JPS5841505Y2 - 磁気センサに用いる検波器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はトランジスタを用いた検波器に関し、特に磁気
センサの出力を検波するに好適な検波器に関する。

本考案は簡単な回路で入力インピーダンスが比較的高く
取れ、かつスレシホールド電圧の温度補償ができ、磁気
センサに用いるに好適な検波器を提供することを目的と
する。

従来の検波器は入力インピーダンスを上げるため、前置
増幅回路を使用していたが、本考案の回路を利用すれば
、前置増幅回路を省略することができ、回路を簡略化す
ることができる。

以下図面に従って説明する。

第１図は本考案による検波器の一実施例で、参照番号１
０は磁性線を用いた倍周波発振型の磁気センサ、２０は
磁気センサに接続される検波器である。

磁気センサ１０において、発振源ｅｆから周波数１〜２
ＭＨｚの励振電流■ｆが磁性線Ｍに流れる。

この状態で外部磁気が検知されれば磁性線上に巻かれた
巻線に倍周波電圧ｅ２ｆが発生する。

この電圧６２ｆは一般的傾向として周囲温度が低いとき
は小となり、高温では大となり、第２図のようになる。

そこでこの６２ｆを検波する検波器２０のスレシホール
ド電圧Ｖ５の温度特性は低温側で低いことが望ましい。

また検波器２０の入力インピーダンスが低いと、第３図
に示すように信号電圧ｅ２ｆの値も小さくなってしまう
ので、この入力インピーダンスを大とすることを要する
。

検波器２０において、Ｔは変成器であり、ｎｌ、Ｒ２は
それぞれ１次巻線数および２次巻線数を示す。

通常変圧器Ｔの入力レベルは比較的低いので、ｎ ２／
ｎ １＞ １なる変成器を使用するＯＲＩ、Ｒ２，Ｒ
３は固定抵抗器、ＳＭはサーミスタのような温度依存可
変抵抗素子、Ｄはダイオード、ｃｏは静電容量、そして
Ｑはトランジスタである。

磁気センサ１０からの入力信号６２ｆがない場合、Ｑは
導通せず出力端子には供給電圧Ｖｃｃに等しい電圧が出
ている。

次に本検波器に人力信号ｅ２ｆが変圧器Ｔの１次側に加
わったとき、ｎ２／ｎ□〉１であるためＴの２次側には
昇圧された高周波電圧が出る。

この高周波電圧はダイオードＤにより検波される。

この検波された電圧とＲ１とＲ２＋８Ｍの抵抗値の比で
決まるバイアス電圧が重畳されてｌ・ランジスタＱのベ
ースに加えられる。

Ｑのベースにバイアス電圧だけ加わっただけではＱは導
通にならないが、このバイアス電圧に更に検波電圧が加
わるとＱが導通するように回路常数が選ばれる。

Ｑが導通することにより出力端子には■。

Ｃより低下した直流電圧又は零に近い直流電圧が出る。

従って出力端子における直流電圧レベルが下ったとき信
号を検知したことになる。

サーミスタＳＭがない場合には検波器のスレシホールド
電圧■５の温度特性は第４図のように低温側で高く、高
温側で低い負特性を有する。

これでは、低温側では小さい倍周波電圧ｅｌｆを検波す
るには適さない。

一方、サーミスタＳＭとして抵抗値の温度係数が負特性
のものを用いるときは、抵抗素子Ｒ２と該サーミスタＳ
Ｍの合成抵抗が低温側で高く、高温側で低くなる。

従ってトランジスタＱのベースに加わるバイアス電圧は
低温側で高く、高温側で低くなる。

この結果検波器のスレシホールド電圧■８はベース電圧
に逆比例するのでＶ８の合成温度特性は第５図のように
正特性となるか又は第６図のようにほぼ平担なスレシホ
ールド電圧の温度特性を得ることができる。

また他の抵抗温度特性を有するサーミスタＳＭを使用す
ることにより所望の合成温度特性を得ることができるこ
とは明らかである。

このようにサーミスタ素子ＳＭは検波器２０のスレシホ
ールド電圧■、の温度特性を低温側で低くする。

またサーミスタ素子は、低温側で抵抗が大となり検波器
２０の人力インピーダンスを低温側で大従って倍周波電
圧８２ｆを大とし、高温側ではその抵抗が小となり入力
インピーダンスを小従って６２ｆを小とするので、第７
図に示すように、ｅ２ｆの温度特性はほぼ平担なものと
なり、従って周囲温度に左右されることなくｅ２ｆを検
波することが可能となる。

第１図において抵抗素子Ｒ２がない場合には高温側で前
記サーミスタＳＭの抵抗値が小さくなつた場合、トラン
ジスタＱのベースにかかるバイアス電圧も小さくなり過
ぎて多大の人力信号が入らなければＱは導通しなくなる
。

Ｒ２はこれを防止するためのものである。

次にダイオードＤについて述べる。

ダイオードＤは入力信号を検波すると同時に、ダイオー
ドＤによる抵抗分がベース・エミッタ間抵抗と直列に入
り入力側から見たインピーダンスを増大させる。

即ち、トランジスタＱのエミッタリード線抵抗は、例え
ば鉄を用いるとしても比抵抗９．８ Ｘ １０１０６Ｑ
と極めて小さく、トランジスタＱのベースからみた抵抗
がβ倍（β＝５０〜１００）となるとしても極めて小さ
いものであり、従ってベース・エミッタ間抵抗に直列に
入るダイオードＤの抵抗分は入力側から見たインピーダ
ンスを増大させることになる。

一方このダイオードＤを普通の固定抵抗で置き換えただ
けでは単に検波器のスレシホールド電圧のレベルが上る
だけであり望ましくない。

また検波作用もない。

従って該ダイオードＤはスレシホールド電圧をほとんど
変えずに入力インピーダンスを大とすることができると
共に検波作用をも行うことができる。

静電容量Ｃ８は高調波成分をバイパスしてダイオードＤ
の検波出力を整形するもので、ｃｏがない場合には検波
出力は第８図のようになり、ｃｏを挿入した場合には第
９図のようになる。

従って、低速の入力信号の場合にはＣ８を挿入すること
により検波出力がより安定なものとなる。

第１０図は通常構成される検波器回路を示すものであり
、その初段のトランジスタＱ１は前置増幅用であり、後
段のトランジスタＱ２は検波用である。

この場合にはトランジスタＱ１のエミッタ抵抗Ｒ４を挿
入することにより前置増幅器の入力インピーダンスが大
きくするよう構成している。

次に本考案の回路と、第１０図の従来の回路とを比較し
て本考案の利点を述べる。

第１０図の回路ではＴの２次側が直接接地されているの
に対し、本考案の回路ではサーミスタＳＭと抵抗Ｒ２と
を通して接地されている。

このようにすることにより第１０図の直流阻止コンデン
サＣ□を省略することができ、ま第１０図で入力インピ
ーダンス上げるため前置増幅器を必要としたのに対して
、本考案では前置増幅器なしで人力インピーダンスを上
げることができ、従来のものよりも使用部品数が少なく
、製造コストも安価になる。

以上説明したように本考案によれば、低温時の入力イン
ピーダンスを比較的高くシ、かつスレシホールド電圧の
低温側の温度補償ができるので、磁気センサの出力を検
波するに好適な検波器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案による検波器の回路図、第２図は磁気セ
ンサの出力電圧の温度特性、第３図は磁気センサの出力
電圧と検波器の入力インピーダンスとの関係、第４図は
検波器にサーミスタがない場合のスレシホールド電圧Ｖ
８の温度特性、第５図および゛第６図はサーミスタを使
用した場合のスレシホールド電圧の温度特性、第７図は
本考案による検波器で得られる磁気センサの出力電圧の
温度特性、第８図は検波器において静電容量Ｃ８かない
場合のダイオードＤの検波出力、第９図は静電容量Ｃ８
がある場合のダイオードＤの検波出力、第１０図は検波
器の従来例である。 １０・・・・・・磁気センサ、２０・・・・・・検波器
、Ｑ・・・・・・トランジスタ、ＳＭ・・・・・・サー
ミスタ、Ｄ・・・・・・ダイオード、ｃｏ、Ｃ１，Ｃ２
・・・・・・コンデンサ、Ｒ工、Ｒ２，Ｒ３・・・・・
・抵抗、Ｔ・・・・・・トランス、ｎｌ・・・・・・１
次巻線数、ｎｚ１次巻線数。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 倍周波発振型の磁気センサに一次巻線が接続される入カ
   ドランスＴと、該トランスＴの二次巻線の一端と接地間
   に挿入される負特性の温度依存可変抵抗素子ＳＭと抵抗
   Ｒ２の直列接続と、二次巻線の他端に一端が接続される
   ダイオードＤと、ベースがダイオードＤの他端に接続さ
   れエミッタが接地されるトランジスタＱと、該トランジ
   スタＱのベースと接地間に挿入される静電容量と、前記
   トランスＴの二次巻線の他端と電源との間に挿入される
   抵抗Ｒ１と、前記トランジスタＱと電源との間に挿入さ
   れる抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ３を介して引き出される出力端
   子とを有することを特徴とする磁気センサに用いる検波
   器。