JPS5866401A - Electronic scanning antenna - Google Patents
Electronic scanning antennaInfo
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- JPS5866401A JPS5866401A JP16473781A JP16473781A JPS5866401A JP S5866401 A JPS5866401 A JP S5866401A JP 16473781 A JP16473781 A JP 16473781A JP 16473781 A JP16473781 A JP 16473781A JP S5866401 A JPS5866401 A JP S5866401A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
- H01Q3/46—Active lenses or reflecting arrays
Landscapes
- Aerials With Secondary Devices (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、複数の移相器による電子走査アンテナに関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an electronic scanning antenna with multiple phase shifters.
第1図は、従来の電子走査アンテナを示すもので、 (
la)〜(1n)は素子7ンテナ、 (2L)〜(2n
)は移相器、 (Sa)〜(3n)は移相器駆動回路。Figure 1 shows a conventional electronic scanning antenna.
la) to (1n) are element 7 antennas, (2L) to (2n
) is a phase shifter, and (Sa) to (3n) are phase shifter drive circuits.
(4a)〜(4n)は給電用伝送線路、(5)は制御回
路。(4a) to (4n) are power feeding transmission lines, and (5) is a control circuit.
+61 #−を送受信切替器、(7)は送信機、+81
Fi受信機である。この電子走査アンテナは制御回路(
5)から制御信号を移相器駆動回路(3a)〜(3n)
に送り。+61 #- is the transmit/receive switch, (7) is the transmitter, +81
It is a Fi receiver. This electronic scanning antenna has a control circuit (
5) to the phase shifter drive circuits (3a) to (3n).
Send to.
移相器(2a)〜(2n)の各移相量を移相器(21!
L)〜(2n)の配列順序に従って、第2図Aのように
。The phase shift amount of each phase shifter (2a) to (2n) is changed to the phase shifter (21!
According to the arrangement order of L) to (2n), as shown in FIG. 2A.
−次間数的変化(点線)をなすように設定し。− Set to make a numerical change (dotted line).
第2図Bのように、ビーム方向0を制御するものである
。As shown in FIG. 2B, the beam direction 0 is controlled.
従来この種のアンテナにおいて、ビーム走査2π
にあたっては、電子計算機を用いてB−/2PCP−ビ
ット数なる位相角を最小単位として、ディジタル的な位
相変化を行なわしめるが、各アンテナ素子には、第3図
のような十B/2なる範囲の位相誤差(量子化位相誤差
)が生じ、このため、電子走査アンテナの放射パタニン
において特定の方向に大きなサイドローブが生ずる欠点
があった。Conventionally, in beam scanning 2π in this type of antenna, digital phase changes are performed using an electronic computer using a phase angle of B-/2PCP-bits as the minimum unit. A phase error (quantized phase error) in the range of 10B/2 as shown in FIG. 3 occurs, and this has the disadvantage that large side lobes occur in a specific direction in the radiation pattern of the electronic scanning antenna.
この発明による電子走査アンテナは、前述ノ従来の欠点
を除去するため、特定の方向に大きなサイドローブを生
じさせる量子化位相誤差を分散させるよう給電位相を変
化せしめるものである。In order to eliminate the above-mentioned conventional drawbacks, the electronic scanning antenna according to the present invention changes the feeding phase so as to disperse the quantization phase error that causes a large sidelobe in a specific direction.
第4図はこの発明の実施例を示すもので、以下詳細に説
明する。FIG. 4 shows an embodiment of the present invention, which will be described in detail below.
第4図において、 (la)〜(tn) Vi素子アン
テナ、 (2a)〜(2n)は移相器、 (3a)〜(
3n)は移相器駆動回路、(5)は制御回路、(6)は
送受信切替器、(7)は送信機、(8)は受信機、 (
9a)〜(9n)は空間を介して供給されてくる電力を
受信するための受波用素子アンテナ、 (IIは導波管
スロットアレイアンテナでアレイアンテナIを構成する
素子アンテナ群全体と略同じ大きさを有するものであり
、矩形導波管の壁面に複数個のスロットが切られた構造
のものである。この導波管スロットアレイアンテナαI
Fi、上記アレイアンテナOυへ空間を介して電力を分
配供給する電力分配用−次放射器である。すなわち、導
波管スロットアレイアンテナOIからの放射電力はアレ
イアンテナαυの各受波用素子アンテナ(9a)〜(9
n)によって受信され、移相器(2a)〜(2n)を通
って、各素子アンテナ(1a)〜(1n)から再び空間
に放射されるものである。また、 Q3はアレイアンテ
ナ011に照射されない電力を吸収し、不要な反射をな
くすだめの電波吸収体である。・第5図は、上記導波管
スロットアレイアンテナOnの正面図であるが、この導
波管スロットアレイアンテナQlj、終端が金属板a9
で短絡された定在波給電方式のものであり、矩形導波管
の広い方の壁面(broad face)にスロワ)
(13が間隔λg/2(λgは導波管の管内波長)で切
られている。In Fig. 4, (la) to (tn) are Vi element antennas, (2a) to (2n) are phase shifters, (3a) to (
3n) is a phase shifter drive circuit, (5) is a control circuit, (6) is a transmitting/receiving switch, (7) is a transmitter, (8) is a receiver, (
9a) to (9n) are wave receiving element antennas for receiving power supplied through space; (II is a waveguide slot array antenna, which is approximately the same as the entire element antenna group that constitutes array antenna I) It has a structure in which a plurality of slots are cut in the wall surface of a rectangular waveguide.This waveguide slot array antenna αI
Fi is a power distribution-order radiator that distributes and supplies power to the array antenna Oυ through space. That is, the radiation power from the waveguide slot array antenna OI is transmitted to each receiving element antenna (9a) to (9) of the array antenna αυ.
n), passes through phase shifters (2a) to (2n), and is radiated into space again from each element antenna (1a) to (1n). Further, Q3 is a radio wave absorber that absorbs power that is not irradiated to the array antenna 011 and eliminates unnecessary reflections.・FIG. 5 is a front view of the waveguide slot array antenna On, and this waveguide slot array antenna Qlj has a metal plate a9 at the end.
This is a standing wave feeding system short-circuited with a thrower on the wide wall of the rectangular waveguide.
(13 is cut at an interval λg/2 (λg is the wavelength within the waveguide).
この装置において、1番目の素子アンテナ(11)に係
る移相器(21)の大刀信号の位相を導波管スロットア
レイアンテナ01を用゛いて1例えば送゛信機出力端の
位相を基準として、(1)式のように調整する。In this device, the phase of the long signal of the phase shifter (21) related to the first element antenna (11) is adjusted to 1 using the waveguide slot array antenna 01, for example, using the phase of the transmitter output end as a reference. , and adjust as shown in equation (1).
一α+ 1− (−2−!−) ) 2m ・・
・・・畑ま
ただし、αは任意定数、i−1,2,・・・n。1α+ 1- (-2-!-) ) 2m...
...Madashi Hata, α is an arbitrary constant, i-1, 2,...n.
mは自然数(1,2,・・・)である。m is a natural number (1, 2,...).
前記移相器(21)の移相器を制御回路(5)からの制
御信号にて(2)式のように設定すると、素子アンテナ
(11)に供給される信号の位相は(3)式となる。When the phase shifter (21) is set as shown in equation (2) using the control signal from the control circuit (5), the phase of the signal supplied to the element antenna (11) is determined as shown in equation (3). becomes.
ただし、EX)Bなる記号は、Xに一番近い。However, the symbol EX)B is closest to X.
Bで量子化されたディジタル位相量をとることを意味し
ている。βはビーム走査角に対応する定数である。This means that a digital phase amount quantized by B is taken. β is a constant corresponding to the beam scanning angle.
Cれよシ、電子走査アンテナ全体としての放射パターン
2(のは、アンテナ素子間隔をX、伝搬定数をkとすれ
ば(4)式で表わされ、(4)式が最大となる主ローブ
方向は(5)式で表わされる。The radiation pattern 2 of the electronic scanning antenna as a whole is expressed by equation (4), where the antenna element spacing is X and the propagation constant is k, and the main lobe where equation (4) is the maximum is The direction is expressed by equation (5).
xe ’α(1−(″”−))2m ただし、工1は1番目の素子アンテナの励振振幅。xe’α(1-(″”-))2m However, 1 is the excitation amplitude of the first element antenna.
である。It is.
更に(4)式に掲げた
の不連続性により生ずる電子化位相誤差(βが0ならば
DもOとなる)であるが、第6図のように従来の電子化
位相誤差と異な9曲線となり。Furthermore, the electronic phase error caused by the discontinuity listed in equation (4) (if β is 0, D is also O), but as shown in Figure 6, there are 9 curves that are different from the conventional electronic phase error. Next door.
傾きおよび方向が左右に分散された形となる。The inclination and direction are distributed to the left and right.
すなわち、量子化位相誤差によるサイドローブは、特定
の方向から分散され小さくなシ、特定の方向に生ずる大
きなサイドローブを低減することができる。That is, side lobes due to quantization phase errors can be dispersed from a specific direction and become small, and large side lobes occurring in a specific direction can be reduced.
第1図ムは、スロットαJの導波管壁面の中心線a◆か
らの偏位量dに対する励振振幅であり。1 is the excitation amplitude with respect to the deviation d of the waveguide wall surface of the slot αJ from the center line a◆.
第T図Bは、スロット長tに対する励振位相である。す
なわち、(4)式で表わされる励振振幅は。Figure TB is the excitation phase versus slot length t. That is, the excitation amplitude expressed by equation (4) is:
スロット00偏位量dを調整することにょシ実現でき、
(1)式で表わされる励振位相は、スロット長tを調整
することにょシ実現できる。更に。This can be realized by adjusting the slot 00 deviation amount d,
The excitation phase expressed by equation (1) can be achieved by adjusting the slot length t. Furthermore.
励振振幅に比例する各スロットのコンダクタンスの和が
1になるように偏位量dを選ぶと同時に励振位相に比例
する各スロットのサセプタンスの和がOになるようにス
ロット長tを選ぶことによシ、導波管スロットアレイア
ンテナα〔の入力定在波比を悪化させることなく励振振
幅。By selecting the deviation amount d so that the sum of the conductances of each slot, which is proportional to the excitation amplitude, is 1, and at the same time selecting the slot length t, so that the sum of the susceptances of each slot, which is proportional to the excitation phase, is O. The excitation amplitude can be increased without deteriorating the input standing wave ratio of the waveguide slot array antenna α.
位相分布が任意なアレイアンテナを構成できる。An array antenna with arbitrary phase distribution can be constructed.
したがって、第4図において、導波管スロットアレイア
ンテナ01とアレイアンテナaυの距離りを選ぶことに
より励振振幅2位相分布に従って。Therefore, in FIG. 4, the distance between the waveguide slot array antenna 01 and the array antenna aυ is selected according to the excitation amplitude two-phase distribution.
電力がアレイアンテナαD側で受信される。この最適距
離は、使用する電波の波長をλとするとき2数値的およ
び実験的検討によれば32以下で実現される。Power is received on the array antenna αD side. According to numerical and experimental studies, this optimal distance is achieved at 32 or less, where λ is the wavelength of the radio waves used.
更に、この発明の実施例によれば、電力分配するアンテ
ナを複数の放射素子からなる直列給電型アレイアンテナ
で構成したので構成を著−しく簡単にすることができ、
また素子アンテナ群全体と直列給電型アレイアンテナと
を略同じ大きさにして能率よく電力分配を行なうことが
できる。Further, according to the embodiment of the present invention, the antenna for distributing power is constructed of a series-fed array antenna consisting of a plurality of radiating elements, so the construction can be significantly simplified.
Furthermore, the entire element antenna group and the series-fed array antenna can be made approximately the same size, allowing efficient power distribution.
なお、この発明は直線状に配列された場合について述べ
たが2面状に配列された場合についても同様に適用でき
ることはいうまでもない。Although the present invention has been described with respect to the case where they are arranged in a straight line, it goes without saying that it can be similarly applied to the case where they are arranged in two planes.
また、実施例では矩形導波管を用いた定在波給電方式の
導波管スロットアレイアンテナを用いる場合について述
べたが、この発明はこれに限定されることなく、進行波
給電方式の導波管スロットアレイアンテナを用いて実施
するコトモできるし、さらに矩形導波管の狭い方の壁面
(narrow face )にスロットを切ったスロ
ット7L/イアンテナや円形導波管スロットアレイアン
テナや同軸ケーブルの外導体にスロットを切ったスロッ
トアレイアンテナを用いても実施することができる。Further, in the embodiment, a case has been described in which a waveguide slot array antenna of a standing wave feeding type using a rectangular waveguide is used, but the present invention is not limited thereto. It can be implemented using a tube slot array antenna, and it can also be implemented using a slot 7L antenna with a slot cut in the narrow wall of a rectangular waveguide, a circular waveguide slot array antenna, or a coaxial cable. It can also be implemented using a slot array antenna in which slots are cut in the conductor.
第1図は従来の電子走置アンテナを示す概略図、第2図
はこの指向特性を説明するもので。
同図Arri、各移相器の移相量を示す図表、同図Bは
磁子定食アンテナの指向特性図、第3図は従来アンテナ
における電子化位相誤差を示す図表。
第4図はこの発明の一実施例を示す概略図、第5図はこ
の発明に用いられる導波管スロットアレイアンテナの構
成図、第6図はこの発明のアンテナにおける電子化位相
誤差を示す図、第7図はスロットの励振振幅位相特性を
説明するもので同図Aは励振振幅を示す図、同図Bけ励
振位相を示す図であシ、 (la)〜(1n)は素子ア
ンテナ、 (2a)〜(2n)は移相器、 (35L)
〜(3n)は移相器駆動回路、(5)は制御回路、(6
)は送受信切替回路、(7)は送信機、(8)Fi受信
機、 (9a) 〜(9n)は受波用素子アンテナ、a
oは導波管スロットアレイアンテナ、aoはアレイアン
テナ、azは電波・吸収体である。
なお1図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して
示しである。
代理人弁理士葛野信−
第3図
一距偶1
;2図
(l15)
第4図
jI5図
θ
1んFIG. 1 is a schematic diagram showing a conventional electronic traveling antenna, and FIG. 2 is a diagram explaining its directional characteristics. Arri in the same figure is a chart showing the amount of phase shift of each phase shifter, B in the same figure is a directivity characteristic diagram of a magnetron fixed antenna, and FIG. 3 is a chart showing electronic phase errors in a conventional antenna. FIG. 4 is a schematic diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 5 is a configuration diagram of a waveguide slot array antenna used in this invention, and FIG. 6 is a diagram showing electronic phase error in the antenna of this invention. , Figure 7 explains the excitation amplitude phase characteristics of the slot, where A is a diagram showing the excitation amplitude, and Figure B is a diagram showing the excitation phase. (la) to (1n) are element antennas, (2a) to (2n) are phase shifters, (35L)
~(3n) is a phase shifter drive circuit, (5) is a control circuit, (6
) is the transmission/reception switching circuit, (7) is the transmitter, (8) Fi receiver, (9a) to (9n) are the receiving element antennas, a
o is a waveguide slot array antenna, ao is an array antenna, and az is a radio wave/absorber. Note that in FIG. 1, the same or corresponding parts are designated by the same reference numerals. Agent Patent Attorney Makoto Kuzuno - Figure 3 One-way joint 1; Figure 2 (l15) Figure 4 jI5 Figure θ 1
Claims (1)
設けられた複数の移相器と、上記複数の移相器それぞれ
に設けられた移相器駆動回路と、上記移相器駆動回路に
ビーム方向に対応する制御信号を与える制御回路とを備
え、各素子アンテナへ電力分配するアンテナとして、複
数個の放射素子から構成される直列給電型スロットアレ
イアンテナを用い、送信機から送られてくるマイクロ波
信号に所要量の位相偏位を生じさせて主ビーム方向を制
御するようにした電子走査アンテナにおいて、ビーム走
査時の量子化位相誤差により生ずるサイドローブを低減
するため前記移相器の移相量を〔α(1−(“−’ )
12m一β1〕3なる値に設定し、かつ各移相器の入力
信号位相を罰11−(乃±1 > ) 2m とする
ための手段として、励振位相に比例する各スロットのサ
セプタンスの和がOになるようなスロット長tを選定し
た。直列給電型スロットアレイアンテナを用いたことを
特徴とする電子走査アンテナ。[Claims] A plurality of element antennas, a plurality of phase shifters provided in each of the plurality of element antennas, a phase shifter drive circuit provided in each of the plurality of phase shifters, and the phase shifter. It is equipped with a control circuit that gives a control signal corresponding to the beam direction to the drive circuit, and uses a series-fed slot array antenna consisting of a plurality of radiating elements as an antenna that distributes power to each element antenna. In an electronic scanning antenna in which the main beam direction is controlled by producing a required amount of phase shift in an incoming microwave signal, the phase shift is used to reduce sidelobes caused by quantization phase errors during beam scanning. The amount of phase shift of the device is [α(1-(“-')
12m - β1]3 and the input signal phase of each phase shifter to be 11-(±1 > ) 2m, the sum of the susceptances of each slot proportional to the excitation phase is The slot length t was selected such that 0. An electronic scanning antenna characterized by using a series-fed slot array antenna.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16473781A JPS5866401A (en) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | Electronic scanning antenna |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16473781A JPS5866401A (en) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | Electronic scanning antenna |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5866401A true JPS5866401A (en) | 1983-04-20 |
JPH0356004B2 JPH0356004B2 (en) | 1991-08-27 |
Family
ID=15798939
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16473781A Granted JPS5866401A (en) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | Electronic scanning antenna |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5866401A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61171203A (en) * | 1985-01-25 | 1986-08-01 | Mitsubishi Electric Corp | Antenna device |
Citations (3)
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JPS5081045A (en) * | 1973-11-14 | 1975-07-01 | ||
JPS5115705A (en) * | 1974-07-31 | 1976-02-07 | Toyota Motor Co Ltd | Kyukibenojushinai fukunenshoshitsukaranaru nainenkikan |
JPS5195703A (en) * | 1975-02-19 | 1976-08-21 |
-
1981
- 1981-10-15 JP JP16473781A patent/JPS5866401A/en active Granted
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JPS5081045A (en) * | 1973-11-14 | 1975-07-01 | ||
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JP2561648B2 (en) * | 1985-01-25 | 1996-12-11 | 三菱電機株式会社 | Antenna device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0356004B2 (en) | 1991-08-27 |
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