磁界が面、即ち最大限にピルボックス（ ｐｉｌｌｂｏ
ｘ ）状共振器の平行な表面を通過するように選択され
る。

最大の結合状態は主要導体からの横方向の位置に対して
広く平坦なものであるので、その結合値は横方向位置の
小さな変動に対して比較的安定である。

比較的低誘電率の共振器では、結合は十分に強力で、典
型的なマイクロ波通信フィルタに必要な結合値をもたら
すのがよい。

このような材料はたやすく温度補償される。

このような材料は最近温度補償特性が有効になってきて
いる。

また、主要導体は、誘電体共振器と主要導体との間の有
害な密接な間隔なしに密結合が得られるので、無負荷共
振のＱについて比較的小さな効果を有することが判って
いる。

換言すると、誘電体共振器に近接して主要導体をおいだ
ことによる消費損失は許容しうるレベルに保持される。

本発明の更に他の利点は、添付図面を参照して行なう以
下の詳細な説明から明らかになる。

典型的な先行技術として上述した第１図に示しだ従来の
配列では、誘電体共振器１１を主導体１４の隣りに基板
１２上に配置することによって、誘電体共振器１１がス
トリップ腺１３に結合されている。

ストリップ線１３はまた、所望の場合空気でよい誘電体
層１５及び１６と地気面１１とを含む。

比較的低い誘電率の共振器、例えばε〜５０を使用する
ことによって、ストリップ線の／呻ジング幅は広くなり
すぎ、捷だスズリアスな導波型のモードを伝搬するよう
になり、望ましくない擬似のフィルタレスポンスとなる
。

第１図の装置に伴う別な欠点は、誘電体共振器１１が主
導体について最大の結合位置に位置すること、結合度が
主導体１４と共振器１１との間の横方向中心対中心間隔
における極めて微細な変化に非常に敏感であるというこ
とである。

これに対して、第２図に示すような主導体２３に対する
誘電体共振器２１の配列は、横方向の中心対中心間隔ｄ
に追加して、共振器の位置決めがまた垂直方向中心対中
心間隔ｈによって特徴付けられるように、ストリップ線
の主導体２４上に誘電体共振器２１を配列することによ
って、上述の問題点を解消している。

この垂直方向の位置決めは基板２２上の共振器２１を位
置決めするのと別の作業で精密加工されうる誘電体スペ
ーサ２５によって決定される。

説明のだめ、ストリップ線２３は、その基板２２と、構
造の堅牢のだめのその下の誘電体材料２６の追加層と共
に示されている。

誘電体層２６は、所望の場合省略されうる。

典型的には、共振器２１の近くの地気面２７は同調ネジ
２８がだやすく挿入される導波管の区間同様金属・・ウ
ジング内に共振器を包含している。

第２図に示した本発明の実施例においては、間隔パラメ
ータｄ及びｈを最大の結合のため選択することが特に重
要である。

特に、結合は横方向オフセットｄに対して絶対的に最大
であり、その最大が広く平坦なものであるのでｄの小さ
な変動に対して比較的不感である。

実例として、第２図に示した地気面の裕度はハウジング
の擬似共振が除去されるように誘電体共振器の近くに与
えられる。

換言すると前と後のストリップ線部分におけると同じ特
性インピーダンスはフィルタの阻止帯域の外側の周波数
に対して共振器領域を通じて保持される。

実例として、主導体２４の幅は、共振器２１のような共
振器の近くにおいて変更されて、それらの点における線
に沿ってインピーダンス整合を与え、従ってストリップ
線に沿う擬似の反射をなくす。

比較的低導電率の共振器（ε二３８）はこの形状に使用
することができる。

｛り示的な実施例ではバリウムチタネート（ Ｂａ２Ｔ
ｉｔａｏ２ｏ ）を使用した。

第２図の形状は、別のフィルタと比べて小形で軽量であ
る場合、無線中継等の応用において極めて有用であるこ
とが判った。

誘電体共振器を含む帯域阻止フィルタは、リチウムタン
タレートおよび二酸化チタニウムの複合材料、あるいは
その代りのバリウムチタネート（ Ｂａ２Ｔｉ９０２ｏ
）のいずれかでよい。

第２図の実施例の３，７及び４，２ギガヘルツの間の動
作では、２５ｄＢ以上の帯域はずれ反射減衰量が得られ
、かつストリツフ線あるいは地気面２７での擬似的なま
たは導波管型のモード共振が除去された。

第３図には、垂直方向間隔ｈの種々の値に対する横方向
間隔ｄについての共振器の外部Ｑの曲線３１．３２及び
３３が示されている。

ｄの所望値は、あらゆる場合に、主導体２４と共振器２
１との間の最大結合に対応する曲線の低い部分にある，
共振器、従ってその結合は好ましい値についてｄの小さ
な変動に不感であることが注目される。

このため、ｄの余裕度は拡大し、値ｈだけが正確に制御
される必要がある。

ｈの値の正確な制御は、誘電体のスペーサ２５上に共振
器２１を位置決めすることによって容易に得られる。

共振器２１の高さは例示すると、４．６ｍｍ （０．１
７ ５“ ）であり、水平面の半径は７．９ｍｍ（ ０
．３ １ ２“）であった。

先行技術の形状では、間隔ｄは共振器の半径より十分大
きいのに対して、本発明の形状では、間隔ｄは共振器の
半径よりも十分に小さく、これによりハウジング２７の
必要な横方向寸法を相当に減じ、かつスプリアスな共振
を減ずる。

第４図に示されているような多共振器帯域阻止フィルタ
では、誘電体共振器４１．５１及び６１間の間隔は４分
の１波長の奇数倍である。

共振器の許容可能な最小間隔は共振器間のスプリアスな
結合が許容可能なレベルに保持されるもので、より高次
のモードの励振レベルによって決定される。

有利に、小さな断面寸法を有するハウジングは共振器が
密に離間されるようにできる。

例示すると、各共振器４１，５１及び６１には、それ自
体の同調ネジ４８．５８及び６８が設けられている。

全体の組立体４３は同軸結合６９及び７０を有するよう
に示されている。

第５図には、主導体４４の形状を特に示している断面の
平面図は、ストリップ線導体の幅はインピーダンス整合
の変化が共振器４１．５１及び６１の横方向の寸法につ
いて生じる場合を示している。

詳細には、幅のこれらの変化は、共振器と垂直に整列さ
れている。

同調ネジ４８．５８及び６８は、ネジが導体の場合プラ
ス（＋）の周波数同調を行ない、ネジが誘電体の場合マ
イナス（→の周波数同調を行なう。

他の面で第４図及び第５図のフィルタの設計と動作はス
トリップ線と共に使用される誘電体共振器の周知の原理
に従う。

幾つかの典型的なフィルタの特性が第６乃至８図に示さ
れている。

曲線７１．８１は反射減衰量ＩＳｕｌ対周波数を一般的
に示し、曲線７２，８２は誘過率Ｉ Ｓ２１ １対周波
数を示す。

Ｂａ２Ｔｉ９０２ｏを利用しているフィルタの特性は第
６図に示されている。

無負荷時の共振器Ｑ，Ｑｏは約６３００の値を与えてい
ることを計算できる。

上記Ｑｏの値は、Ｑの低下がこのフィルタ形状では大き
くないことを証明している６７８０の低下していない共
振器のＱとよく対比する。

帯域はずれ反射減衰量は３．７乃至４．２キガヘルツで
２６ｄＢである。

このパラメータは共振器の性質自身によるよりもフィル
タ全体のストリップ線のインピーダンスの均一性によっ
て決定される。

ピークの挿入損は次の等式でほぼ与えられる。

？１）は１０４ｄＢを与えるのに対し、実験的な測定値
は８４ｄＢであった。

ＬｉＴａＯ３／ＴｉＯ２複合共振器を利用しているフィ
ルタの曲線８１及び８２、ＩＳ１１及び１８２１１対周
波数は第７図に示されている。

Ｑｏ＝２８００は３８２０の無負荷時の共振器のＱから
幾らかの低下を示している。

結合Ｑ，Ｑｃ（１部の散逸損と関連したＱは１０４６３
である。

帯域はずれ反射減衰量の測定は２８ｄＢであった。

瀉２）は９１ｄＢのピーク挿入損を示すが、実測値は６
４ｄＢであった。

Ｂａ２Ｔｉｅ ０２０及びＬｉＴａＯａ ＩＴｉＯ２の
フィルタの帯域はずれ挿入損はそれぞれ０．１０ｂＢ及
び０．１ ７ ５ ｄＢであった。

このパラメータは、本質的に誘電体共振器の特性と無関
係で、フィルタに使用される伝送線の性質に依存する。

第８図には、曲線９１が華氏４０度における多共振器フ
ィルタ対周波数の透過特性を示す。

同じ透過率対周波数特性が華氏１４１度の温度について
、変位された曲線９２によって示されている。

特性上のシフトは２．６ ２ ５メガヘルツであった。

この値は、共振器４１．５１及び６１にバリウムチタネ
ートを使用した場合、アルミナ基板４２及び金属フィル
タハウジング４７の使用に関係した小さな補償効果のた
め、絶縁共振器の温度係数から予示される３．１７メガ
ヘルツの値のシフト以下である。

周波数の温度係数はバリウムチタネートについては正で
、アルミナ及びハウジングの作用に対して負である。

このフィルタに使用した共振器はτｆ＝＋１４．３ ｐ
ｐｍ℃の周波数温度係数を有する。

誘電体共振器用の同様の材料がτｆ＝２．５ｐｐｍ℃と
低い温度係数となるように作ることができる。

実際上の許容範囲は誘電体共振器許容範囲でτｆ＝ｏ±
５ｐｐｍ℃である。

このようなフィルタは本質的に温度補償されている。

上述したフィルタの特性はストリップ線と共に使用され
る典型的な銅くし形フィルタのものよりも非常に優れて
いることが判った。

バンドパスフィルタは、共振器のないとき問題の周波数
でのカットオフを越えている導波管の区間に１つ又はそ
れ以上の共振器を位置決めすることによって形成されう
る。

第９図の例示的なバンドパスフィルタでは第２図の共振
器２１と同じか、或いは第４図及び第５図の共振器４１
．５１及び６１とそれぞれに同じような誘電体共振器１
０３がストリップ線１０２上のハウジング１０１内で離
間されている。

ハウジング１０１は、カットオフ以下である、即ち共振
器１０３の不存在において意図した通過帯域の周波数を
伝搬しない例示的に方形の導波管区間である。

意図した通過帯域周波数は、共振器１０３の共振周波数
を中心とする帯域にある。

電磁エネルギーは、図面の左側から右側に構体を通じて
結合される。

通過帯域の外側の他の周波数では、極めて小さなエネル
ギーが構体を通じて伝搬される。

直接結合および４分の１波結合通過帯域フィルタの両方
を説明したが、第９図及び第１０図は直接結合ハンドパ
スフィルタを示す。

ストリップ線１０２０入力および出力区間は端部共振器
１０３に結合され、共振器１０３の内部のものは隣接共
振器にエネルギーを直接結合する。

共振器結合度およびこのことからフィルタ特性は、端部
共振器と入力および出力ストリップ線との間の結合同様
に内部共振器間の内側共振器間隔によって決定される。

本発明の上記実施例におけるように、共振器１０３は、
ストＩＪツプ線１０２の主導体１０５の少なくとも部分
１０９及び１１０についての基本的にオフ中心である位
置にストリップ線１０２上に配置される。

部分１０９及び１１０によって示される主要導体の減少
は、上述したように、オフ中心間隔に融通性を持たせる
と同様、共振器に対する適当なインピーダンス整合を与
える二重の目的に働く。

共振器１０３は、誘電体スペーサによって部分１０９お
よび１１０から及びストリップ線１０２の主導体１０５
から離間されており、誘電体スペーサ１０６は部分１０
９上にありスペーサ１０７はハウジング１０１の内部内
の主要導体を持たないストリップ線１０２の部分の上に
あり、スペーサ１０８はストリップ線１０２の部分１１
０上にある。

共振器とストリップ線主導体の端との間の横方向距離は
、強力な結合がストリップ線と端部共振器との間で得ら
れる一方、ストリップ線と内部共振器との間に無視しう
る結合を与えるように決定される。

これらのスペーサは上述の実施例について説明したよう
に作られうる。

第９図および第１０図の直接結合バンドパスフィルタは
典型的に、研究した型の最良の結果を生じ、より小型で
更に後述する４分の１波結合型よりも小さい。

端部共振器とストリップ線との間の結合特性は、第１４
図に示されるように、共振器の縁から主要導体の縁まで
の間隔Ａの関数としてフィルタの有効なすべてのＱｅｘ
について、曲線１２１乃至１２４によって第１３図に示
されている。

それぞれの曲線１２１乃至１２４は、異なったフィルタ
の設計についてスペーサ１０６乃至１０８の異なる重さ
、詳細にはそれぞれ異なる設計について全ての３つの同
じスペーサに対し４．０６ ｒｒａｎ （０．１６０“
）３．３ ０ ｒｒａｎ （ ０．１ ３ ０“）、３
．０５ｍｍ（ ０．１ ２ ０“）及び１．５ ２ｍｍ
（ ０．０ ６ ０“）を表わしている。

ストリップ線１０２が終端され、即ち端部共振器１０３
０近く又はそれを越えて開回路されていることを除いて
、横方向のオフセットが利用すべき共振器の共振モード
に結合している広く平坦な最大値を生じる位置に調整さ
れている上述の本発明の帯域制限フィルタを使用したも
のと同じである。

本発明の製造上の利点及び上述した他の利点の大部分は
また、この理由のためここに適用する。

完全のだめ、第９図および第１０図のバンドパスフィル
タの特徴を以下に挙げる。

（１）低いＱｅｘでの密結合は誘電体共振器とストリッ
プ線との間で得ることができる。

（２）結合は、正確に制御でき、ストリップ線上に共振
器を配置するだめに使用される誘電体スペーサ、例えば
スペーサ１０６乃至１０８の厚さの関数である。

（３）結合は、中央導体についての横方向のオフセット
に対し比較的不感である。

（４）中央導体上の共振器の間隔は、ハウジング１０１
の底の地気面での導体損による共振器Ｑの低下を減少す
る。

（５）共振器から地気面までの余裕度は、許容しうるレ
ベルに共振器Ｑの低下を制限するのに十分である。

（６）ハウジング巾はスプリアスなハウジング共振が制
限されるように減ぜられる。

（７）比較的低い誘電率、ε二３９の材料が使用するこ
とができる。

４分の１波結合バンドパスフィルタが第１１図および第
１２図に例示されている。

この構体は、直列に接続され４分の１波長の奇数倍だけ
互に離間された多数の単一共振器フィルタに似ている。

第１１図および第１２図のフィルタは、共振器１０３０
間の間隔が各対間の波長の約３／４であり、かつ主要導
体１０５０区間が共振器間に延長して、主要導体のない
ストリップ線１０２の部分だけが直接共振器１０３の各
々の下の小さな空間となる第９図および第１０図のもの
と比較することができる。

この形状は、より大きく、かつ第９図および第１０図の
ものよりも製造するのが困難である。

３つの共振器を利用している直接結合バンドパスフィル
タの性能が第１５図に示されている。

第１５図の縦軸について、ＩＳ２１１が透過率の絶対値
を示し、ＩＳＩＩＩが反射減衰量の絶対値を表わすこと
を指摘する。

ｆｏにおける曲線１３２の３ ５ ｄＢの反射減衰量は
他のバンドパスフィルタと比較して極めて都合が良い。

ｆ Ｏにおける曲線１３１の０．４ ｄＢの挿入損は３
２６０の共振器のＱに対応する。

低下されない状態での共振器Ｑは約６０００である。

このＱ低下の主な原因は、回路に共振器を固着するため
に使用される接着剤と（図示しない）金属製の同調ネジ
との両方によるもので、所望の場合更に最適化を計るこ
とによって減ずることができる。

スプリアスのない伝送レスポンスは３．７乃至４．２ギ
ガヘルツで観測された。

第１のスプリアスレスポンスは約４．６ギガヘルツで起
り、より高次の共振器モードによって発生された。

本発明の多くの他の変更および実施例は本発明の精神及
び範囲を逸脱することなく当業者にとって明らかである
。

以上本発明を要約すると次の通りである。

（１）プレナー誘電体基板と該基板の一表面上に配置さ
れた主要導体とを含むストリップ線と、該ストリップ線
を通じて伝送されるマイクロ波放射線の周波数の１部を
ろ波するための手段とを含み、ろ波手段が上記基板の面
に平行なプレナー表面を有し、かつ共振周波数の温度補
償を行なうため選択された成分を有する誘電体共振器と
、上記共振器と上記導体との間の誘電体スペーサとを含
み、上記共振器が上記導体上の対称整列からオフセット
されていて共振周波数のＴＥｏ１ δモードを支持する
ようになされており、オフセットの程度が上記ストリッ
プ線から上記共振器への上記モードの結合度を最犬にす
るように選択されているマイクロ波回路。

（２）誘電体共振器の成分が温度に対する周波数変動の
正の係数を有するように選択されかつストリップ線の基
板とハウジングの効果が温度に対して負の周波数変動係
数を有するように選択されている第（１）項記載のマイ
クロ波回路。

（３）主要導体に対する誘電体共振器の中心対中心オフ
セット間隔が誘電体共振器の半分の幅よりも実質的に小
さい第（１）項記載のマイクロ波回路。

（４）誘電体共振器の囲りに金属製のハウジング構体を
有する地気面を含み、ハウジング構体が誘電体共振器に
よって与えられるものに比較して、温度に対して反対の
周波数変動係数を有するように選択されている第（３）
項記載のマイクロ波回路。

（５）誘電体共振器のフィルタ特注を調整するだめの手
段を含む第（４）項記載のマイクロ波回路。

（６）主要導体上に少なくとも部分的に配置され、かつ
相互間の擬似的な結合レスポンスを最小にするように互
に奇数倍の４分の１波長だけ離間されだ複数の誘電体共
振器と上記共振器間に介入している金属製ハウジング構
体とを含む第（１）項記載のマイクロ波回路。

（７）誘電体スペーサは容易に加工しうる誘電体材料か
らなり、もってその表面の２つの間の間隔が正確に終端
されている第（１）項記載のマイクロ波回路。

（８）伝搬すべき周波数の帯域に対してカットオフを越
えるように作られた導波管ハウジングと、周波数帯域に
対してハウジングを通る伝搬を与えるように相互間の結
合のだめの間隔を有する上記ハウジング内に配置された
複数の誘電体共振器とを含み、ストリップ線がハウジン
グを貫通して延びているプレナー誘電体基板と、１つ又
はそれ以上の共振器の近くにハウジング内で少なくとも
一領域が切除された主要導体とを含む第（１）項記載の
マイクロ波回路。

（９）主要導体が複数の共振器の端部共振器の下で終端
され、その間にない第（８）項記載のマイクロ波回路。

α０）複数の誘電体共振器が周波数帯域の中心周波数に
対して４分の１波長に実質的に等しい隣接共振器間の間
隔を有し、主要導体が隣接共振器間に延びているセグメ
ントを含み、主要導体が共振器の各々にそれぞれ隣接す
る複数の制限された領域においてのみ連続性を欠いてい
る第（８）項記載のマイクロ波回路。

【図面の簡単な説明】

第１図は、ス｝ ＩＪツプ線に対する誘電体共振器の典
型的な先行技術の配列の断面図、第２図は、地気面を有
し、本発明の一実施例により配置された誘電体共振器を
有するストリップ線の断面図である。 第３図は、本発明の特徴を説明するのに有用な曲線を示
す説明図、第４図は、ストリップ線に沿う断面図に示し
た結合された多誘電体共振器を使用する第２図の実施例
の変形を示す説明図、第５図は、第４図の実施例の平面
図を示す。 第６図、第７図及び第８図は、第４図及び第５図の実施
例のフィルタ特性を示す説明図、第９図及び第１０図は
、本発明の通過帯域フィルタの実施例の平面及び拡大図
である。 第１１図及び第１２図は、第９図及び第１０図の実施例
の変形を示す説明図、第１３図及び第１５図は、第９図
及び第１０図の実施例を説明するのに有用な曲線を示す
説明図、第１４図は、第９図の部分を示し、かつ第１３
図の曲線に使用されるパラメータを設定している説明図
である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ストリップ線導体と誘電体共振器素子とを含む誘電
   体共振器フィルタにおいて、 ストリップ線導体と誘電体共振器素子との間の結合を最
   大にするため、誘電体共振器素子を、ストリップ線導体
   に対して平行に離間しかつ重なるようにすると共にスト
   リップ線導体の長手軸を中心位置からオフセットされる
   ように、配置したことを特徴とする誘電体共振器フィル
   タ。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の誘電体共振器フィルタ
   において、 スト ＩＪツプ線導体に沿ってすぐ隣りの共振器から離
   間された少なくとも１つの追加の誘電体共振器素子を更
   に含み、 ストリップ線導体の幅が、インピーダンス整合を与える
   だめ誘電体共振器素子の近くで可変されることを特徴と
   する誘電体共振器フィルタ。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の誘電体共振器フィルタ
   において、 ストリップ線導体の長手軸に沿って次の隣りの共振器か
   ら約４分の１波長の奇数倍だけ離された少なくとも１つ
   の誘電体共振器素子を含み、ストリップ線導体が最外側
   の誘電体共振器素子の各々の近くの空隙で終端し、 全体の構体がフィルタの動作周波数帯域内のカットオフ
   以下の導波管として働くように作られた導電性の円筒状
   ハウジングによって取り囲まれることを特徴とする誘電
   体共振器フィルタ。 ４ 特許請求の範囲第３項記載の誘電体共振器フィルタ
   において、 隣接する誘電体共振器素子が各共振器素子の近くにおい
   てストリップ線導体セグメントによってス｝ ＩＪツプ
   線導体の空隙と結合されていることを特徴とする誘電体
   共振器フィルタ。