JPS58136336A - 超音波cwドプラシステム - Google Patents
超音波cwドプラシステムInfo
- Publication number
- JPS58136336A JPS58136336A JP1854482A JP1854482A JPS58136336A JP S58136336 A JPS58136336 A JP S58136336A JP 1854482 A JP1854482 A JP 1854482A JP 1854482 A JP1854482 A JP 1854482A JP S58136336 A JPS58136336 A JP S58136336A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation
- tank circuit
- transducer
- circuit
- doppler
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、高々1つのトランスデ、−サーヲ高々1回線
の同軸ケーブルなどKて接続して運用する所の趨青波謂
ドプラシステムにMfる。
の同軸ケーブルなどKて接続して運用する所の趨青波謂
ドプラシステムにMfる。
従東、血流針、胎児心拍検出器などの用に供される超音
波CWドプツシステムにおいては、探触子として送波器
と受渡器が別々にもうけられたものを用い、装置の備に
ても送波キャリヤ発生器と反射波受信機とは別々にもう
けられていた。しかるに、このような方式は装置と探触
子との聞に2回線の独立したケーブルを必要として不便
であり、また探触子自体の構造も複雑かつ高価となる。
波CWドプツシステムにおいては、探触子として送波器
と受渡器が別々にもうけられたものを用い、装置の備に
ても送波キャリヤ発生器と反射波受信機とは別々にもう
けられていた。しかるに、このような方式は装置と探触
子との聞に2回線の独立したケーブルを必要として不便
であり、また探触子自体の構造も複雑かつ高価となる。
それ故に、ブリッジ又はハイプリ、トドランスなどを用
いて送受各エネルギーの流れを分離することにより高々
1枚の振動子と1本の同軸ケーブルにて送受機能を兼ね
行わしめんとする努力はすでKなされている。たとえば
日本Ml学会第111?!1大会の演11Na2−4−
1.同2−4−2などにみられ、この詳細は雑誌「医用
電子と生体工学」第15巻第1号(1977)の9ペー
ジ以下に総集されている。また、U、8.Pat、 4
.’0.14,528などにおいても、趣旨は異にする
が同じ目的の例を見ることができる。
いて送受各エネルギーの流れを分離することにより高々
1枚の振動子と1本の同軸ケーブルにて送受機能を兼ね
行わしめんとする努力はすでKなされている。たとえば
日本Ml学会第111?!1大会の演11Na2−4−
1.同2−4−2などにみられ、この詳細は雑誌「医用
電子と生体工学」第15巻第1号(1977)の9ペー
ジ以下に総集されている。また、U、8.Pat、 4
.’0.14,528などにおいても、趣旨は異にする
が同じ目的の例を見ることができる。
しかしながら、これらの方法はiまり便利でない。何と
ならばブリ、ジの平衡条件がクリチカルであったり、ま
たそれを平衡せしめるための専用の電子回路システムが
必要だったりする。
ならばブリ、ジの平衡条件がクリチカルであったり、ま
たそれを平衡せしめるための専用の電子回路システムが
必要だったりする。
それ故に1本発明においては、実に簡素な回路方式によ
り単一ケーブル単−擾動子方式の超音波謂ドプラシステ
ムを実現せんとするものである。
り単一ケーブル単−擾動子方式の超音波謂ドプラシステ
ムを実現せんとするものである。
すなわち、本発明においては送波キャリヤ発生−として
いわゆるマージナル発振器(発振可能な限界近くで発振
している、特に外乱に対して敏感なる事を目的とした発
lN11)を用い、トランスゲ1−サーを介して得られ
たドプラシフトを有するy耐波をこのマークナル発振器
の有する外乱拡大作用により増幅されたビートとして発
振タンク回路上の高周波電圧の中に検出する。しかしな
がら、マージナル発振器は自身が専ら不蜜定なることを
もって外乱に対する敏感さを得ているので、これを大局
的に安定化する方策を施さない限り使用に際して良好な
動作点を得るための調整がクリチカルにすぎて実用に耐
先ない。それ故に本発明においては十分敏感なマージナ
ル発振器を、検出せんとするドプラシフトの呈する周波
数帯域より下方の、直流に至る領域において発1[幅を
一定化する如きフィードバック(ムLC)をかけること
Kよりその大局的動作点の恒常化を計りつつ使用する。
いわゆるマージナル発振器(発振可能な限界近くで発振
している、特に外乱に対して敏感なる事を目的とした発
lN11)を用い、トランスゲ1−サーを介して得られ
たドプラシフトを有するy耐波をこのマークナル発振器
の有する外乱拡大作用により増幅されたビートとして発
振タンク回路上の高周波電圧の中に検出する。しかしな
がら、マージナル発振器は自身が専ら不蜜定なることを
もって外乱に対する敏感さを得ているので、これを大局
的に安定化する方策を施さない限り使用に際して良好な
動作点を得るための調整がクリチカルにすぎて実用に耐
先ない。それ故に本発明においては十分敏感なマージナ
ル発振器を、検出せんとするドプラシフトの呈する周波
数帯域より下方の、直流に至る領域において発1[幅を
一定化する如きフィードバック(ムLC)をかけること
Kよりその大局的動作点の恒常化を計りつつ使用する。
勿論この人LCは、目的信号まで追従消去してしま51
!早く応答してはならないが、またいわゆる発振を1硬
く”するような制御、すなわちループゲインがそれ自身
として調整されるのでなく、外からの制約条件、電源電
圧とか能動素子のクリ。
!早く応答してはならないが、またいわゆる発振を1硬
く”するような制御、すなわちループゲインがそれ自身
として調整されるのでなく、外からの制約条件、電源電
圧とか能動素子のクリ。
ピングレベルとかにより制約されるような制御であって
はならない。良好なマージナル状態とは、 ′□大き
な直線性を、すなわちダイナオ、クレンジを有する負性
抵抗主体が発擾夕/り回路Kまつわるあらゆるロスを1
帳消し圧しつつ、大局的にはあるレベルの発振強度にて
安定して、また目的信号に対してはよくその増幅作用を
及ぼして拡大追従する場合に実現せられる。それ故に@
紀ALCは増幅手段のゲインないし発振ループ中のフィ
ードバック結合係数を増調性良く制御することによるの
が好ましく、また場合によっては目的とするタンク回路
のQoを多少ダンプしつつその値を制御することKよっ
てもよい。しかるK 8/Hの良い(もしくはC/Nの
良い)マージナル状態の実現には、タンク回路のもとも
とのQOはできるだけ高い方がよい。しかし一方便用す
る探触子を介して最終的には目的領域とのエネルギーの
疎通の良さもまた大切であり、それ故に大局的に最適な
る結合状轢は良く知られているマツチング条件、すなわ
ちR5(信号源抵抗)=RL(負荷抵抗)、言い換える
と使用するタンク回路のQLがQoの半分にみえるよう
な結合度が好ましい。
はならない。良好なマージナル状態とは、 ′□大き
な直線性を、すなわちダイナオ、クレンジを有する負性
抵抗主体が発擾夕/り回路Kまつわるあらゆるロスを1
帳消し圧しつつ、大局的にはあるレベルの発振強度にて
安定して、また目的信号に対してはよくその増幅作用を
及ぼして拡大追従する場合に実現せられる。それ故に@
紀ALCは増幅手段のゲインないし発振ループ中のフィ
ードバック結合係数を増調性良く制御することによるの
が好ましく、また場合によっては目的とするタンク回路
のQoを多少ダンプしつつその値を制御することKよっ
てもよい。しかるK 8/Hの良い(もしくはC/Nの
良い)マージナル状態の実現には、タンク回路のもとも
とのQOはできるだけ高い方がよい。しかし一方便用す
る探触子を介して最終的には目的領域とのエネルギーの
疎通の良さもまた大切であり、それ故に大局的に最適な
る結合状轢は良く知られているマツチング条件、すなわ
ちR5(信号源抵抗)=RL(負荷抵抗)、言い換える
と使用するタンク回路のQLがQoの半分にみえるよう
な結合度が好ましい。
図は好適なる実施例たる本発明に成るマージナル発振器
型の単一振動子超音波CWドブ2システムの一例を示す
圓賂図である。これにおいて、C1゜C2およびT1の
主巻線の成すタンク回路がくだんのタンク回路であり、
これに探触子TDおよび発振トランジスタQ10ペース
が各別巻線にて結合され、また該トランジスタのコレク
タはタンク回路を直接ドライブする。
型の単一振動子超音波CWドブ2システムの一例を示す
圓賂図である。これにおいて、C1゜C2およびT1の
主巻線の成すタンク回路がくだんのタンク回路であり、
これに探触子TDおよび発振トランジスタQ10ペース
が各別巻線にて結合され、また該トランジスタのコレク
タはタンク回路を直接ドライブする。
一方このタンク回路上の高周波振動はダイオードDI、
02により検波され、つづく平滑化回路および直流力、
ト回路を介し【、その振幅変調分の復調結果がF]eT
QBのゲートに導入される。C3は基底帯域(可聴周
波領域)の初段増幅器であり、そのドレ/からは図示せ
ぬドプラフィルタないし増幅器がつづく。
02により検波され、つづく平滑化回路および直流力、
ト回路を介し【、その振幅変調分の復調結果がF]eT
QBのゲートに導入される。C3は基底帯域(可聴周
波領域)の初段増幅器であり、そのドレ/からは図示せ
ぬドプラフィルタないし増幅器がつづく。
さらに一方この検波回路の検波結果の内直流および超低
周波領域の成分が、R9およびC12による1次おくれ
要素を介してもう1個のFIT C2のゲートに導入さ
れる。ここでC2は前記発振トランジスタQ1の工きツ
タ抵抗の一部として効果し、Q+の与えるゲインを調節
する。すなわちC2のゲート電圧が負の領域(C2はデ
ィプレジ曹ン型Nチャンネルジャンクシ萱ンFITであ
る)において6深く”なるとそのドレン・ソース間の抵
抗値は増大し、Q+はエミ、り抵抗が増大してゲインが
落ちる。また逆にゲートバイアスが1浅く”なればドレ
ン・ソース間の抵抗は下り、C1゛のゲインは増大する
。それ故に、ここで構成されているフィードパ、クルー
プは発振レベルが増大せんとすると91のゲインが下り
、また発振レベルが下ればQ+のゲインが上り、(Ih
とD2が負の倍圧整流回路を成すととに注目されたい)
、而して発振レベルは大局的に一定に保たれる。この一
定に保たれるべきレベルは、RV+により調節された正
の電圧を用いて、Rloを介してC2のゲートを少し1
引っばりあげ”ておくことKより、さらに効果的に一定
化され、また所望の値に規定される。実用上はRV、は
最も8/Nのよい良好なマージナリティーを実現しつつ
、発振レベルがひいては探触子TDの駆動レベルが適度
の値になるように設定される。この例においては、探触
子TDの端子において1〜1.5V p−p 、またタ
ンク回路の高電位端(Q+のコレクタ)において8〜1
2 vP−P程度において最適条件が得られた。これは
このマージナル発振器の飽和レベルの約半分ないしX程
度に和尚する。また、これより高レベルにおいては、マ
ージナリティの減少、すなわち発振が1硬く”なること
Kより、感度、SZNともに低下するのが見られ、また
逆にこれより低いレベルにおいては発振出力の過少によ
り十分な密度の超音波エネルギーの照射が得られず、従
って反射波のレベルも低下し、やはり’falls 8
/Nともに悪化した。
周波領域の成分が、R9およびC12による1次おくれ
要素を介してもう1個のFIT C2のゲートに導入さ
れる。ここでC2は前記発振トランジスタQ1の工きツ
タ抵抗の一部として効果し、Q+の与えるゲインを調節
する。すなわちC2のゲート電圧が負の領域(C2はデ
ィプレジ曹ン型Nチャンネルジャンクシ萱ンFITであ
る)において6深く”なるとそのドレン・ソース間の抵
抗値は増大し、Q+はエミ、り抵抗が増大してゲインが
落ちる。また逆にゲートバイアスが1浅く”なればドレ
ン・ソース間の抵抗は下り、C1゛のゲインは増大する
。それ故に、ここで構成されているフィードパ、クルー
プは発振レベルが増大せんとすると91のゲインが下り
、また発振レベルが下ればQ+のゲインが上り、(Ih
とD2が負の倍圧整流回路を成すととに注目されたい)
、而して発振レベルは大局的に一定に保たれる。この一
定に保たれるべきレベルは、RV+により調節された正
の電圧を用いて、Rloを介してC2のゲートを少し1
引っばりあげ”ておくことKより、さらに効果的に一定
化され、また所望の値に規定される。実用上はRV、は
最も8/Nのよい良好なマージナリティーを実現しつつ
、発振レベルがひいては探触子TDの駆動レベルが適度
の値になるように設定される。この例においては、探触
子TDの端子において1〜1.5V p−p 、またタ
ンク回路の高電位端(Q+のコレクタ)において8〜1
2 vP−P程度において最適条件が得られた。これは
このマージナル発振器の飽和レベルの約半分ないしX程
度に和尚する。また、これより高レベルにおいては、マ
ージナリティの減少、すなわち発振が1硬く”なること
Kより、感度、SZNともに低下するのが見られ、また
逆にこれより低いレベルにおいては発振出力の過少によ
り十分な密度の超音波エネルギーの照射が得られず、従
って反射波のレベルも低下し、やはり’falls 8
/Nともに悪化した。
ここでR9(RIOも加味して)とc、2の成す1次お
くれ要素の時定数はかなり大切な設計ポイントであり、
これがおそすぎると動作点(良好なマージナリティー)
の維持が困難となり、逆にはやすぎるとドプラビートの
低域成分を殺す作用が生じ、また8/N(ないし発振の
C/N )が悪化する。
くれ要素の時定数はかなり大切な設計ポイントであり、
これがおそすぎると動作点(良好なマージナリティー)
の維持が困難となり、逆にはやすぎるとドプラビートの
低域成分を殺す作用が生じ、また8/N(ないし発振の
C/N )が悪化する。
而して、このような回路構成によるとドプラ信号領域で
の艮好なマージナリティーと定常キャリヤレベル(直流
的な)の安定性とが良く両立しつつ維持され、探触子T
Dの受は入れた反射波信号の内ドプラシフトを有する成
分が、このマージナリティにより拡大されたドプラピー
トとして検波され、初段増幅器Q3を介して次段に向け
て出力される。
の艮好なマージナリティーと定常キャリヤレベル(直流
的な)の安定性とが良く両立しつつ維持され、探触子T
Dの受は入れた反射波信号の内ドプラシフトを有する成
分が、このマージナリティにより拡大されたドプラピー
トとして検波され、初段増幅器Q3を介して次段に向け
て出力される。
図示の回路を試作し、実用に供した所、分娩中の胎児の
心臓より得られるドプラ信号が、C5のドL/ンにおい
て約50〜200 mV rms Kて8/Nよく得ら
れた。また成人の心臓を胸等の正面から捕えた所、その
数倍の強い信号が得られた。
心臓より得られるドプラ信号が、C5のドL/ンにおい
て約50〜200 mV rms Kて8/Nよく得ら
れた。また成人の心臓を胸等の正面から捕えた所、その
数倍の強い信号が得られた。
なお、図中TIのコイルデータを示すと、これは直径1
インチ(2,54em−)のステアタイトのホビンに、
0.6〜0.8−程度のナイロン被覆鋼線を16〜24
を程度単層に整合巻きしたものを主巻線とし、その中央
部の上に重ねて外径1−程度の配線用ビニル被覆電線を
、探触子用にSt1帰還用に2 t。
インチ(2,54em−)のステアタイトのホビンに、
0.6〜0.8−程度のナイロン被覆鋼線を16〜24
を程度単層に整合巻きしたものを主巻線とし、その中央
部の上に重ねて外径1−程度の配線用ビニル被覆電線を
、探触子用にSt1帰還用に2 t。
それぞれ整えつつ巻いたものである。主巻線のインダク
タンスは約7μ”+Qoは約300以上あった。
タンスは約7μ”+Qoは約300以上あった。
C1とC2K対爾してタンク回路を成すと約2.2〜5
.OMHsK同関し得た。またC1はエアートリマー、
C2はディ、プマイカコンデンサで、その合成結果のQ
oは2000以上あり、簡単なQメーターでは良く計測
し得なかった。なお実際の使用に轟ってはCIを調整し
て最高感度点に設定すると、発振周波数は約2.65
MHIで、これは次に述べる公称中心周波数が2.5
M&である所の探触子の並列共振点に大略一致する。
.OMHsK同関し得た。またC1はエアートリマー、
C2はディ、プマイカコンデンサで、その合成結果のQ
oは2000以上あり、簡単なQメーターでは良く計測
し得なかった。なお実際の使用に轟ってはCIを調整し
て最高感度点に設定すると、発振周波数は約2.65
MHIで、これは次に述べる公称中心周波数が2.5
M&である所の探触子の並列共振点に大略一致する。
一方、探触子TDは、摂動子としてたとえばTDK社の
D51 a材より成る、直径20mm、厚さ0.84m
m 、公称共擾屑波数24kmsの円板状の振動子を用
い、これをバッキングせずに、目的領域との音響学的イ
ンピーダンスマツチングのみを施して構成されたもので
ある。この場合、用造は循ドプラであるから、特に広帯
域化して距離分解能を向上させる必要はなく、むしろエ
ネルギー伝達効率を向上させることが肝要で、それ故に
バッキングはされず、表面に%波長板をおくととKよる
マツチングのみがなされる。これは通常用いられる1双
子型”循ドプラ用探触子と同じ事情である。しかし単−
振動子であるから送受間のシールドは原理的に不要であ
る。それ故にこの探触子は従来のパルスエコー法用のバ
ッキング付のものよりも、またCWドグラ用の双子型の
ものよりもはるかに軽量で簡素な構造を有し、低いコス
トで、また必要ならば非常に偏平に製作され得る。軽量
偏平なることは、特に分娩時の胎児監視の用途において
有益である。
D51 a材より成る、直径20mm、厚さ0.84m
m 、公称共擾屑波数24kmsの円板状の振動子を用
い、これをバッキングせずに、目的領域との音響学的イ
ンピーダンスマツチングのみを施して構成されたもので
ある。この場合、用造は循ドプラであるから、特に広帯
域化して距離分解能を向上させる必要はなく、むしろエ
ネルギー伝達効率を向上させることが肝要で、それ故に
バッキングはされず、表面に%波長板をおくととKよる
マツチングのみがなされる。これは通常用いられる1双
子型”循ドプラ用探触子と同じ事情である。しかし単−
振動子であるから送受間のシールドは原理的に不要であ
る。それ故にこの探触子は従来のパルスエコー法用のバ
ッキング付のものよりも、またCWドグラ用の双子型の
ものよりもはるかに軽量で簡素な構造を有し、低いコス
トで、また必要ならば非常に偏平に製作され得る。軽量
偏平なることは、特に分娩時の胎児監視の用途において
有益である。
而してこの探触子TDは゛高々1本の同釉ケーブル。
1.7O−2Vなどを介して前記回路に接続される。
以上の説明で明らかKされた如く、本発明によれば、比
較的簡単な凹路により従来かえりみられなかりた単−擾
動子送受共用方式の超音波ドブクシステムが実用化され
、有益である。ここで勿論本発明の用途は生体検査用の
ドプラシステムに限ることはなく、工業用、淡・海水開
用などの同様あるいは類似のドプラシステムには等しく
応用し得るものである。また上記の説明に引用した実施
例は単に好ましい一例として示したまでで、その具体的
数値や回路が本発明の趣旨を直接拘束するものではない
。マージナル発優器の構成方法、特に該発振器からの1
復調出力”の抽出し方に関しては、この種の発振器にお
いては公知の如く、図の例の如く別途に検波器(DI
、 D2 )をもうけて発振出力のレベルを監視すると
とKよるのみならず、オートダイン検波回路に見られる
如く、発振素子の消費電流ないしは発振波形を整流する
ように働く所のベースないしゲートに生ずる自己ノ(イ
アス等に注目しても復調出力を抽出することができ、そ
のような方式によっても本発明を実施することができる
ことは経験者、ないし有識者においては自明のことであ
る。
較的簡単な凹路により従来かえりみられなかりた単−擾
動子送受共用方式の超音波ドブクシステムが実用化され
、有益である。ここで勿論本発明の用途は生体検査用の
ドプラシステムに限ることはなく、工業用、淡・海水開
用などの同様あるいは類似のドプラシステムには等しく
応用し得るものである。また上記の説明に引用した実施
例は単に好ましい一例として示したまでで、その具体的
数値や回路が本発明の趣旨を直接拘束するものではない
。マージナル発優器の構成方法、特に該発振器からの1
復調出力”の抽出し方に関しては、この種の発振器にお
いては公知の如く、図の例の如く別途に検波器(DI
、 D2 )をもうけて発振出力のレベルを監視すると
とKよるのみならず、オートダイン検波回路に見られる
如く、発振素子の消費電流ないしは発振波形を整流する
ように働く所のベースないしゲートに生ずる自己ノ(イ
アス等に注目しても復調出力を抽出することができ、そ
のような方式によっても本発明を実施することができる
ことは経験者、ないし有識者においては自明のことであ
る。
図は本発明の好適なる一実施例を示す回路図であるO
TD・・・トランステ、−サ、T1・・・トランス、Q
+・・・発振トランジスタ、Q2.Qs・・・FIT1
R+〜R9・・・抵抗、C1〜Co・・・コンデンサ、
DI * D2・・・ダイオード。
+・・・発振トランジスタ、Q2.Qs・・・FIT1
R+〜R9・・・抵抗、C1〜Co・・・コンデンサ、
DI * D2・・・ダイオード。
Claims (1)
- 1つのタンク回路に1回線の結合関係を介して1個のト
ランスデユーサ−が結合され、このトランスデユーサ−
は目的領域に対して超音波的に結合され、また上記タン
ク回路にはこれを肩*a決定要素として発振する発振回
路が結合され、かつ上記タンク回路上の高肩波損動のレ
ベルを検出する手段がもうけられ、また上記のレベル検
出手段に結合されて発秦憤度をほぼ予定された値に保つ
如くに上記発振回路のループゲインを調節する手段がも
うけられ、而して上記発振回路の供給する高肩波優動エ
ネルギーがトランスデユーサ−を介して超音波エネルギ
ーに変換され、而して目的領域KMMされ、また目的領
域から帰投するドプラシフトを有する反射波が同じトラ
ンスデユーサ−により受信され最終的に前記タンク回路
上に増幅されたビートとして出現し、このドプラビート
信号が基底帯域信号の形で、独立した検波話から、ある
いは上記レベル検出手段もしくは発振用の能動手段の端
子から抽出される如く構成されて成る趨青波謂ドプラシ
ステム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1854482A JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波cwドプラシステム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1854482A JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波cwドプラシステム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58136336A true JPS58136336A (ja) | 1983-08-13 |
JPH032535B2 JPH032535B2 (ja) | 1991-01-16 |
Family
ID=11974571
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1854482A Granted JPS58136336A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | 超音波cwドプラシステム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58136336A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6171102U (ja) * | 1984-10-18 | 1986-05-15 | ||
JPS62192713U (ja) * | 1986-05-29 | 1987-12-08 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS528705A (en) * | 1975-06-30 | 1977-01-22 | Ericsson L M Pty Ltd | Method and system for controlling digital communication systems |
JPS535430U (ja) * | 1976-07-02 | 1978-01-18 | ||
JPS54121683U (ja) * | 1978-02-15 | 1979-08-25 |
-
1982
- 1982-02-08 JP JP1854482A patent/JPS58136336A/ja active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS528705A (en) * | 1975-06-30 | 1977-01-22 | Ericsson L M Pty Ltd | Method and system for controlling digital communication systems |
JPS535430U (ja) * | 1976-07-02 | 1978-01-18 | ||
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---|---|---|---|---|
JPS6171102U (ja) * | 1984-10-18 | 1986-05-15 | ||
JPS62192713U (ja) * | 1986-05-29 | 1987-12-08 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH032535B2 (ja) | 1991-01-16 |
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