JPS5828932B2 - Television receiver tuning device - Google Patents

Television receiver tuning device

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Publication number
JPS5828932B2
JPS5828932B2 JP51137712A JP13771276A JPS5828932B2 JP S5828932 B2 JPS5828932 B2 JP S5828932B2 JP 51137712 A JP51137712 A JP 51137712A JP 13771276 A JP13771276 A JP 13771276A JP S5828932 B2 JPS5828932 B2 JP S5828932B2
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JP
Japan
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frequency
signal
channel
standard
carrier
Prior art date
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Application number
JP51137712A
Other languages
Japanese (ja)
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JPS5261904A (en
Inventor
ジヨン・グツドチヤイルド・ノリー・ヘンダーソン
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RCA Corp
Original Assignee
RCA Corp
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Publication date
Application filed by RCA Corp filed Critical RCA Corp
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Publication of JPS5828932B2 publication Critical patent/JPS5828932B2/en
Expired legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03JTUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/02Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
    • H03J5/0245Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
    • H03J5/0272Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
    • H03J5/0281Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer the digital values being held in an auxiliary non erasable memory

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビジョンチャンネル同調装置、特に、周
波数合成器(frequency 5ynthes−i
zer )を備えるテレビジョンチャンネル同調装置に
関するものである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a television channel tuning device, and more particularly to a frequency synthesizer (frequency synthesizer).
zer).

米国においては、VHF及びUHFチャンネル用のテレ
ビジョン無線放送(有線放送に対して)用搬送波周波数
は、連邦通信委員会(FCC)によって割当てられてい
る。
In the United States, carrier frequencies for television over-the-air (vs. cable) broadcasting for VHF and UHF channels are assigned by the Federal Communications Commission (FCC).

無線送信中(すなわち空中を伝播している間)、これら
の周波数を非常に正確に維持する必要がある。
During radio transmission (ie, while propagating through the air) these frequencies need to be maintained very accurately.

最近、位相固定ループ(PLL)を有する周波数合成器
を用いて、視聴者が選択する多くのチャンネルに対応す
る所定の周波数の局部発振信号を正確に生成することが
提案されている。
Recently, it has been proposed to use a frequency synthesizer with a phase-locked loop (PLL) to accurately generate local oscillator signals of predetermined frequencies corresponding to a number of channels selected by the viewer.

たとえば、位相固定ループを用いた同調装置は、アール
シーニー−コーポレーション発行のr1972今ECO
8/MOSデジタル集積回路に関するアールシーニー−
ソリッド・ステート・データブック(1972年RCA
5olid 5tate Databook on
CO8/MO8Integrated C1rcuit
s )(5SD203)J中のrCO8/MO8ICを
用いた低電力デジタル周波数合成器(Low−Powe
r Di gi tal Frequency 5y
nthesizer UtilizingCO8/MO
8IC’s ’)J と題されたデジタル集積回路応
用ノー1−ICAN−6716に記載されている。
For example, a tuning device using a phase-locked loop is the R1972 ECO, published by R.C.
8/Research on MOS digital integrated circuits
Solid State Data Book (1972 RCA
5olid 5tate Databook on
CO8/MO8Integrated C1rcuit
Low-Power Digital Frequency Synthesizer Using rCO8/MO8IC in (5SD203)J
r Digital Frequency 5y
nthesizer UtilizingCO8/MO
8IC's')J, Digital Integrated Circuit Application No. 1-ICAN-6716.

テレビジョン受像機を標準周波数に同調させるための別
の型の装置も知られている。
Other types of devices for tuning television receivers to standard frequencies are also known.

米国特許第8.818,363号に記載されている型の
装置では、2つの発振器が設けられており、これら2つ
の発振器は、交互にかつ段階的に、ある周波数から無線
放送チャンネル局部発振周波数の範囲にわたってスイー
プ(sweep ) される。
In a device of the type described in U.S. Pat. No. 8,818,363, two oscillators are provided which alternately and stepwise move from a certain frequency to the radio broadcast channel local oscillator frequency. is swept over a range of .

発振器のスイープ動作と停止の回数を数えることによっ
て、いつ、特定のチャンネルへの同調に適した制御電圧
に近いがそれより少し低い予備的な局部発振器制御電圧
に近づいたかを知ることができる。
By counting the number of oscillator sweeps and stops, it is possible to know when a preliminary local oscillator control voltage is approached, close to but slightly below the control voltage suitable for tuning to a particular channel.

この後、補助スイープ回路が、制御電圧を適正な同調電
圧まで上昇させる。
After this, an auxiliary sweep circuit increases the control voltage to the proper tuning voltage.

このように、標準周波数搬送波用の周波数合成器型の装
置は公知である。
Thus, frequency synthesizer type devices for standard frequency carriers are known.

しかし、すべてのテレビジョン信号が標準的な無線放送
搬送波に乗せて送信されるとはかぎらない。
However, not all television signals are transmitted on standard radio broadcast carriers.

アパートやモーチルなどの設備のようないくつかのテレ
ビジョン分配方式では、テレビジョン信号は、ケーブル
を通して受像機に供給される。
In some television distribution systems, such as in apartment or motel facilities, the television signal is supplied to the receiver through a cable.

このようなケーブル(あるいは、マイクロウェーブ回線
)を用いた方式では、変調された放送搬送波は、まず復
調され、次に、受像機へ供給される前に、再び変調され
て、標準放送搬送波の近傍にある異る搬送波に乗せられ
る。
In such a cable (or microwave line) system, the modulated broadcast carrier is first demodulated and then modulated again before being delivered to the receiver, so that it is in the vicinity of the standard broadcast carrier. is carried on a different carrier wave.

従って、受像機をこのような非標準搬送波に同調させる
ための装置が必要となる。
Therefore, a device is needed to tune the receiver to such non-standard carriers.

この発明は、通常のVHF及びUHFチャンネルに対す
る標準周波数搬送波とこれらの標準周波数搬送波に近い
任意の位置にある非標準周波数搬送波の双方に対して、
テレビジョン受像機を同調させるために使用される装置
に関する。
The present invention provides for both standard frequency carriers for regular VHF and UHF channels and non-standard frequency carriers located anywhere near these standard frequency carriers.
Relating to a device used for tuning a television receiver.

この同調装置には、局部発振信号を発生させるための制
御発振器手段が設けられている。
The tuning device is provided with controlled oscillator means for generating a local oscillator signal.

ミキサ(混合器)手段によって、この局部発振信号と変
調された受信搬送波が組合わされて、変調された中間周
波数搬送波が発生する。
Mixer means combine the local oscillator signal with the modulated received carrier to generate a modulated intermediate frequency carrier.

プログラム可能な分周手段によって、局部発振信号の周
波数がその時選択されているチャンネルに対応する第1
の数で分周される。
A programmable frequency dividing means allows the frequency of the local oscillator signal to be set to the first frequency corresponding to the currently selected channel.
The frequency is divided by the number of .

位相検出手段が、分周された局部発振信号と基準周波数
信号とを所定の位相及び周波数関係に維持するための第
1の制御信号を発生する。
Phase detection means generates a first control signal for maintaining a predetermined phase and frequency relationship between the divided local oscillation signal and the reference frequency signal.

この第1の制御信号は、隣接チャンネル間の間隔をこえ
る周波数範囲にわたって局部発振信号を変化させるに充
分な第1と第2の振幅にわたる振幅範囲を有している。
The first control signal has an amplitude range spanning the first and second amplitudes sufficient to vary the local oscillator signal over a frequency range that exceeds the spacing between adjacent channels.

周波数弁別手段が中間周波数搬送波の一定周波数(たと
えば、映像搬送波の公称周波数)からの周波数偏移を表
わす弁別器信号を発生する。
Frequency discriminator means generate a discriminator signal representative of a frequency deviation of the intermediate frequency carrier from a constant frequency (eg, the nominal frequency of the video carrier).

この弁別器信号は、チャンネル間の間隔のフラクション
(微少部分)である周波数偏移に対応する最小振幅と最
大振幅間の振幅範囲を持っている。
This discriminator signal has an amplitude range between a minimum amplitude and a maximum amplitude corresponding to a frequency deviation that is a fraction of the spacing between channels.

弁別器信号から第2の制御信号を取出すための手段が周
波数弁別器に結合されている。
Means for deriving a second control signal from the discriminator signal is coupled to the frequency discriminator.

この第2の制御信号は第1の制御信号の前記第1と第2
の振幅とほぼ同じ第1と第2の振幅間の振幅範囲を有し
ている。
This second control signal is the first and second control signal of the first control signal.
has an amplitude range between the first and second amplitudes that is approximately the same as the amplitude of the first and second amplitudes.

この第2の制御信号の第1と第2の振幅は、弁別器信号
の前記最大及び最小振幅に関連する各周波数偏移間にあ
る前記中間周波数搬送波の周波数偏移に対応する。
The first and second amplitudes of the second control signal correspond to frequency deviations of the intermediate frequency carrier between respective frequency deviations associated with the maximum and minimum amplitudes of the discriminator signal.

走査手段によって、局部発振信号は、選択された局部発
振信号の周波数の近傍の周波数範囲内で走査(5can
、)される。
The scanning means scans the local oscillation signal within a frequency range near the frequency of the selected local oscillation signal.
,) will be done.

局部発振信号は、たとえば、分周された局部発振信号に
対して基準周波数信号の周波数を一定量ずつ増加させる
ことによって、走査することができる。
The local oscillation signal can be scanned, for example, by increasing the frequency of the reference frequency signal by a fixed amount relative to the divided local oscillation signal.

中間周波搬送波の周波数と前記一定の周波数との間のず
れがある所定範囲内に入り、又、制御信号の振幅がその
時選択されているチャンネルに対する第1の制御信号の
振幅に実質的に等しくなった時に、前記走査手段を非動
作状態にするための手段が設けられている。
The deviation between the frequency of the intermediate frequency carrier wave and the fixed frequency falls within a certain predetermined range, and the amplitude of the control signal is substantially equal to the amplitude of the first control signal for the currently selected channel. Means are provided for inactivating the scanning means when the scanning means is activated.

第1と第2の制御信号は、スイッチ手段によって選択的
に制御発振器手段に結合される。
The first and second control signals are selectively coupled to the controlled oscillator means by switch means.

走査手段が非動作状態にされると、このスイッチ手段は
第1の制御信号を制御発振手段から切離して、その代り
に、第2の制御信号を制御発振手段に供給する。
When the scanning means is deactivated, the switch means disconnects the first control signal from the controlled oscillation means and instead supplies a second control signal to the controlled oscillation means.

その後は、第2の制御信号が局部発振信号の周波数を制
御する。
Thereafter, the second control signal controls the frequency of the local oscillator signal.

次に、この発明を図面を参照して説明する。Next, the present invention will be explained with reference to the drawings.

第1図には、この発明によるチャンネル同調装置を有す
るテレビジョン受像機の全体的な構成が示されている。
FIG. 1 shows the overall structure of a television receiver having a channel tuning device according to the present invention.

アンテナ12によって受信された無線周波数(RF )
信号は、無線周波数増幅器14によって増幅される。
Radio frequency (RF) received by antenna 12
The signal is amplified by radio frequency amplifier 14.

増幅されたRF信号はミキサ16に供給され、そこで、
後述するように選択されたチャンネルに応じて取出され
た適当な周波数の局部発振信号と組合せられ、中間周波
数(IF)信号が形成される。
The amplified RF signal is fed to mixer 16, where
As will be described later, it is combined with a local oscillation signal of an appropriate frequency extracted according to the selected channel to form an intermediate frequency (IF) signal.

IF信号はIF増幅器18によって増幅され、その後、
ビデオ検波器20に供給される。
The IF signal is amplified by the IF amplifier 18, and then
A video detector 20 is supplied with the signal.

ビデオ検波器20は、増幅されたIF信号から、たとえ
ば、クロミナンス信号成分、輝度信号成分及び同期信号
成分を含んだビデオ信号を取出す。
The video detector 20 extracts a video signal containing, for example, a chrominance signal component, a luminance signal component, and a synchronization signal component from the amplified IF signal.

ビデオ信号は、たとえば、ビデオ信号のクロミナンス、
輝度及び同期信号成分用の処理チャンネルを含むビデオ
処理ユニット22に供給され、これによって、映像管2
4上に映像が表示される。
The video signal may include, for example, the chrominance of the video signal,
is fed to a video processing unit 22 containing processing channels for luminance and synchronization signal components, whereby the video tube 2
The image is displayed on 4.

ここまでに説明した構成には、たとえば、アールシーニ
ー・コーポレーション発行の「アール−シー・ニー・カ
ラーテレビジョン・サービス・データ・フィル・197
4・C−5Jに示されているCTC−68型力ラーテレ
ビジヨン受像機に用いられている素子を使用することが
できる。
The configurations described so far include, for example, the R-C-Nee Color Television Service Data File 197, published by R-C-Nee Corporation.
The elements used in the CTC-68 type color television receiver shown in 4.C-5J can be used.

図の装置において、チャンネル選択情報は、視聴者によ
って、チャンネル選択キーボード26を用いて入力され
る。
In the illustrated apparatus, channel selection information is entered by the viewer using a channel selection keyboard 26.

キーボード26は、たとえば、VHFやUHFチャンネ
ルを10進形式で選択するような計算機型キーボードで
ある。
The keyboard 26 is, for example, a computer type keyboard that selects VHF or UHF channels in decimal format.

このキーボド26は、たとえば、10進情報を2進コー
ド化した10進数(BCD)形式に変換するためのマト
リクス回路を備えたものを使用できる。
The keyboard 26 may be equipped with a matrix circuit for converting decimal information into a binary coded decimal (BCD) format, for example.

チャンネル情報を表わす2進コード化された信号は、多
数の導体からなる電路30を通してチャンネル番号レジ
スタ28に供給される。
A binary encoded signal representing channel information is provided to a channel number register 28 through a multi-conductor electrical path 30.

レジスタ28は、2進チャンネル選択情報を、その時選
択されているチャンネルに対応する数「N」を表わす別
の2進信号に変換する。
Register 28 converts the binary channel selection information to another binary signal representing a number "N" corresponding to the currently selected channel.

このために、レジスタ28に、たとえば、キーボード2
6からの2進信号の入力に応答して取出すことができる
ように「N」数情報を記憶させた読出し専用メモIJ(
ROM)を設けることができる。
For this purpose, the register 28 is filled with, for example, the keyboard 2
Read-only memo IJ (
ROM) can be provided.

数Nを表わす2進信号は、多導体電路32を介して、プ
ログラム可能な分周器34に供給される。
A binary signal representing the number N is provided via multi-conductor path 32 to a programmable frequency divider 34 .

分周器34は、入来する信号の周波数を数Nで除するよ
うに構成されている。
Frequency divider 34 is configured to divide the frequency of the incoming signal by a number N.

(以下、この分周器34を「1/N分周器」と称する場
合もある。
(Hereinafter, this frequency divider 34 may be referred to as a "1/N frequency divider."

)分周器34は、電圧制御局部発振器50、プリスケー
ラ(prescaler )分周器52、水晶基準発振
器40、プログラム可能な「R」で割る回路(以下、1
/R回路と呼ぶ)38、位相検波器36及び低域通過フ
ィルタ・増幅器46と共に位相固定ループ(PLL)を
構成するようにされている。
) Frequency divider 34 includes a voltage controlled local oscillator 50, a prescaler divider 52, a crystal reference oscillator 40, and a programmable divide by "R" circuit (hereinafter referred to as 1).
/R circuit) 38, a phase detector 36, and a low-pass filter/amplifier 46 to form a phase-locked loop (PLL).

この位相固定ループ構成とチャンネル選択装置によって
、前に述べたアールシーニ一応用ノートに記された型の
周波数合成器を構成し、これは、テレビジョン受像機を
標準周波数搬送波に同調させるに適したものである。
This phase-locked loop configuration and channel selection device constitute a frequency synthesizer of the type described in the previously mentioned Arsini Application Note, which is suitable for tuning a television receiver to a standard frequency carrier. It is something.

第1図に示すブロック図の残りの大部分は、受像機を、
たとえば、CAT■やMATV方式におけるような非標
準周波数搬送波に自動的に同調させるための装置に関連
している。
Most of the rest of the block diagram shown in FIG.
For example, it relates to devices for automatically tuning to non-standard frequency carriers, such as in CAT and MATV systems.

このような装置に対するより詳細な論理ブロック図は第
2図と第3図に示しである。
A more detailed logical block diagram for such an apparatus is shown in FIGS. 2 and 3.

しかし、ここでは、第2図と第3図に示す具体例の詳細
な説明はしていない。
However, detailed explanations of the specific examples shown in FIGS. 2 and 3 are not provided here.

なぜなら、これらの例は、以下に述べる第1図の受像機
の同調装置の説明から当業者には容易に理解できるから
である。
These examples will be readily understood by those skilled in the art from the description of the receiver tuning apparatus of FIG. 1 below.

このために、第2図と第3図に示した具体例の部分とそ
の相互接続は、第1図に用いたと同じ参照符号を用いて
示しである。
To this end, the parts of the embodiment shown in FIGS. 2 and 3 and their interconnections are indicated using the same reference numerals as used in FIG. 1.

又、第2図と第3図の具体例を第1図に関連づけるため
に、第1図の説明において、同調装置に関する制御信号
に関連する論理[1]及び「0」信号について述べる。
Also, in order to relate the embodiments of FIGS. 2 and 3 to FIG. 1, the discussion of FIG. 1 will refer to logic [1] and "0" signals associated with control signals for the tuning device.

これら論理「1」及び「O」信号は、それぞれ、第2図
と第3図の論理回路における大地電位に近い電圧と、約
+12VDCとに対応する。
These logic "1" and "O" signals correspond to voltages near ground potential and approximately +12 VDC in the logic circuits of FIGS. 2 and 3, respectively.

これら第2図と第3図の論理回路は、たとえば、このよ
うな電圧を使用するCO8/MO8集積回路で形成する
ことができる。
The logic circuits of FIGS. 2 and 3 can be formed, for example, in CO8/MO8 integrated circuits using such voltages.

第1図のテレビジョン受像機の同調装置は2つのモード
で動作する。
The television receiver tuning device of FIG. 1 operates in two modes.

第1のモードは非走査(non−scanning )
モードで、選択されたチャンネルに割当てられた標準周
波数の搬送波に受像機を同調させるための動作モードで
あるが、この第1のモードでは、プログラム可能な17
N分周器34とプログラム可能な1/R分周器38とは
、それぞれ所定の値にセットされる。
The first mode is non-scanning
mode of operation for tuning the receiver to the standard frequency carrier assigned to the selected channel; in this first mode, the programmable 17
N frequency divider 34 and programmable 1/R frequency divider 38 are each set to predetermined values.

受像機を標準周波数搬送波に同調させるための非走査動
作モードでは、視聴者によって操作される走査モード付
勢スイッチ54は、図示のような開放位置に置かれる。
In a non-scanning mode of operation for tuning the receiver to a standard frequency carrier, the viewer-operated scanning mode enable switch 54 is placed in the open position as shown.

従って、rSCAN ENAB−LEJ制御信号(rs
ckN ENABLE(走査付勢)制御信号がないこと
、すなわち、[5CAN ENABLE J 制御信
号の補数を表わす論理「1」)が導体58を通してスイ
ッチ論理ユニット56へ、又、導体60を通して計数プ
リセット論理ユニット62へ供給され、後述するような
非標準搬送波の受信に関連する装置を非動作状態にする
Therefore, the rSCAN ENAB-LEJ control signal (rs
The absence of the ckN ENABLE (scan enable) control signal, i.e., a logic "1" representing the complement of the 5CAN ENABLE J control signal) is passed through conductor 58 to switch logic unit 56 and through conductor 60 to count preset logic unit 62. and disables equipment associated with receiving non-standard carriers, as described below.

r 5CAN ENABLEJ 制御信号に応答して、
スイッチ論理ユニット56は、r 5TOP 5CAN
;(走査停止)A1」制御信号(論理「0」)を発生
し、この信号は導体90を通してクロック付勢ユニット
68に与えられ、1/A分割器66からのクロックパル
スがアップダウン計数器42のクロック入力(導体11
4)に達することを防止する。
r 5CAN ENABLEJ In response to the control signal,
Switch logic unit 56 includes r 5TOP 5CAN
(Scan Stop) A1” control signal (logic “0”), which is applied through conductor 90 to the clock energizing unit 68 so that the clock pulses from the 1/A divider 66 are activated by the up/down counter 42. clock input (conductor 11
4).

その結果、計数器42は、後述する走査モード(sca
nning mode r行うような1/R分周器38
の数Rの変更を行わない。
As a result, the counter 42 operates in a scanning mode (sca
1/R frequency divider 38 that performs nning mode r
The number R is not changed.

いずれの動作モードにおいても、視聴者は、チャンネル
選択キーボード26上の適当なキーを押したりして付勢
することにより、チャンネルを選択する。
In either mode of operation, the viewer selects a channel by pressing or activating the appropriate key on the channel selection keyboard 26.

チャンネル番号レジスタ28は、キーボード26からチ
ャンネル選択情報を表わす2通信号を受取り、そのメモ
リから、選択されたチャンネルに対応する数Nを表わす
2通信号を取出す。
Channel number register 28 receives two signals representing channel selection information from keyboard 26 and retrieves from its memory two signals representing the number N corresponding to the selected channel.

この数Nを表わす2進情報は、プログラム可能な17N
分周器34に入力され、これによって分周器34は、入
来する信号の周波数を数Nで分周する。
The binary information representing this number N is a programmable 17N
It is input to a frequency divider 34, which divides the frequency of the incoming signal by a number N.

非精査モード・走査モードに関係なく、チャンネル番号
レジスタ28は、新しくチャンネルが選択されると、常
に、そのチャンネルに対応する数Nを表わす2進数をメ
モリから取出すが、それに加えて、レジスタ28はrs
TART PULSE(開始パルス)」制御信号(論
理「1」)を供給する。
Regardless of the non-probe mode or scan mode, the channel number register 28 retrieves from memory the binary number representing the number N corresponding to that channel whenever a new channel is selected; rs
TART PULSE" control signal (logic "1").

このrSTART PULSE J 制御信号は、導体
78を介してスイッチ論理ユニット56に供給され、フ
リップフロップ5612と5614(第3図)をリセッ
トする。
This rSTART PULSE J control signal is provided via conductor 78 to switch logic unit 56 to reset flip-flops 5612 and 5614 (FIG. 3).

これらのフリップフロップの機能については、後述する
The functions of these flip-flops will be described later.

r 5TARTPULSEJ匍脚信号に応答して、スイ
ッチ論理ユニット56は制御信号(論理「O」)を導体
88に発生し、これによって、合成器/AFT(自動微
同調)スイッチ48が低域通過フィルター増幅器ユニッ
ト46の出力(導体122)を導体128を介して電圧
制御発振器(VCO)50の制御端子に結合して前述の
位相固定ループ構成を形成する。
In response to the r5TART PULSEJ signal, switch logic unit 56 generates a control signal (logic "O") on conductor 88, which causes synthesizer/AFT (automatic fine tuning) switch 48 to operate as a low-pass filter amplifier. The output of unit 46 (conductor 122) is coupled to the control terminal of voltage controlled oscillator (VCO) 50 via conductor 128 to form the phase-locked loop configuration described above.

r 5TART PULSEJ 制御信号は、計数プリ
セット論理ユニット62にも供給され、チャンネル番号
レジスタ28から新しい情報が入る前に、このユニット
62をリセットする。
The r 5TART PULSEJ control signal is also provided to count preset logic unit 62 to reset this unit 62 before new information from channel number register 28 enters.

プログラム可能な分周器34の適当な数Nを取出し、r
5TART PULSE]制御信号を発生する機能
に加えて、チャンネル番号レジスタ28は、3つの帯域
切換制御信号(それぞれ、論理「1」)を発生する。
Take an appropriate number N of programmable frequency dividers 34 and r
5TART PULSE] In addition to its function of generating control signals, channel number register 28 generates three band switching control signals (each a logic "1").

これらの3つの信号とは、(1)UHF領域内のチャン
ネル(たとえば、チャンネル14〜83)が選択された
時のUHF制御信号、(2)低領域内のチャンネル(た
とえば、チャンネル2〜6が選択された時のL OV
匍Jftl信号、及び(3)高■HF領域内のチャンネ
ル(たとえば、チャンネル7〜13)が選択された時の
HIV制御信号である。
These three signals are (1) a UHF control signal when a channel in the UHF region (for example, channels 14-83) is selected; (2) a UHF control signal when a channel in the low region (for example, channels 2-6 is selected); LOV when selected
(3) HIV control signal when a channel in the high HF region (for example, channels 7 to 13) is selected.

帯域切換制御信号は、「SC人N EN人BLEJ制御
信号と共に計数プリセット論理ユニット62に与えられ
、これによって、計数プリセット論理ユニット62は、
適当な数Rを選択する。
The band switching control signal is provided to the counting preset logic unit 62 along with the "SC N EN BLEJ control signal, so that the counting preset logic unit 62
Select an appropriate number R.

これらの帯域切換制御信号は、適当な公知の方法(図示
せず)によって、VCO50中の電圧制御同調素子、た
とえば、バラクタダイオード、−とプリスケーラ17に
分周器52にも供給され、1/N分周器34の入力信号
の周波数を選択されたチャンネルの周波数帯域に従って
制御する。
These band switching control signals are also applied to voltage controlled tuning elements in the VCO 50, e.g. The frequency of the input signal of the frequency divider 34 is controlled according to the frequency band of the selected channel.

受像機を標準周波数搬送波に同調させるためのNとRの
値は、第6図に示した表中の「N走査及び非走査」及び
「R非走査」と表示した例に示されている。
The values of N and R for tuning the receiver to the standard frequency carrier are shown in the table shown in FIG. 6 in the examples labeled "N Scan and Non-Scan" and "R Non-Scan."

この表中の値は、水晶発振器40の周波数が5MHzで
、1/にプリスケーラ分周器52がVCO50の出力信
号の周波数を256で除するようにされた場合に対応す
る値である。
The values in this table correspond to the case where the frequency of the crystal oscillator 40 is 5 MHz and the 1/2 prescaler divider 52 is configured to divide the frequency of the output signal of the VCO 50 by 256.

これかられかるように、Nの値は、受信されたそれぞれ
の標準周波数搬送波と混合されて45.75 MHzの
映像搬送波(米国の大部分の受像機における標準IF映
像搬送波)を有する周波数差IP信号を生皮するに必要
なVCO50の局部発振出力信号の周波数(MHz )
を表わす数に等しい。
As we will see, the value of N is a frequency difference IP signal having a 45.75 MHz video carrier (the standard IF video carrier in most receivers in the United States) mixed with the received respective standard frequency carrier. Frequency (MHz) of local oscillation output signal of VCO50 required to rawhide
is equal to the number representing

(たとえば、VCO50の局部発振出力信号周波数が1
00MI(zの時、N=10F)。
(For example, if the local oscillation output signal frequency of VCO 50 is 1
00MI (when z, N=10F).

初めに、あるチャンネルが選択され、プログラム可能な
I/N分周器34とプログラム可能な1/R分周器38
がセットされると、VCO50は任意の周波数(たとえ
ば、選択された帯域中の中央のある点)で発振する。
Initially, a channel is selected and a programmable I/N divider 34 and a programmable 1/R divider 38 are selected.
When set, VCO 50 oscillates at an arbitrary frequency (eg, some point in the middle of the selected band).

VCO50の動作周波数は、位相検波器36からの誤差
出力信号が1/N分周器34と1/R分周器38の出力
信号間に位相又は周波数差がないことを示すまで、低域
通過フィルタ・増幅器ユニット46の直流*+脚信号出
力に応じて変化する。
The operating frequency of VCO 50 is low-pass until the error output signal from phase detector 36 indicates that there is no phase or frequency difference between the output signals of 1/N divider 34 and 1/R divider 38. It changes according to the DC*+leg signal output of the filter/amplifier unit 46.

この時、VCO50,1/にプリスケーラ分周器52、
プログラム可能1/N分周器34、位相検波器36、プ
ログラム可能1/R分周器38、水晶発振器40及び低
域通過フィルタ・増幅器ユニット46に対応する位相固
定ループによって、vcosoの出力に、水晶発振器4
0の出力信号の周波数f に対してosa 次の関係を有する周波数fLOの局部発振信号が発生す
る。
At this time, the prescaler divider 52 is connected to the VCO 50,1/
A phase-locked loop corresponding to a programmable 1/N frequency divider 34, a phase detector 36, a programmable 1/R frequency divider 38, a crystal oscillator 40, and a low-pass filter/amplifier unit 46 provides the output of vcoso with crystal oscillator 4
A local oscillation signal having a frequency fLO having the following relationship with respect to the frequency f of the output signal of 0 is generated.

低域通過フィルタ・増幅器ユニット46の出力信号は、
局部発振信号を、特定の帯域に対して、隣接チャンネル
間の間隔を越える周波数範囲、望ましくは、受像機をそ
の特定帯域内のすべてのチャンネルに同調させるに充分
に広い周波数範囲にわたって変化させるに充分な振幅範
囲を持たねばならない。
The output signal of the low-pass filter/amplifier unit 46 is
The local oscillator signal is varied sufficiently for a particular band over a frequency range that exceeds the spacing between adjacent channels, preferably wide enough to tune the receiver to all channels within that particular band. must have a reasonable amplitude range.

従って、たとえば、低VHF領域では、低域通過フィル
タ・増幅器ユニット46は、受像機をチャンネル2,3
,4,5又は6のいずれかに同調させるに充分な第1と
第2の電圧間の制御電圧を供給することになる。
Thus, for example, in the low VHF region, the low pass filter and amplifier unit 46 controls the receiver on channels 2 and 3.
, 4, 5, or 6, sufficient control voltage between the first and second voltages is provided.

VCO5,0の局部発振出力信号は、ミキサ16に供給
され、ここで、通常の態様で、RF増幅器14の出力信
号と台底されて、受信された搬送波と局部発振信号の周
波数差に等しい周波数(たとえば、45.75MHz)
の映像搬送波を有するIF信号が形成される。
The local oscillator output signal of the VCO 5,0 is fed to a mixer 16 where it is mixed with the output signal of the RF amplifier 14 in the usual manner to produce a frequency equal to the frequency difference between the received carrier and the local oscillator signal. (For example, 45.75MHz)
An IF signal is formed having a video carrier of .

IF信号はIP増幅器18で増幅され、それから、ビデ
オ検波器20によってビデオ情報が取出される。
The IF signal is amplified by IP amplifier 18 and then video information is extracted by video detector 20.

ビデオ信号は、信号処理ユニット22によって処理され
、映像管24のスクリン上に像が再生される。
The video signal is processed by a signal processing unit 22 and an image is reproduced on the screen of a video tube 24.

視聴者が非標準搬送波分配系統(たとえば、C人TV又
はM人TV分配系統)からの信号を受信したい場合には
、走査モード付勢スイッチ54を閉位置に置き、同調装
置を第2すなわち走査動作モードにするためのrSCA
N ENABLEJ制御信号(論理「O」)を発生させ
る。
If the viewer wishes to receive a signal from a non-standard carrier distribution system (e.g., a C-person TV or an M-person TV distribution system), the scan mode enable switch 54 is placed in the closed position and the tuning device is set to the second or scan mode. rSCA to put into operational mode
Generates the N ENABLEJ control signal (logic ``O'').

この第2のモードすなわち走査モードでは、関連する標
準周波数搬送波の周波数を中心としてこれに近い任意の
周波数範囲内(たとえば、12MHzの範囲内)の非標
準周波数の搬送波の受信中、プログラム可能な1/N分
周器34は、再び、まず選択されたチャンネルに対応す
る一定の値にセットされる。
In this second or scanning mode, the programmable /N frequency divider 34 is again first set to a constant value corresponding to the selected channel.

しかし、プログラム可能な1/R分周器38は、初め、
上記関連する標準周波数搬送波に対応する分周比(di
visionratio )すなわち分局値(第1のモ
ードでは、分周器38はこの値にセットされる)よりも
小さな第1の分周比すなわち値にセットされ、次に、上
記関連する標準周波数搬送波に対応する値よりも大きな
第2の値に向けて、同調が得られるまで、又は、以下に
詳述するようにして第2の値に達するまで、所定分ずつ
増量変化(increment )させられる。
However, the programmable 1/R divider 38 initially
Frequency division ratio (di
visionratio ) or division value (in the first mode, frequency divider 38 is set to this value) and then corresponds to said associated standard frequency carrier. is incremented by a predetermined increment toward a second value greater than that value until tuning is achieved or until the second value is reached as described in more detail below.

走査モードでは、非走査モードにおりると同じように、
チャンネル選択キーボード26上の適当なキーを押すこ
とによって、視聴者がチャンネルを選ぶ。
In scanning mode, just like in non-scanning mode,
The viewer selects a channel by pressing the appropriate key on the channel selection keyboard 26.

これに応じて、数Nを表わす2進情報がプログラム可能
1/N分周器34に入力される。
In response, binary information representing the number N is input to programmable 1/N frequency divider 34.

更に、チャンネル番号レジスタ28が「5TARTPU
LSE]制御信号(論理「1」制御発生し、この信号は
スイッチ論理ユニット56に与えられてフリップフロッ
プ5612と5614とをリセットする。
Furthermore, the channel number register 28 is set to “5TARTPU”.
LSE] control signal (logic ``1'' control) is generated and is applied to switch logic unit 56 to reset flip-flops 5612 and 5614.

rSTART PULSEJ 制御信号に応答して、ス
イッチ論理ユニット56は制御信号(論理[0」)を導
体88上に発生し、これによって、合成器/AFTスイ
ッチ48は、初めに、低域通過フィルタ・増幅器ユニッ
ト46の出力端子をVCO50の制御端子に接続する。
In response to the rSTART PULSEJ control signal, switch logic unit 56 generates a control signal (logic [0'') on conductor 88 so that combiner/AFT switch 48 initially The output terminal of unit 46 is connected to the control terminal of VCO 50.

r 5TART P−ULSEJ制御信号は、更に、計
数プリセット論理ユニット62を、チャンネル番号レジ
スタ28から新しいデータが入る前に、リセットする。
The r5TART P-ULSEJ control signal also resets count preset logic unit 62 before new data from channel number register 28 enters.

又、非走査モードの場合と同じように、チャンネル番号
レジスタ28は、選択されたチャンネルの属する周波数
帯域に応じて、UHF、LOV又はHIV制御信号のい
ずれかを発生する。
Also, as in the non-scanning mode, the channel number register 28 generates either a UHF, LOV or HIV control signal depending on the frequency band to which the selected channel belongs.

チャンネル番号レジスタ28から供給されるHIV又は
LOV制御信号のいずれか一方と、スイッチ54によっ
て与えられるrSCAN ENABL−E」制御信号と
に応じて、計数プリセット論理ユニット62は、非走査
モード中に選択された同じチャンネルに対して数Rがセ
ットされる値よりも下の第1の所定値を表わす2通信号
をアップダウン計数器42に供給する。
Depending on either the HIV or LOV control signal provided by channel number register 28 and the rSCAN ENABL-E control signal provided by switch 54, count preset logic unit 62 is selected during the non-scan mode. The up-down counter 42 is provided with two signals representing a first predetermined value below the value to which the number R is set for the same channel.

走査モード中にアップダウン計数器42へ入力される各
チャンネルに対応する第1の所定値は、第6図の表の「
開始R」の欄に示しである。
The first predetermined value corresponding to each channel input to the up-down counter 42 during the scan mode is shown in the table of FIG.
It is shown in the column "Start R".

計数プリセット論理ユニット62は、又、HIV及びL
OV匍脚制御の補信号HIVとLOVを発生する。
Count preset logic unit 62 also includes
Generates auxiliary signals HIV and LOV for OV leg control.

これらの補信号は、多導体電路64を通して走査停止論
理ユニット70に与えられ、このユニット7dを、(選
択されたチャンネルが高■HF領域にあるか低VHF領
域にあるかに従って)2つの所定値の一方にセットする
These complementary signals are applied to a scan stop logic unit 70 through a multi-conductor trace 64, which controls the unit 7d to two predetermined values (depending on whether the selected channel is in the high HF or low VHF region). Set it to one side.

この値は、非走査モード中に数Rがセットされる値より
も大きい。
This value is greater than the value to which the number R is set during non-scanning mode.

第2の所定値は、走査モード中に、数Rが増加して達し
得る最大値に対応する。
The second predetermined value corresponds to the maximum value that the number R can increase to reach during the scanning mode.

チャンネルに対応するこれらの第2の所定値は、第6図
の表中の「停止R」の欄に示されている。
These second predetermined values corresponding to the channels are shown in the "Stop R" column in the table of FIG.

r 5CAN ENABLEj 制御信号に応答して、
スイッチ論理ユニット56は、1/A分周器66からの
クロック信号がアップダウン計数器42のクロック入力
へ達することを可能にするr 5CANSTOP A、
I J 制御信号CC5CAN 5TOP(走査停止)
煮1」制御信号がないこと、すなわち、その補数を表わ
す論理「1」)を発生する。
r 5CAN ENABLEj In response to the control signal,
Switch logic unit 56 allows the clock signal from 1/A divider 66 to reach the clock input of up-down counter 42.
I J Control signal CC5CAN 5TOP (scanning stop)
It generates a logical ``1'' representing the absence of the ``1'' control signal, i.e., its complement.

これらのクロック信号に応答して、アップ・ダウン計数
器42は、数Rを第1の所定値から第2の所定値の方向
へ、定量増大変化させる。
In response to these clock signals, up/down counter 42 changes the number R by a fixed amount in the direction of a first predetermined value toward a second predetermined value.

VCO(電圧制御発振器)50.1/にプリスケーラ分
周器52、プログラム可能な1/N分周器34、位相検
波器36、水晶発振器40、プログラム可能な1/R分
周器38及び低域通過フィルタ・増幅器ユニット46か
らなる位相固定ループは、非走査モードの場合と同じよ
うに動作して、局部発振信号の周波数fLOを式(1)
に従って制御する。
VCO (voltage controlled oscillator) 50.1/prescaler divider 52, programmable 1/N frequency divider 34, phase detector 36, crystal oscillator 40, programmable 1/R frequency divider 38 and low frequency The phase-locked loop consisting of the pass filter/amplifier unit 46 operates in the same way as in the non-scanning mode to calculate the frequency fLO of the local oscillator signal using equation (1).
control according to

しかし、1/A分周器66のクロック信号出力の連続す
るクロックパルスの各々がアップダウン計数器42に達
すると、数Rは第6図の表の「△R」の欄に示すような
所定量ずつ、連続して増加させられる。
However, when each successive clock pulse of the clock signal output of the 1/A frequency divider 66 reaches the up-down counter 42, the number R will be as shown in the "ΔR" column of the table of FIG. Continuously increased by a fixed amount.

Aが2に定められている時、種々のチャンネルに対する
Rの所定変化分は、2である。
When A is set to 2, the predetermined variation of R for the various channels is 2.

その結果、局部発振信号の周波数は、一定量ずつ、減少
(decrement )させられる。
As a result, the frequency of the local oscillation signal is decreased by a fixed amount.

A2とした場合の各チャンネルに対する局部発振信号の
開始周波数と停止周波数及び周波数変化分が、第6図に
示した表のrfLO開始」、「fLo停止」及び「△f
LOJ の各欄に示されている。
The start frequency, stop frequency, and frequency change of the local oscillation signal for each channel in the case of A2 are shown in the table shown in Figure 6 for rfLO start, fLo stop, and △f
It is shown in each column of LOJ.

非走査モードの場合と同様、vCO50の局部発振出力
信号は、ミキサ16中でRF増幅器14の出力信号と組
合わされて変調されたIP信号を形成する。
As in the non-scanning mode, the local oscillator output signal of vCO 50 is combined with the output signal of RF amplifier 14 in mixer 16 to form a modulated IP signal.

このIF倍信号搬送波周波数は、局部発振信号の周波数
範囲に対応する範囲内で、直接的な関係で、一定量ずつ
増加させられる。
This IF multiplied signal carrier frequency is increased by a fixed amount in a direct relationship within a range corresponding to the frequency range of the local oscillator signal.

各チャンネルに対する走査範囲は、局部発振信号が受信
された非標準周波数搬送波とミキサ16中で組合わされ
て、所定周波数、たとえば、45.75 MHzの映像
搬送波を有する変調されたIF倍信号生成するために必
要される局部発振信号周波数を含むことができるように
広く選択される。
The scanning range for each channel is such that the local oscillator signal is combined in mixer 16 with a received non-standard frequency carrier to produce a modulated IF multiplied signal having a video carrier of a predetermined frequency, e.g. 45.75 MHz. is chosen broadly to include the local oscillator signal frequency required for the

IP搬送波が一定量ずつ減少すると、IP増幅器18の
出力に接続されている自動微同調(AFT)周波数弁別
器ユニット92が、IF搬送波の周波数と45.75
MHzとの間の周波数偏位に関係する電圧を発生する。
As the IP carrier decreases by a fixed amount, an automatic fine tuning (AFT) frequency discriminator unit 92 connected to the output of the IP amplifier 18 distinguishes the frequency of the IF carrier from 45.75.
Generates a voltage related to the frequency deviation between MHz and MHz.

第4図は、第2図と第3図に示す具体例に対する典型的
な電圧及び周波数値を有するAFT回路92に関するS
字型周波数対電圧特性曲線412を示す。
FIG. 4 shows the S for AFT circuit 92 with typical voltage and frequency values for the embodiments shown in FIGS. 2 and 3.
4 shows a curved frequency versus voltage characteristic curve 412;

これかられかるように、S字型特性曲線412は、チャ
ンネル間の周波数間隔(6MHz)の微少部分(fra
ction )である周波数偏位(±25 KHz ’
)に対応する最小及び最大振幅間の振幅範囲を持ってい
る。
As will be seen, the S-shaped characteristic curve 412 corresponds to a small fraction (fra) of the frequency interval (6 MHz) between channels.
frequency deviation (±25 KHz'
) has an amplitude range between the minimum and maximum amplitudes corresponding to .

変調されたIF搬送波の周波数が走査される方向も、第
4図に示されている。
The direction in which the frequency of the modulated IF carrier is scanned is also shown in FIG.

AFT回路92の(→出力端子に発生する出力信号は、
導体104を通して閾値検出器82に与えられ、そこで
モニタされる。
The output signal generated at the (→ output terminal) of the AFT circuit 92 is
It is provided through conductor 104 to threshold detector 82 where it is monitored.

閾値検出器82は、AFT回路92の←)出力端子の電
圧が所定の閾値414(第4図)以上になるとrTHR
ESHOLD(閾値)」制御信号(論理「1」)を発生
する。
The threshold detector 82 detects rTHR when the voltage at the ←) output terminal of the AFT circuit 92 exceeds a predetermined threshold 414 (FIG. 4).
ESHOLD" control signal (logic "1").

「THRESHOLDJ制御信号は導体106を通して
スイッチ論理ユニット56に供給され、このユニット5
6中のフリップフロップ5612(第3図)をセットす
る。
The THRESHOLDJ control signal is provided through conductor 106 to switch logic unit 56, which unit 5
6, flip-flop 5612 (FIG. 3) is set.

AFT回路92の←)端子に現われた人FT信号は導体
124を介してAFT増幅器94に供給され、増幅され
る。
The human FT signal appearing at the ←) terminal of AFT circuit 92 is supplied to AFT amplifier 94 via conductor 124 and amplified.

AFT増幅器94の利得は、増幅されたAFT信号の第
1と第2の電圧の間の振幅範囲が、低域通過フィルタ・
増幅ユニット46の出力信号の振幅範囲とほぼ同じにな
るように選択される。
The gain of the AFT amplifier 94 is such that the amplitude range between the first and second voltages of the amplified AFT signal is determined by the low-pass filter.
The amplitude range is selected to be approximately the same as the amplitude range of the output signal of the amplification unit 46.

すなわち、同一のVCO50を低域通過フィルタ・増幅
器ユニット46の出力信号と人FT信号とで制御する関
係上、AFT増幅器94の増幅された出力信号の振幅範
囲は、この出力信号がvcosoに印加されたとき、選
択されたチャンネルに対して低域通過フィルタ・増幅器
ユニット46の出力信号電圧と実質的に同じ電圧を与え
るようなものでなければならない。
That is, since the same VCO 50 is controlled by the output signal of the low-pass filter/amplifier unit 46 and the human FT signal, the amplitude range of the amplified output signal of the AFT amplifier 94 is limited to the range in which this output signal is applied to vcoso. The output signal voltage of the low pass filter and amplifier unit 46 should be such that it provides substantially the same voltage as the output signal voltage of the low pass filter and amplifier unit 46 for the selected channel.

増幅されたAFT信号の前記第1と第2の電圧は、AF
T回路92に関連する周波数弁別特性の最大及び最小電
圧に関連した周波数偏移に対応する。
The first and second voltages of the amplified AFT signal are AF
Corresponding to the frequency deviations associated with the maximum and minimum voltages of the frequency discrimination characteristic associated with the T-circuit 92.

第5図には、第2図と第3図に示す具体例の典型的な電
圧及び周波数値を備えたAFT増幅器94の増幅された
AFT出力信号の周波数対電圧特性曲線512が示され
ている。
FIG. 5 shows a frequency versus voltage characteristic curve 512 of the amplified AFT output signal of AFT amplifier 94 with typical voltage and frequency values for the embodiments shown in FIGS. 2 and 3. .

変調されたIP搬送波の周波数が走査される方向も示さ
れている。
Also shown is the direction in which the frequency of the modulated IP carrier is scanned.

更に、低VHF周波数範囲のチャンネルに対応するVC
O50へ供給される制御電圧のレベルも近似的に示され
ている。
In addition, VC corresponding to channels in the low VHF frequency range
The level of control voltage supplied to O50 is also shown approximately.

高いVHF領域内のチャンネルに関しても、同様の特性
曲線が存在することを理解されたい。
It should be understood that similar characteristic curves exist for channels in the high VHF region.

第5図には、又、低域通過フィルター増幅器ユニット4
6の出力信号と同じような階段状に変化する波形514
が部分的に示されている。
FIG. 5 also shows a low-pass filter amplifier unit 4.
A waveform 514 that changes in a stepwise manner similar to the output signal of No. 6.
is partially shown.

この波形514によって、変調された■F搬送波が一定
量ずつ増量変化(increment ’)させられる
This waveform 514 causes the modulated ■F carrier to be incremented by a constant amount.

比較器84は、導体100を通して与えられる低域通過
フィルター増幅器ユニット46の出力信号(波形514
)を、導体98を通して与えられるAFT増幅器94の
出力信号(波形512)と比較して、これらの電圧が等
しい時にJcoMp−ARISON(J:ヒ較)」制御
信号(論理「1」を発生する。
Comparator 84 receives the output signal (waveform 514 ) of low-pass filter amplifier unit 46 provided through conductor 100 .
) is compared with the output signal of AFT amplifier 94 (waveform 512) provided through conductor 98 to generate a JcoMp-ARISON control signal (logic ``1'') when these voltages are equal.

このrCOMPARISONJ制御信号は導体102を
通してスイッチ論理ユニット56に与えられ、そのフリ
ップフロップ5614(第3図)をセットする。
This rCOMPARISONJ control signal is provided through conductor 102 to switch logic unit 56 and sets its flip-flop 5614 (FIG. 3).

なお、低域通過フィルタ・増幅器ユニット46の出力信
号とAFT増幅器94の出力信号とが等しい時に制御信
号が発生されるようにしたのは、位相固定ループによる
制御からAFT信号による制御へ切換える際にVCO5
0の動作が円滑に行なわれるようにするためである。
The reason why the control signal is generated when the output signal of the low-pass filter/amplifier unit 46 and the output signal of the AFT amplifier 94 are equal is that when switching from control using a phase-locked loop to control using an AFT signal. VCO5
This is to ensure that the operation of 0 is performed smoothly.

フリップフロップ5612がrTHRESHOLDJ制
御信号に応じてセットされ、フリップフロップ5614
がrCOMPARISONJ制御信号に応じてセットさ
れると、スイッチ論理ユニット56は、制御信号(導体
88上の論理「1」)を発生し、この制御信号は低域通
過フィルター増幅器46の出力端子をVCO50の制御
端子から分離し、その代りAFT増幅器94の出力端子
をVCO50の制御端子に結合する。
Flip-flop 5612 is set in response to the rTHRESHOLDJ control signal, and flip-flop 5614 is set in response to the rTHRESHOLDJ control signal.
When rCOMPARISONJ is set in response to the rCOMPARISONJ control signal, switch logic unit 56 generates a control signal (a logic "1" on conductor 88) that connects the output terminal of low-pass filter amplifier 46 to VCO 50. Separated from the control terminal, the output terminal of AFT amplifier 94 is instead coupled to the control terminal of VCO 50.

この後、増幅されたAFT信号がVCO50の局部発振
信号出力の周波数を制御する。
Thereafter, the amplified AFT signal controls the frequency of the local oscillation signal output of the VCO 50.

vcosoへの制御入力信号が低域通過フィルタ・増幅
器ユニット46の出力信号から増幅された人FT信号へ
切換えられた時の周波数から、温度の変化や回路素子の
値の変化等のために、局部発振信号の周波数がドリフト
すると、AFT回路92が負帰還的に動作して、ドリフ
トによる周波数変化に対向する増幅されたAFT信号を
供給する。
From the frequency at which the control input signal to vcoso is switched from the output signal of the low-pass filter/amplifier unit 46 to the amplified human FT signal, due to changes in temperature, changes in circuit element values, etc. When the frequency of the oscillation signal drifts, the AFT circuit 92 operates in a negative feedback manner and supplies an amplified AFT signal that counters the frequency change due to the drift.

「THRESHOLDjFilJ抑信号は、増幅された
AFT信号が、AFT制御を行うための正しい方向に変
化していることを示す。
“The THRESHOLDjFilJ inhibition signal indicates that the amplified AFT signal is changing in the correct direction for performing AFT control.

第4図の閾値414は、第5図の閾値516に対応する
Threshold 414 in FIG. 4 corresponds to threshold 516 in FIG.

もしも、増幅されたAFT信号が閾値516に達する前
に、スイッチ48がAFT回路92からの増幅されたA
FT信号をVCO50に結合するとすれば、AFT制御
は行われないことになる。
If the amplified AFT signal reaches threshold 516, switch 48 switches the amplified AFT signal from AFT circuit 92 to
If the FT signal were to be coupled to VCO 50, no AFT control would be performed.

なぜなら、■C050へ与えられる制御電圧は正しくな
い方向、すなわち、曲線512の傾斜部518に沿って
変化するためである。
This is because the control voltage applied to ■C050 changes in an incorrect direction, that is, along the slope 518 of the curve 512.

rCOMPARISONJ匍脚信号は、増幅された制御
T信号が■CO50に与えられる制御信号を供給してい
ることを示す。
The rCOMPARISONJ signal indicates that the amplified control T signal is providing the control signal given to the CO50.

この制御信号が■CO50に与えられると、VCO50
は、選択されたチャンネルに関連する局部発振信号の周
波数に充分近い周波数を持つ局部発振信号を発生する。
When this control signal is given to ■CO50, VCO50
generates a local oscillator signal having a frequency sufficiently close to the frequency of the local oscillator signal associated with the selected channel.

たとえば、選択されたチャンネルが、チャンネル4であ
るとする。
For example, assume that the selected channel is channel 4.

増幅されたAFT信号の電圧がレベル516(第5図)
にある時に、合成器/AFTスイッチ48が動作して、
AFT増幅器94の出力端子がvcosoの制御入力端
子に結合されると、vcosoに与えられる制御電圧は
、チャンネル4に必要とされる制御電圧ではなく、チャ
ンネル2に近いチャンネルに対応する。
The voltage of the amplified AFT signal is level 516 (Figure 5).
When the synthesizer/AFT switch 48 is activated,
When the output terminal of AFT amplifier 94 is coupled to the control input terminal of vcoso, the control voltage provided to vcoso corresponds to a channel near channel 2, rather than the control voltage required for channel 4.

このように、VCO50の制御は、rTH’RE−8H
OLDJ制御信号とrCOMPARISONJ制御信号
の両方が存在する時、位相固定ループによる制御から、
AFT制御に切換えられる。
In this way, the control of the VCO 50 is performed by rTH'RE-8H
When both the OLDJ and rCOMPARISONJ control signals are present, from control by the phase-locked loop,
Switched to AFT control.

更に、rTHRESHOLDj制御信号とrcOMPA
RIsON制御信号が発生すると、スイツ月扁理ユニッ
ト56はrSTOP 5CAN 、/!6.l J制御
信号(論理「0」)を導体90に生成し、これによって
、クロック信号がアップ・ダウン計数器42のクロック
入力に達するのを防止し、更にこれによって、プログラ
ム可能な1/R分周器38はそれ以上増加(incre
ment )されることが防止され、従って、走査動作
が終了する。
Furthermore, the rTHRESHOLDj control signal and the rcOMPA
When the RIsON control signal is generated, the switch unit 56 outputs rSTOP 5CAN, /! 6. lJ control signal (logic ``0'') on conductor 90, which prevents the clock signal from reaching the clock input of up-down counter 42, and which further The frequency circuit 38 increases further (incre
ment) is prevented, thus terminating the scanning operation.

数Rがその終局的な値(第6図の表中の「R停止]の欄
)に達する前にAFT匍脚制御われない場合は、走査停
止論理ユニット70がl5(INSTOP厘 21制御
信号(論理「0」)を導体108上に発生し、クロック
信号がアップダウン計数器42のクロック人力に達する
ことを防止し、それによって、走査が終る。
If the AFT crawler is not controlled before the number R reaches its final value (column "R Stop" in the table of FIG. A logic "0") is generated on conductor 108 to prevent the clock signal from reaching the clock power of up-down counter 42, thereby terminating the scan.

この時点では、視聴者に見える映像は画質が劣っている
ので、視聴者は、別のチャンネルを選択するか、あるい
は、別のチャンネルを選択して新たな走査を行った後、
再び最初に選んだチャンネルを選択することができる。
At this point, the video the viewer sees is of poor quality, so the viewer can either select another channel, or select another channel and take a new scan.
You can select the originally selected channel again.

変調されたIF搬送波の周波数は、局部発振信号の周波
数を一定量ずつ減少させることによって、一定量ずつ小
さくされる。
The frequency of the modulated IF carrier wave is decreased by a constant amount by decreasing the frequency of the local oscillator signal by a constant amount.

このことは、初めに得られる搬送波が、隣接チャンネル
の音声搬送波でなく所望の映像搬送波となるので、望ま
しいことである。
This is desirable because the initially available carrier will be the desired video carrier rather than the audio carrier of the adjacent channel.

これによって、誤同調を防止あるいは最小限にすること
ができる。
This can prevent or minimize mistuning.

走査モード付勢スイッチ54が閉じられて、受像機を非
標準周波数搬送波に同調させることができる状態になっ
ている時に、チャンネル番号レジスタ28によってUH
F制御信号が発生された場合には、このUHF匍脚信号
に応答してスイッチ論理ユニット56がrSCAN 5
TOP 16.I J制御信号を発生し、1/A分周器
66からのクロック信号がクロック付勢ユニット68を
介してアップダウン計数器42のクロック入力へ達する
ことが防止される。
When the scan mode enable switch 54 is closed and the receiver is ready to tune to a non-standard frequency carrier, the channel number register 28
If the UHF control signal is generated, the switch logic unit 56 switches the rSCAN 5
TOP 16. The IJ control signal is generated to prevent the clock signal from the 1/A divider 66 from reaching the clock input of the up-down counter 42 via the clock enable unit 68.

従って、1/R分周器38の数Rは、走査モード付勢ス
イッチ54が押されているか否かに関係なく、UHFチ
ャンネルが選択された時には、定量増加されない。
Therefore, the number R of 1/R dividers 38 is not increased quantitatively when a UHF channel is selected, regardless of whether scan mode enable switch 54 is pressed.

このような構成が設けられているのは、はとんどのテレ
ビジョン分配方式では、UHF搬送波の周波数を別のU
HF周波数で分配するために再変換するようなことはな
く、従って、UHFチャンネルが選択された時には、走
査モードの動作は不要だからである。
This configuration is provided because most television distribution systems separate the frequency of the UHF carrier from another UHF carrier.
There is no reconversion for distribution at HF frequencies, so no scan mode operation is required when a UHF channel is selected.

しかし、この発明の同調装置は、改変すれば、非標準周
波数UHF搬送波を走査するようにできる。
However, the tuning device of the present invention can be modified to scan non-standard frequency UHF carriers.

前にも述べたような理由により、第2図と第3図に示す
例については詳細な説明をしていないが、第2図の論理
回路に関しては、次のことがわかる。
Although the examples shown in FIGS. 2 and 3 are not explained in detail for the reasons mentioned above, the following can be understood regarding the logic circuit shown in FIG.

プログラム可能な1/R分周器38の一部として含まれ
ているCD4027集積回路は、同じく分周器38中に
含まれているCD4059集積回路の出力信号の周波数
を2で割るフリップフロップである。
The CD4027 integrated circuit included as part of the programmable 1/R divider 38 is a flip-flop that divides the frequency of the output signal of the CD4059 integrated circuit, also included in the divider 38, by two. .

その結果、アップダウン計数器42を形成するCD40
29集積回路計数器にセットされた数は、第6図の表に
示したHの対応する値の1/2になる。
As a result, the CD 40 forming an up-down counter 42
The number set in the 29 integrated circuit counter will be 1/2 of the corresponding value of H shown in the table of FIG.

更に、「停止°R」の値に対応する数の、100位位置
対応する最上位桁の数(MSD’)及び1位位置に対応
する最下位桁の数(LSD)を形成するために?マ、「
8」を必要としないので、これら「停止R」のMSDと
LSDを形成するためのIll、r2J及び「4」を表
わす2進信号のみが走査停止論理ユニット70に与えら
れる。
Furthermore, to form the number of most significant digits (MSD') corresponding to the 100th position and the number of least significant digits (LSD) corresponding to the 1st position of the number corresponding to the value of "Stop °R"? Ma,"
Since "8" is not required, only binary signals representing Ill, r2J and "4" are provided to scan stop logic unit 70 to form these "stop R" MSDs and LSDs.

又、アップダウン計数器42によって供給される数の1
00位を形成するための2進信号は、走査停止論理ユニ
ット70には与えられない。
Also, the number 1 supplied by the up-down counter 42
No binary signal is provided to the scan stop logic unit 70 to form the 00 position.

なぜなら、100位の数は、低いVHF領域でも高いV
HF領域でも同じであり、増加させられないからである
This is because the number in the 100th place is high VHF even in the low VHF region.
The same is true in the HF region, and it cannot be increased.

第1図において、変調されたIP搬送波の定量増大変化
(incrementing )は、プログラム可能な
1/R分周器38を定量減少変化(decre−men
ting )によって行っているが、IP搬送波の周波
数は、アップダウン計数器42とプログラム可能な1/
N分周器34との間に結合された多導体電路126で示
すように、1/N分周器34に入力される値を一定量ず
つ減少変化させることによって定量減少変化させること
もできる。
In FIG. 1, the incrementing of the modulated IP carrier causes the programmable 1/R divider 38 to be incremented by the decrementing of the modulated IP carrier.
ting), but the frequency of the IP carrier is controlled by an up/down counter 42 and a programmable 1/2
As shown by the multi-conductor circuit 126 coupled between the 1/N frequency divider 34 and the 1/N frequency divider 34, the value input to the 1/N frequency divider 34 can also be decreased by a fixed amount.

更に、第1図の同調装置では、受像機を隣接チャンネル
の音声搬送波に同調させることを防止するために、IF
搬送波の周波数は定量減少変化させるものとして説明し
たが、逆に定量増大変化させてもよいことは理解されよ
う。
Furthermore, in the tuning device of FIG. 1, in order to prevent the receiver from tuning to the audio carrier of an adjacent channel,
Although the frequency of the carrier wave has been described as being changed by a quantitative decrease, it will be understood that the frequency of the carrier wave may be changed by a quantitative increase.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は、テレビジョン受像機に用いたこの発明による
チャンネル同調装置のブロック図、第2図は、第1図の
同調装置の一部の具体例の論理図、第3図は、第1図の
同調装置の他の部分の具体例を、一部概略的に、一部を
論理図で示す図、第4図と第5図は、第1図の同調装置
の一部における周波数対電圧特性曲線を示す図、第6図
は、第1図の同調装置の動作を説明するための表である
。 16・・・・・・ミキサ(ミキサ手段)、26,28゜
42・・・・・・チャンネル選択キーボード、チャンネ
ル番号レジスタ、アップダウン計数器(分周制御手段)
、34,38・・・−・・分周器(分周手段)、364
6 、48・・・・・・位相検波器、低域通過フィルタ
・増幅器ユニット、合成器/AFTスイッチ(第1の制
御手段)、40・・・・・・水晶発振器(安定周波数信
号源)、42,48,56,92・・・・アップダウン
計数器、合成器/A F Tスイッチ、スイッチ論理ユ
ニット、AFT回路(第2の制御手段)、50・・・・
・・電圧制御発振器(可制御発振手段)。
FIG. 1 is a block diagram of a channel tuning device according to the present invention used in a television receiver, FIG. 2 is a logic diagram of a specific example of a part of the tuning device shown in FIG. 1, and FIG. FIGS. 4 and 5 show specific examples of other parts of the tuning device in FIG. 1, partly schematically and partly in logical diagrams; FIGS. FIG. 6, a diagram showing characteristic curves, is a table for explaining the operation of the tuning device of FIG. 1. 16...Mixer (mixer means), 26,28゜42...Channel selection keyboard, channel number register, up/down counter (frequency division control means)
, 34, 38...- Frequency divider (frequency division means), 364
6, 48... phase detector, low pass filter/amplifier unit, synthesizer/AFT switch (first control means), 40... crystal oscillator (stable frequency signal source), 42, 48, 56, 92...up/down counter, combiner/AFT switch, switch logic unit, AFT circuit (second control means), 50...
...Voltage controlled oscillator (controllable oscillation means).

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 成る同調位置に関する無線周波数搬送波が標準周波
数を有する場合又は上記無線周波数搬送波が上記標準周
波数の近くに在る非標準周波数を有する場合のいずれに
おいても、上記無線周波数搬送波に対して受像機を同調
させるための装置であって: 局部発振信号を発生する可制御発振手段と;比較的に安
定した周波数信号の源と; 上記局部発振信号と上記安定周波数信号との間に予め定
められた周波数比例関係を設定するために、上記局部発
振信号と上記安定周波数信号のうちの少なくとも一方に
応答して制御可能な数でその少なくとも一方の信号の周
波数を分割する分周手段と; 上記分周手段と上記可制御発振手段との間に結合されて
いて、上記予め定められた周波数比例関係に従って上記
局部発振信号の周波数を制御する第1の制御手段と; 上記無線周波数搬送波と上記局部発振信号とを組合せて
、少なくとも1つの情報担持搬送波から成る中間周波数
信号を発生するミキサ手段とを備乙; 上記情報担持搬送波の周波数は、上記無線周波数搬送波
の周波数が上記標準周波数である時に基準値を示し; また、上記分周手段に結合されていて、上記局部発振信
号の周波数と上記安定周波数信号の周波数との間の制御
可能な比例係数を決定する分周制御手段を備え; 上記制御可能な比例係数は、上記無線周波数搬送波の周
波数が上記標準周波数である時に所定値を有するもので
あり; 更に、上記制御可能な比例係数を、上記所定値から、上
記非標準周波数と上記標準周波数との間の予想される偏
差によって決定される予め定めらえこ範囲内の量だけ変
化させて、上記局部発振信号の周波数を制御し、上記情
報担持搬送波の周波数と上記基準値との差を減少させる
第2の制御手段を備えた、テレビジョン受像機の同調装
置。
[Scope of Claims] 1. The radio frequency carrier has a standard frequency, or the radio frequency carrier has a non-standard frequency lying near the standard frequency. An apparatus for tuning a receiver to: a controllable oscillator means for generating a local oscillation signal; a source of a relatively stable frequency signal; and between the local oscillation signal and the stable frequency signal. frequency dividing means for dividing the frequency of at least one of the local oscillation signal and the stable frequency signal by a controllable number in response to at least one of the local oscillation signal and the stable frequency signal to establish a predetermined frequency proportional relationship; a first control means coupled between said frequency dividing means and said controllable oscillation means for controlling the frequency of said local oscillation signal in accordance with said predetermined frequency proportionality relationship; mixer means for generating an intermediate frequency signal comprising at least one information-bearing carrier wave in combination with said local oscillator signal; the frequency of said information-bearing carrier wave being such that the frequency of said radio frequency carrier wave is said standard frequency; and a frequency division control means coupled to the frequency division means for determining a controllable proportionality factor between the frequency of the local oscillator signal and the frequency of the stable frequency signal; The controllable proportionality coefficient has a predetermined value when the frequency of the radio frequency carrier wave is the standard frequency; controlling the frequency of said local oscillator signal by varying it by an amount within a predetermined range determined by an expected deviation from a standard frequency; A tuning device for a television receiver, comprising second control means for reducing the difference.
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