JPS5817794A - 波形ひずみ低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 、　　本発明は伝送されたテレビ又はテレテキストデー
タの波形ひずみを自動的に補償する技術に関するもので
ある。

送信すれたテレビ又はテレテキスト信号の波形ゝは、送
信器からテレビ又はテレテキストの受信器に至る信号の
伝搬経路の特性によりひずみを生じることがある。伝送
路の多重Ｍｆ　（マルチノくス）ひずみと呼ばれるある
種のひずみは建物や山による信号の反響や、受信アンテ
ナとケーブル又はケーブルとテレビ又はテレテキスト受
信器の間のインピーダンス不整合によって起きること力
；ある。

マルチパス現象は遅延時間の短かいエコーをづ１き起こ
すことがある。遅延時間の短いエコーはテ　・レビやテ
レテキスト信号の振幅と位相のひずみを引き起こし、ビ
デオ波形のオーツ（−シュート、スミア、リンギングに
よる画像のぼやけや不明瞭、テレテキストデータの損失
を引き起こす。マルチパスひすみは受信ビデオにゴース
トのような外観を与える遅延時間の長いエコーも生み出
す。遅延時間の短いエコー、遅延時間の長いエコーに起
因するビデオ波形のひずみを補償する一つの手段は、波
形等止器としてトランスバーサルフィルタを使用するこ
とである。通常、トランスバーサルフィルタは多数の遅
延素子（２０個前後）を直列につないだ遅延回路から成
り、各々の素子がビデオ信号をＴ秒遅延させている。

複数の振幅、極性調整回路が各々の遅延素子に用意され
ており、個々の遅延素子からの出力の振幅と極性を独立
的に調節しているＯ加算回路を使用して調整回路の出力
を加算する。振幅及び極性回路を適切に制御すれば、加
算回路の出力は実質的に遅延時間の短い又は遅硫時間の
長いエコーを生じない。

振幅及び極性調整回路を制御する幾つかの技術が提案さ
れている。例えば、米国特許第４，０４４，３８１号は
水平又は垂直の同期信号のような、送信の前に既知の一
定波形を持つ信号の存在に着目したもれ、これら二つの
信号の比較により、送信中に生じた波形のひずみが両者
の差を検出することにより求められる。検出されたひず
みは、トランスバーサルフィルタにおける振幅、極性調
整回路を制御するのに利用される。

別の技術である、米国特許第４，１２７，８７４号では
伝送ビデオ信号の中に含まれる、垂直同期信号のような
、単位ステップ状信号中の変動を検出する。

理想的には同期信号は一定振幅を持っているものだが、
ひずみが生じた場合、同期信号の振幅は時間と共に変化
する。この信号を短い周期でサンプルして、各サンプル
値を次に続くサンプル値と比較する。これらのサンプル
レベルが異なりひずみが生じていることが示される場合
、サンプリング部の出力が位相と振幅の情報を出し、こ
れにより制御回路を制御する。

個々のタップの各々について振幅極性調艷回路を制御す
るこれら従来の技術は、極めて複雑で高価な回路を必要
とし、その結果上述のエコー消去器の使用を非常に高価
な受信器のみに限定するものであった。

遅延時間の長いエコーは元の信号とエコーとの間、の長
時間遅れにより生じるため、遅延時間の長いエコーを除
去するためには、長時間遅延回路及び多数のタップを持
つトランスバーサルフィルタが必要であり、このため従
来のシステにτは複雑な制御回路が使われていた。しか
しながら、二つのエコーのうち、テレビ信号又はテレテ
キスト信号の好ましくないひずみを引き起こすのは遅延
時間の短いエコーであることがわかった０つまり、遅延
時間の短いエコーが生じない限り、テレビ信号は鮮明で
はっきりとした画面をもたらし、テレテキストデータも
信頼性を持つ。ビデオ信号の遅延時間の長いエコーが存
在するとゴーストがある画面になるが、視聴者は一般的
に、ゴーストがあっても画面がはっきりしている限り、
遅延時間の短いエコーはど画質をひどく悪くするとは思
って時間の短いエコーは遅延時間の長いエコーより大き
な障害を引き起こす。

遅延時間の長いエコーとは異なって、遅延時間の短い′
エコーは元の信号とエコー信号との短時間遅れによって
生じるものであり、トランスバーサルフィルタに短時間
遅れのみを必要とする。遅延時間の短いエコーに起因す
るひずみは、ビデオ信そスト信号の高周波域の振幅と位
相の両方に変化をもたらす。故に、遅延時間の短いエコ
ーを消去するには、トランスバーサルフィルタはテレビ
信号又はテレテキスト信号の低周波域に比較してテレビ
信号又はテレテキスト信号の高周波域での振幅と位相を
等化するよう機能しなければならない。

本発明は、この問題全克服するために従来は必要であっ
た複雑な回路を除去して遅延時間の短いエコーを消去す
る方法を提供するものである。

遅延時間の煙いエコーを消去するため、テレビ信号又は
テレテキスト信号の低周波域に比較して高周波域の振幅
と位相を等化するひずみ削減回路を提供することが本発
明の具体的な目的である。

以下、本発明の詳細について実施例とともに説明する０
第１図は本発明の一実施例のひずみ削減のだめの自動等
什器である。この装置はテレビ又はテレテキスト受信器
中に配置され、図の如くゼロ、Ｔ、２Ｔの相対遅れを出
す３つのタップを持つ遅延線３でビデオ信号を入力する
。ビデオ信号は検出Ｎ路１にも印加される。遅延線３に
印加された信号は遅延素子４．及びゼロ遅延タップを通
して調整回路６にも印加される０遅延素子４の出力は遅
延素子６．及びＴ遅延タップを通して制御回路７に印加
される。遅延素子６の出力は２Ｔ遅延タツプを通して調
９回路８に印加される。

調整回路６〜８はよく知られた構造の増幅器から成り、
入ってくる信号入力の振幅と極性を調節する機能を持つ
。回路６と８の利得と極性は、検出回路１からの検出出
力を受信する制御回路２により制御され、回路７の利得
と極性は固定されている０調−回路６〜８の出力は加算
器９に印加され、この加算器９の出力が、実質的に遅延
時間の短いエコーのないビデオ信号をテレビ受信器の残
りの部分に送る。

本発明を理解するためには、遅延時間の短いエコーによ
るビデオ信号のひずみの性質をまず理解してかからねば
ならない。遅延時間の短いエコーによるひずみは、ビデ
オ信号の低周波部分に対してビデオ信号の高周波部分の
振幅と位相の両方に変化をもたらす、更に具体的には、
信号の高周波部分（色副搬送波３．５８ＭＨｚ前後の周
波数）はビデオ信号の低周波部分に比して減衰される傾
向が強く、更に低周波より位相が進む傾向にある０こ　
　゛のため、ビデオ信号の高周波の利得を低周波に較べ
て増加させ、高周波を低周波より時間的に遅らせること
により、ビデオ信号の等化が可能となり、遅延時間の短
いエコーを削減又は除去することができる。

この振幅の均等化は制御回路７に「１」の正の係数を与
え（出力信号の極性は入力信号の極性と同じ）、回路６
と回路８の増幅定数を均等に負の係数で調節しく出方信
号の極性は久方信号の極性の逆）、回路６と８の利得を
回路７の利得より小さいか又は同じにして達成すること
ができる。この条件下で第１図の回路の伝達関数は次式
で定義される。

Ｈｉｊａ＋戸１−に１（２ｊｏ）Ｔ＋ｅ　　　　）＝＝
１−２に１ＣＯ５（ＩＪＴ・・・・・・・・・・・・・
・・　（１）ここに、−に、＝　Ｃに０３　は調９回路
６及び８の増幅定数、Ｔは遅延素子４，５がそれぞれ生
み出す時間遅れであるー 周波数の関数としての振幅特性Ｈ（ｉω）は第２図に示
されている。式（１）と第２図を調べてみると、Ｈ（ｊ
ω）Ｋは虚の項がないので、振幅等化用のひずみ削減回
路によって位相変化や位相ひずみが起こらないことがわ
かる。このように、上述の方法で作動されるひずみ削減
回路は、位相ひずみ尋位相変化をもたらすことなくｉ＝
１／２Ｔの周波数を持つ信号を強調することになる。

第２図に示す振幅特性は、振幅が１−２に１と１＋２に
１との間で変化する正弦変化を示している〇ω＝Ｏの時
、出力は最低で１　２　Ｋ、となり、ω＝π／Ｔ（ｆ＝
１／２Ｔ　）の時、フィルターは最大振幅１＋２に１　
を出す。ビデオ信号を等化するのに必要な高周波数の振
幅の増加は、Ｔを調整して曲線の頂点が輝度信号の上限
周波数又はその付近にくるようにすればよい。本発明で
は、色副搬送周波数ｓ、ｓｓＭ）（ｚを基本として、時
間遅れＴは約０．１４マイクロ秒（１／（２ｘａ、ｓａ
ＭＨｚ）を選んでいる。

前記のようなひずみ削減回路を作動させることにより低
周波域に対して信号の高周波の振幅の調整が可能になり
、遅延時間の短いエコーが補償され、係数０１と０３が
同等に調整されればこの補償による位相ひずみは生じな
い。

一方、低周波に比して高周波ビデオの位相を調節するた
めには、回路６及び８の増幅を同等の振幅でしかも逆の
極性で調整しなければならない。

つまりＣ＝−Ｃｓ＝−に２とすることにより、トランス
バーサルフィルタには伝達関数 Ｈ（ｊａｌ　ｔ　）＝１　ｘ２ａｊｙ”Ｔ　＋ｘ２ｅｊ
ｗＴ　＝＝１−３２に２ｓｕｙ＋Ｔ・・・・・・・・・
・・・・・・（２）が与えられる。

この伝達関数は振幅と位相の変化を周波数の関数の関数
として与えるものである。振幅特性は第３図に示されて
おり、次式で示すことができる。

以下余白 ｉＨ口ω）１＝ｂ−可一可「 一方、位相特性は次式で表わされる。

φ＝＝ｍ　　（−２に２ｓｈ＋ｃｃ＋Ｔ）　　曲＋＋＋
＋ｍ＋＋％ｍ＋・聞１４このように係数０１及びＣ２を
逆の極性で調整することにより、トランスパーサルフィ
ルタの位相特性は式（萄に従って変化させることができ
る。

但し、式（４）による位相調整は、式（３）によるひず
み削減回路の振幅特性に変化をもたらす。幸いなことに
第３図に示すように、式（３）に従って生じる振幅の変
動は式（１）に従って生じるそれの変化よりもかなり小
さい〇 式（４）の位相特性により生じる低周波に比しての高周
波の時間遅れは次のように見積もることができる。色副
搬送波周波数３．５８　ＭＨｚ＝％Ｔで、角周波数ωは
π／Ｔ　と同じになる。つまり−ωＴ−ｓｆｎ。

＝０となる。回路は３５８　ＭＨｚ前後で作動されてい
るので、ｓＩｎωＴは０又は低い値となる。小さな１数
Ｉに対して、アークタンジエン）ｘは約、Ｘとなる。Ｋ
２の絶対値は１又は１以下であるので式（４）は次のよ
うに近似することができる。

φゝ−２に２ｓｉｎωＴ　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）時間
遅れ目はｄφ／ｄωに等しい。故に、ｔ　ａ＝ａφ／ｄ
ω＝　−２Ｋ２　ＴＱ）ＳωＴ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（６）回路はωＴ＝π　付近で作動され
るので、部ωＴは約−１となる。故に、 ｔｄ　”　２に２Ｔ　　・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
以上で、位相調整の第１の効果は３．５８　ＭＨｚ付近
のビデオ信号の高周波部分を低周波部分に比較して、簡
単に時間的に遅らせることである。遅れ量は、２Ｔが定
数であるために値を変化させて調覧する。

第４Ａ図は、回路６と７の利得を負の極性で同等に調蔓
した場合を示した、ものである。この方法で回路６及び
８を調整することにより、式（１）によりひずみ削減回
路に印加された信号の振幅を等化することか出来、この
振幅の等化によって位相シロ及び８の利得を等しく、シ
かも逆の極性で行なって式（４）に従い位相等化を行っ
た場合を示している。

第４Ｃ図は、ひずみ削減回路か、式（１）と式（４）に
従い、ビデオ信号の位相と振幅の両方を等化する場合を
示している。位相調整のための回路６及び８の利得は、
利得調整のための回路６及び８の利得に重畳される。つ
まり、位相調整は６′と８の間の利得の差に関連づけ、
利得調整は、ゼロに対する６及び８の利得の平均である
。式（３）に従う位相調整による利得の変動は、式（１
）に従う利得調凱が中心になっているため現段階では前
置しないことを今一度特記しておく。

ビデオ波形における位相と振幅のひずみを検出するだめ
の検出回路１ｏを第５図に示す。受信ビデオ信号の一部
分と、伝達されたビデオ信号と同じ振幅、位相特性を持
つ再生信号とを比較することにより、マルチパスにより
生じる受信ビデオ信号の位相、振幅ひずみを求めること
ができる。上述の予め定められた位相、振幅特性を持つ
信号の一つに、色副搬送波バースト信号がある。よく知
られているように色副搬送波パース叶は水平同期信号の
後にあり、色副搬送波周波数３．５８ＭＨｚにおいて約
８〜１１サイクルの間存続する。この上、うに、色副搬
送波バーストを検出回路で抜き取るために必要なタイミ
ング信号を作るに際し、色副搬送波バーストを１０サイ
クルと想定する。但し、この技術に精通している人にと
っては、具体的な抜き取る方式を作成するためのタイミ
ング信号発生の他の回路方式が簡単に利用できることは
、明らかである。

第６図に関して、輝度、色、同期信号を含む複合ビデオ
信号がアナログゲート１ｏに印加される。

このアナログゲートは、水平同期信号をモノステーブル
マルチパイプレーク又はワンショット１１に印加するこ
とによりゲート信号が作られている時だけ、複合ビデオ
信号を受は入れる。ワンショット１１は水平同期信号の
後縁によりトリガーされて２．８マイクロ秒遅れたパル
スを発生し、このパルスがアナログゲート１０に印加さ
れる。ゲート信号の長さ２．８マイクロ秒はａ、ｓｓＭ
Ｈｚ　　における色同期バーストの１０サイクルに相当
する。

抜き取られた色副搬送波バーストは同期検出器１２及び
１３の第１人力に印加される。同期検出器１２の出力は
ローパスフィルター１４に印加され、代ってこのフィル
ターが出力をアナログゲート１５に印加する。ゲート１
６の出力は振幅比較器１６に送られ、これがローパスフ
ィルター１７に出力信号を送る。ローパスフィルター１
７は第６図の制御回路２に振幅調整信号を送る。同期検
出器１３の出力はローパスフィルター１８に印加され、
このフィルターが出力信号をアナログゲート１９に、位
相調整信号を第６図の制御回路２に送る。ゲート１９は
ローパスフィルター２０に出力信号を送り、この後者が
電圧可変移相器２１の第１人力に出力信号を送り、この
移相器２１が第２人力で標準テレビ回路からの再生色搬
送波を受信する。移相器２１の出力は、一方では同期検
出器１３の第２人力へ、他方では移相器２２で９０゜位
相変化して同期検出器１２の第２人力へ印加される。

アナログゲート１０の出力での色副搬送波バーストは実
質的に負のＢ−Ｙ位相になっている。

つまり、Ｂ−Ｙ（青のマイナスルミナンス）信号から位
相が１８００回転している。一方、移相器２１の出力は
実質的にＲ−Ｙ（赤のマイナスルミナンス）信号と同位
相である０このＲ−Ｙ信号は負のＢ−Ｙ信号と９０’位
相が異なっているＱ故に負のＢ−Ｙ信号と同位相の信号
を作るために移相器２２の中で移相器２１の出力を９０
°位相変化することにより、検出器１２はほぼ同じ位相
の二つの信号を持つことになる。一方、同期検出器２２
は９０’位相の異なる二つの信号、つまり、色副搬送波
バーストと移相器２１の出力が印加される。

同期検出器３６笈び１３の各々の出力は次式で表わされ
る。

ｖ（ｔ）＝　Ｉ　（ｔ）邸θ＋Ｑ（ｔ）＊θ　　・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・＋８）こ
こで、Ｖ（ｔ）は検出器の出力、Ｉ　（ｔ）は同相信号
成分、Ｑ（ｔ）は直交信号成分、θは各々の同期検出器
に印加される二つの信号間の角度である。θ＝００の時
、ｖ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）、つまり信号の同相信号成分トナ
リ、θ＝９０６ノ時、Ｖ　（ｔ）　＝　Ｑ　（ｔ）、つ
１）（ｉ号の直交信号成分となる。遅延時間の短いエコ
ーにより色副搬送波バーストの伝達時に位相誤差が発生
するものと仮定すると、各々の検出器に印加される信号
間の角度θはｄと９６の間にな９、両方の検出器の出力
で同相信号成分と直交信号成分の両方が生成される。検
出器が発生する直交信号は直流成分を持たない交流信号
であるのに対し、同相信号成分の項は検出器に印加され
る信号の位相関係によって、正又は負の直流信号を持つ
。

このように、同期検出器１２の出力を、交流直交信号成
分の周波数と比較して長い時定数を持つローパスフィル
ター１４に印加することにより、直交成分が消去され、
ビデオ信号の振幅を示す同相成分のみが残る。出来る限
りどの直流信号はその交流成分とアナログゲート１ｏに
印加されるゲート信号の始めと終りのエッチによるリン
ギングを除いた状態で、アナログゲート１５に印加する
。

個々の応用の仕方と希望される感度に応じてアナログゲ
ート１５は省略しても良い。同相成分を示す直流信号は
、振幅調整信号を制御回路２に送る機能を持つ振幅比較
器１６に印加される。振幅比較器１６はよく知られてい
る設計のもので、電圧レベルが入力の電圧レベルと正比
例する出力を出すように機能する。アナログゲート１６
の入力が適度の振幅になった時に比較器１６が信号レベ
ル範囲の中間で出力を出すように基準信号が設定されて
いる。信号レベルが極端に大きいか小さい場合、比較器
１６の出力は、それぞれ、範囲の中間より高くなるか低
くなるかのいずれかである。振幅比較器１６゛め出力は
ローパスフィルター１７に送られ、このフィルターは副
搬送波バーストタイミングと比較して長い時定数を有し
ており、バーストとバーストの間で制御回路に実質的に
一定の振幅信号を送るようになっている。

以上簡単に説明したように、アナログゲート１０の出力
は実質的に負のＥｌ−Ｙ位相であり、一方、可変移相器
２１の出力はＲ−Ｙ位相であり、このＲ−Ｙ位相は負の
Ｂ−Ｙ位相と９０°位相が回転している。このように、
検出器１３からの主な出力は正弦曲線状に変化する直交
成分である。しかしながら、ビデオ信号の位相ひずみが
起った場合、負のＢ、−Ｙ位相からの位相変位という形
で現象があられれる。このように、色副搬送波バースト
信号の位相誤差に対応する同相成分は出力検出器１３に
も存在する。直交成分とは違って、この同相成分は直流
信号である。検出器１３の出力は、比較的短い時定数を
持ち高調波とスイッチングノイズを除去するだけの機能
を持つローパスフィルター１８に印加される。位相ひず
みを示す正弦変化する直交成分は位相調節信号として制
御回路２に印加される。直交成分は、複合信号（同相成
分と直交成分）をアナログゲート３４に印加し、正弦波
の１サイクルの開信号をゲートすることにより、。

信号から除去することができる０正弦波である直交成分
は積分除去され、その結果直流分である同相成分のみが
残る。アナログゲート出力は次に、副搬送波バーストの
反復周波数に比して長い特定数を持つローパスフィルタ
ー２０に印加される。

次にこの信号は電圧可変移相器２１に送られ、この移相
器２１は再生副搬送波の位相を微調整して出来るだけＲ
−Ｙ位相に近づくように機能する。

使用される電圧可変移相器２１の型式によってはローパ
スフィルター２０は必要でないこともある。

更に、ローパスフィルター２０を使う場合、交流成分は
基本的にローパスフィルタ、−２０内で除去されるので
、アナログゲート１９は応用次第で省略することも可能
である。

以上説明したように、ローパスフィルター１８の出力は
複合ビデオ信号中の位相ひずみを示す信号であり、第６
図に示す位相調整回路に印加さへる。位相ひずみは約ａ
、ｔｓ　ｓ　ＭＨｚ　　を中心とする色バースト信号中
にどれだけの直交ひずみが生じているかを基にして検出
されるので、位相ひずみを補正できる周波数範囲は我々
が選択するバースト信号の帯域幅に依存する。色同期バ
ーストを選択することにより、３．５８　ＭＨｚ　　を
中心に±４００ＫＨｚ範囲内の位相ひずみを検出できる
。補正は３．５８　ＭＨｚ　　を中心に±５００　ＫＨ
ｚ　　Ｏ範囲内で有効であるので、色同期バースト信号
を用いる場合は補正可能範囲のほぼ全域を補正すること
になる。一方、例えばＶＩＲ信号の色基準がひずみの検
出用に用いた場合は、３．５８ＭＨ２を中心に±５０Ｋ
Ｈｚ　　の範囲でのみ補正が可能となる。但し、色副搬
送波バーストはここでは必要とされる振幅と位相の情報
を提供する信号の一例としてのみ描かれており、本発明
はこれだけに限定されているのではないことを了解して
おくべきである。

その他の信号についてもこの技術を熟知しておられる方
々は十分御理解をいただいているはずである。

第６図１ｄ）ランスバーサルフィルターに振幅と位相の
調整を行う制御回路２の具体例を示している。第６図を
参照すると、制御回路２はＮＰＮ）ランシスター２３及
び４４のベース部分にあるローパスフィルター１７から
振幅調整信号を受信する。トランジスター２３のエミッ
ターはＮ、ＰＮ）ランシスター２４のエミッターに直結
されており、同様にトランジスター２６のエミッＩＩ−
はＮＰＮトランジスター２６のエミッターに接続されて
いる。トランジスター２４及び２６のベースハ電圧源ｖ
１に直結されており、トランジスター２６及び２４のコ
レクターは抵抗２７および２８を経由して電圧源ｖＢＫ
接続されている。トランジスター２３及び２６のコレク
ターは正の電圧源Ｖ＋に接続されている。ＮＰＮ）ラン
シスター２９のコレクターはトランジスター２３及び２
４のエミッタに接続され、同トランジスターのベースは
基準電圧ｖ２に接続されている。ＮＰＮ）ランシスター
３ｏのコレクターはトランジスター２６及ヒ２６のエミ
ッタに接続されている。トランジスター２９及び３ｏの
エミッターは共に抵抗３１を介してアースされている。

第５図のローパスフイにター１８からの位相調整信号は
アナログゲートに印加され、このケートは一対の１．４
マイクロ秒ワンショット３２及び３３から成るタイミン
グ回路からのタイミング信号より制御される。アナログ
ゲートの出カバレジスターＲ４を介してトランジスター
６２のベースに印加され、トランジスター６２のベース
はコンデンサ６ｏを介してアースされる。

調整回路６及び８への制御入力はそれぞれトランジスタ
ー２４及び２６のコレクターから直接取られる。回路６
及び８に印加される電圧はトランジスター２４／２９及
び２６　／　３０を流れる電流の量に比例することがわ
かる。トランジスター２９及び３ｏが二重バランススイ
ッチを構成シ、トランジスター３０のベースに印加され
る信号がトランジスター２９のベースに印加される基準
電圧ｖ２を超えると、トランジスター３０がオフになり
始め、トランジスタ＝３０がオンし始めるようになって
いる。その結果、トランジスター２４　／　５０を流れ
る電流は低下し、トランジスター２６／３０を流れる電
流は増加する。一方、トランジスター３０に印加される
信号が１．を下回ると、トランジスター２４７２９を流
れる電流は、トランジスター２６／３０を流れる電流と
対比して増加する。

この種の制御によシ、第６図に示“すような、式（４）
に従う位相調整ができることがわかる。つまり、回路６
に対する制御信号が増加−（正）すると、回路８に対す
る制御信号は同量減少（負）する。ローパスフィルター
１８からの位相制御信号はアナログゲート３４に印加ｉ
れ、同ゲートはワンショット回路３２及び３３からのタ
イミング信号で制御される。検出器、３で生成さｉる直
交信号は正弦波であるので、検出器の出力信号の第１又
は第２の部分でゲートすることが必要であり、さもなく
−ばトランジスター３０のベースに印加された信号は一
定期間積分に対し、ゼロとなる。ローパスフィルター１
゛８δ出力は、ワンショット１１により出−されるゲー
ト信号により制御され約２．８マイクロ秒の間出力され
る。この時間の％（１，４マイク′口秒）の時間を持つ
一対のワンショットを準備し、主ゲーティング信号の第
２゛部分の間、主ゲート信号の％に等しい期間を有する
ゲート信号を生成する。アナログゲート３４の出力はレ
ジスター３−５及びコンデンサー３６で構成するローパ
スフィルターで積分され、上述の位相調整を可能とする
０ 振幅調整信号はトランジスター２３及び２６のベースに
印加されるｏトランジ゛スター２３〜２６から出来てい
る回路の対称性より゛、トランジスター２４及び２．６
を流れる電流は振幅調整信号に従って同等に変化し、第
４Ａ図に示すが如く、式（１）に従って振幅調整を可能
にすることがわかる。制御回路２のトランジスターに印
加される振幅、位相調整信号は第４Ｃ図に示す振幅、位
゛相調整を可能にする。電圧ｖ１及びｖ２の値、第４Ａ
〜４０図に示す調節を行うために調整回路６及び８に必
要なバイアスは、この技術に精通している方々には明白
なことである０ なお、本発明は上記実施例に限るものでは逐＜、詳細な
説明に記された回路及び技術に様々な変更を加えること
ができる。例えばよく知られた方法で正確なタイミング
を出すための追加的なタイミング回路を併用することに
より、ワンショット回路１１，３２．３３を女史する゛
ことができる。更に、上述の説明では色刷″搬送波バー
ストを使っているが、受信ビデオ信号の振幅特性と位相
特性を決定するのに他の類似信号を使えることも明らか
である。

以上のように本発明はビデオ信号あるいはテレテキスト
信号のマルチノ、クスひすみは高周波成分の影響が大き
いことを明らかにし・トランスバーサルフィルタを用い
て極めて簡単な回路でひずみを低減するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、遅延時間の短いエコーにより生じる第２図は
振幅ひずみを削減するべく作動させた場合の第１図の波
形等イ瞥器の振幅と周波数レスポンスを対比させて描い
た図、第３図は位相ひずみを削減するべく作動させた場
合の第１図の等比容の振幅と周波数レスポンスを対比さ
せた図、第４四八、Ｅ３．Ｃは４＃ｌ＃、Ｓ乱るυ下前
低減装置としての第１図の動作説明−、第６図は第１図
の構成要素である振幅位相ひずみ検出回路のプロ？り図
、第６図は検出された振幅、位相ひず今に従ってトラン
スバーサルフィルタを制御する制御回路の構成図である
。 １・・・・・・検出回路、２・・・・・・制御回路、３
・、・・・・遅延１．４，５・・・・・・遅延素子、６
〜Ｂ・・・・・・調整回路、９・・・・・・加算器０ 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第２
図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　　テレビ信号あるいはテレテキスト信号である
   入力信号を複数の遅延素子に加え、遅延時間の異なる複
   数の遅延された信号を調整回路を介して加算する手段と
   ＼前記入力信号中から送信前に予め定められた振幅と位
   相をもつパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号
   と所定の位相関係にある既知の信号から前記入力信号の
   波形ひずみ量を検知する手段と、前記検知手段の出力に
   よシ前記調整回路を制御する手段を具備し、前記制御回
   路は前記入力信号の高周波成分のゲインを低周波成分の
   ゲインより増加させ、前記高周波成分を前記低周波成分
   より大きく遅延させるものである波形ひずみ低減装置。 （２）　　パイロット信号は色副搬送波バーストであり
   、　　既知の信号を実質的に負のＢ−Ｙ位相に位相変化
   した再生色副搬送波とし、検出手段がｌ’ｉ１期検出器
   である特許請求の範囲第１項記載の波形ひずみ低減装置
   。 （３）所定の位相関係は同相である特許請求の範囲第１
   項または第２項記載の波形ひずみ低減装置。 （４）　　所定の位相関係は９０であり、検出手段は交
   流である直交位相信号を発生することを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項に記載の波形ひずみ低減
   装置〇 （６）パイロット信号は色副搬送波バーストで４Ｄ、既
   知の信号を実質的にＲ−Ｙ位相に位相変化した再生色副
   搬送波とし、検出手段が明期検出器である特許請求の範
   囲第４項に記載の波形ひずみ低減装置。 （６）入力信号に対し、それぞれ第１．第２．第３のタ
   ップ信号を出力する連続的な第１．第２．第３の遅延タ
   ッグを持つ遅延線含有するトランスバーサルフィルタを
   設け、前記第１と第３のタップ、　　信号の振幅を同等
   に調節し、前記第１と第３のタップ信号の極性を同じま
   たは逆に調節して、受信信号の位相の等化を行う手段か
   ら成る特許請求の範囲第１項記載の波形ひずみ低減装置
   。 （７）調整回路は、各々が第１及び第３のタップ信号の
   関連する方を受信する一対の可変利得極性増幅器、及び
   、位相調！信号を受信する１゛個の制御入力及びそれぞ
   れが制御信号を前記の一対の増幅器の関連のある方に送
   って前記の第１と第３のタップ信号の利得と極性を制御
   する二つの出力信号を有する二重バランススイッチから
   成る特許請求の範囲第６項記載の波形ひずみ低減装置。 （８）　　第１及び第３のタップ信号の振幅と極性がそ
   の制御入力と前記第１及び第２の増幅器にそれぞれ第１
   及び第２の制御信号を送る２つの信号出力を持ち、前記
   第１及び第３のタップ信号の利得及力しかつ構成上前記
   二重ノ；ランススイッチに結合され、前記振幅調１信号
   に従って前記の第１及び第２の制御信号の振幅を同様に
   変化させる第１及る特許請求の範囲第７項Ｉ記載の波形
   ひずみ低減装置。