JPH11511606A - バーストモード光ディジタル受信機及び中継器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 バーストモード光ディジタル受信機は光電子検出器（８）、光電子検出器の出力の周波数をアップ変換するためのアップ変換手段（９，１０）アップ変換した信号を増幅するための増幅器手段（１１）、増幅した信号の周波数をダウン変換するためのダウン変換手段を含んでいる。

Description

【発明の詳細な説明】 バーストモード光ディジタル受信機及び中継器 この発明は、光網内で使用するためのの受信機、及びとくにこのような光内で 使用するためのバーストモードディジタル受信機に関する。 現在、連合王国では、遠隔通信網にはトランク網で実質的に完全に光ファイバ で構成されているものと、ローカルアクセス網で実質的に完全に銅の対で構成さ れているものとが含まれている。将来は、固定で、回復力のある弾力的な、透明 の遠隔通信インフラストラクチャを顧客施設に至る全経路でもつようにすること が大きく望まれており、そこでは予見されるサービス要求のすべてに対応できる 容量をもつか、顧客施設に近接した少くとも一点で、（例えば縁石では）そうあ りたい。これを達成する一方法は全体のアクセストポロジィに対処する完全に管 理されたファイバ網を創り上げることである。これに対する魅力的なオプション （選択）は光のトリー（木）アクセス網であり、例えば受動光網（ＰＯＮ）のよ うなもので、そこでは、単一モード光フィバと帯域制限のない能動電子工学（エ レクトロニクス）が採用される。 ＰＯＮでは、単一ファイバがヘッドエンド（端局，交換局）から出て、受動光 スプリッタがキャビネットと分配点（ＤＰs）にあって、それを介して、光網ユ ニット（ＯＮＵs）に供給される。ＯＮＵは顧客の施設内に置くことができるし 、あるいは多数の顧客にサービスを提供する街路内に置くことができる。光スプ リッタを使用すると、フィーダファイバと交換局応用光ライン端末（ＯＬＴ）装 置との共用が可能で、それによってＰＯＮのコスト上の利点が得られる。現在で は、ＰＯＮのシンプレックス配備が好ましい選択とされ、言い換えると、別々な 上り方向流と下り方向流とのＰＯＮが用意されて、各顧客には２つのファイバが あることになる。シンプレックス作業は回路当り２つのファイバを必要とするの で、インフラストラクチャの複雑さを増大させるけれども、（デュープレックス 結合がないことに起因する）低光挿入損失と、別々の送りと受けの経路をもち２ ５ｄＢよりも少ない反射にはシステムが感度を示さないから、小さなリターン損 失をもつということの利点を備えている。しかしながら、デュープレックスＰＯ Ｎでは１本のファイバが両方向にトラヒックを運ぶことが可能である。一般に、 ＰＯ Ｎは４ウェイ・スプリットに続いて８ウェイ・スプリットを有しているので、単 一のヘッドエンドファイバが３２までの顧客にサービスを提供できる。 既知のやり型−ＴＰＯＮ(telephony over a passive optical network;ＰＯＮ 上の電話技術）−では、ヘッドエンド局は時分割多重（ＴＤＭ）フレームを網上 の全端末に向けて同報通信する。送られたフレームはトラヒックデータと制御デ ータの両方を含んでいる。各端末は同報通信されたフレーム内のデータについて の適切にアドレスされた部分を認識して応答し、またフレームの他の部分を無視 する。上り方向については送りは時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）によっており 、各端末は所定の時間スロット内でデータを送るから、別な端末からのデータは 所定形式の時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）フレーム内にまとめられる。 最近では、ＰＯＮ原理が拡大されて、スーパー（超）ＰＯＮコンセプトとして 知られている形式をとるようになっており、このコンセプトでは高パワー光増幅 器が使用されて、非常に大きな、沢山にスプリットされたＰＯＮが作られるよう になっている。例えば、（ファイバ増幅器のような）光増幅器の使用は少くとも ３５００の顧客が２００ｋｍまでの距離にわたって単一のヘッドエンド局（ステ ーション）に接続できるようにしている。 不幸にも、光増幅器は正常時には下流スーパーＰＯＮ上でしか使用できない。 それは上流スーパーＰＯＮでの増幅器の使用が増幅器からの、増幅された誘導放 出（A mplified S timulated Emissions)から生ずるノイズ問題の原因となって いることによる。上流スーパーＰＯＮで増幅を用意する一つの方法は、最終レベ ルのスプリット（すなわち、ヘッドエンドに一番近いスプリットのレベル）を中 継器（レピータ）で置換することである。この装置には各到来するブランチファ イバに対してそれぞれの受信機と送信機とをもつことであり；この受信機は各々 が到来する光信号を電気信号に変換し、それらを増幅し、増幅した電気信号を光 信号に変えて、送信機による爾後の送信用とする。代って、各ファイバで最終レ ベルのスプリットに通ずるものには中継器を備えるようにする。 ２値データは２つの論理レベルで成り、論理レベル‘１’は予め設定した論理 的しきい値の上に、また論理レベル‘０’はその下にある。従来形の通常の遠隔 通信データ信号はときとしてマークとスペースの比が１に近い。バーストモード ではこの比はぐんと小さく（１：１００もしくはそれ以下）てもよく、データの バーストに長期間の静寂（サイレンス、無音）が続いてもよい。異なる源（ソー ス）からのデータのバーストは異なる振幅を有していてもよく、バーストは、パ ケット形式内で、インターリーブされていて同じ伝送チャンネルを共用するよう にしてもよい。図１ａと１ｂとは従来形のデータ信号とバーストモードのデータ 信号との差を例示している。 光網を通る信号は減衰と劣化（品質低下）とを受ける。その結果、論理決定し きい値が受信機で確定されて、データの各個別ビットが‘１’か‘０’かを正し く識別して次段の論理処理に備えなければならない。簡単であることを理由とし て、到来する信号の全レベルに対して一定のしきい値を設定するのが望ましいこ とになる。しかし、もし信号レベルが変動するときは、しきい値を自動的に変え るための手段が導入されなければならない。バーストモードシステムの場合には 、しきい値設定はバースト毎のベースで変更される必要があり、非常に早く動作 する自動レベル検出と、しきい値設定との回路とを必要とするか、あるいはしき い設定回路をプログラムするために到来バーストのレベルについての予備的な知 識を備えたシステムを必要とする。明らかに、こういった両方のやり方は若干の 複雑さを生み、ときには直流結合した増幅器段階の使用が必要となって、温度も しくは他の補償を必要とするドリフトという付随する問題を伴う。 この発明の目的は到来するデータバーストの処理のための違った方法を提供し て、それが論理的決定しきい値を変更する必要を回避し、このしきい値がレベル がかなり違うバーストで動作できるものとし、また、広いダイナミックレンジに 対応できる能力を備え、さらに直流結合した増幅器の必要性を回避するようにす る。 この発明は、バーストモード光ディジタル受信機を提供するもので、その構成 は、光電子検出器、光電子検出器の出力の周波数をアップ変換するためのアップ 変換（コンバージョン）手段、アップ変換された信号を増幅するための増幅器手 段、及び増幅された信号の周波数をダウン変換するためのダウン変換手段を含ん でいる。 好都合なのは、アップ変換手段が第１の周波数ミキサと発振器とで構成され、 この発振器は所定周波数のキャリヤを第１のミキサに入力して光電子検出器の出 力と混合する。ダウン変換器手段は第２の周波数ミキサと発振器とで構成するこ とができ、この発振器は所定周波数のキャリヤを第２のミキサに入力して増幅さ れた信号と混合する。好ましいのは、同じ発振器が各ミキサに対してキャリヤ周 波数を送出することである。例えば、入力光信号のデータレートが３００Ｍｂｉ ｔ／ｓの範囲であれば、この発振器は各ミキサに対して５００ＭＨｚの範囲でキ ャリヤ周波数を送る。 好適な実施例では増幅器手段は第１の増幅器と、第２の増幅器と、信号リミッ タとが直列にあり、第１と第２の増幅器が良好な利得、低雑音、良好な直線性及 びほぼ１０−１０００ＭＨｚの帯域幅を与え、また信号リミッタが出力パルス振 幅の範囲を低減する効果をもつものとしている。 好都合なのは、受信機がさらに第１のフィルタを第１のミキサの上流に位置し て備え、この第１のフィルタが検出器によって生じた信号の劣化の効果を除去し 、また検出器の出力での雑音の効果を除去するのに効果があるものとする。 この受信機の構成にはさらに、第２のフィルタを第２のミキサの下流に位置し て備えることができ、この第２のフィルタは信号リミッタによって作られた雑音 と帯域外高調波とを低減させるのに効果をもつようにする。 好ましいのは、別の増幅器と第３のフィルタとが第２のミキサと第２のフィル タとの間に置かれて、この第３のフィルタが受信機の出力パルス内にオーバーシ ュートを導入するのに効果があるようにし、またこの別の増幅器が第２と第３の フィルタを絶縁する効果があるようにする。 例を挙げて、この発明の特定の実施例を添付の図面を参照しながら記述して行 く。 図１ａは従来形の通常のデータ信号を示す。 図１ｂはバーストモードデータ信号を示す。 図２は上流ＰＯＮの模式図である。 図３は図２の網の一部を成す受信機／中継器の回路図である。 図４は図３の受信機／中継器の一部の回路図である。 図５は図２の受信機／中継器の全体の回路図である。 図６ａ〜６ｃはパルス認識について余分のフィルタ作用のもたらす効果を示す 。 図面を参照するとして、図２は上流ＰＯＮであり、ヘッドエンド受信機があっ て、複数の顧客送信機２に接続されており、単一ファイバ３、第１レベルスプリ ッタ４、１２本のファイバ５（そのうちの１つのみを図示）、及び下流多レベル スプリット網（参照番号６として一般的に示す）を経由している。各ファイバ５ には受信機／中継器７が備えられている。同じようなＰＯＮ（図示せず）がヘッ ドエンド送信機と顧客受信機との間に下流伝送用に用意されている。上流ＰＯＮ として示されているのはスーパーＰＯＮであり、ヘッドエンド受信機１に接続さ れている３５００までの顧客送信機２がある。 図３を参照すると、各受信機／中継器７には光電子検出器８があって、回路設 計の段階１（検出）部を構成している。この検出器８はＰＩＮＦＥＴ受信機であ り、その利点として低コストでしかも低電圧源ということを備えている。この検 出器の感度は約−３９ｄＢｍであり、最大入力パワーは約−４ｄＢｍ（ビット誤 り率ＢＥＲ＜１０^-10）である。代って、検出器８はアバランシェホトダイオー ド（ＡＰＤ）受信機とするとＰＩＮＦＥＴよりもよい感度を示すが、より高価な ものとなる。検出器８への入力は光信号で３００Ｍｂｉｔ／ｓのデータレートを もつものであり、またその出力は電気信号で、ＺＦＭ−１５０ミキサ(Mini Circ uits製)９に入力され、そこで５００ＭＨｚでキャリヤ信号と電気入力信号とが 混合される。キャリヤ周波数はローカル発振器（ＬＯ）１０から供給される。ミ キサ９とローカル発振器１０とは段階２（アップ変換）を受信機／中継器７の回 路設計に提供する。段階２の出力は、それ故に、アップ変換された信号であり、 これが直流成分を含まないという利点をもっていて、直流レベルドリフトと直流 増幅器設計とに含まれている問題を回避している。したがって、交流結合によっ て、異なる段階間に物理的に大きなキャパシタを必要としないし、受信機／中継 器７を一層コンパクトな設計のものとしている。 アップ変換された信号は増幅器１１への入力であり、増幅器１１の出力は第２ のＺＦＭ−１５０ミキサ１２へ導かれる。ミキサ１２はまたローカル発振器１０ によって駆動されて、ＲＦ信号をダウン変換するように作用して、増幅されたビ ットシーケンスを回復する。ローカル発振器１０の出力は２つのミキサ９，１２ にパワースプリッタ（図示せず）で６ｄＢの挿入損失をもつものを経て供給され 、全ローカル発振器パワーは１４．５ｄＢｍが必要とされる。増幅器１１は回路 設計の段階３（増幅）を構成し、ミキサ１２は段階４（ダウン変換）を構成する 。ミキサ１２の出力は送信機１３に導かれ、そこは回路設計の段階５（送信）を 構成している。 図４は図３の回路の段階２，３及び４を詳細に示す。とくに、増幅器１１はＡ ＣＴ３５３２(Avantek製)増幅器１１ａと、ＵＰＣ２７２３Ｔ（ＮＥＣ製）増幅 器１１ｂと、ＳＬ３００（Ｂ＆Ｈ製）信号リミッタ１１ｃとで成る。このカスケ ード接続の増幅器１１ａ，１１ｂは良好な利得と、低雑音と、良好な直線性と、 ほぼ１０−１０００ＭＨｚの帯域幅とを提供する。増幅器１１ｂは可変の電圧制 御利得という追加の利点をもたらす。代って、第２のＵＣＴ２７２３Ｔ増幅器Ａ ＣＴ３５３２増幅器を置換えることができる。信号リミッタ１１ｃは出力パルス 振幅の範囲を縮減する(注：請求の範囲ではこれを合理化rationaliseと呼んでい る)ためと、ダウン変換ミキサ１２へのＲＦ入力を過剰のパワーレベルから保護 するためとに使われる。リミッタ１１ｃはしかしながら、帯域外高調波を作り、 これをダウン変換後に減衰させる必要がある（そのことは後述する）。したがっ て、この回路の段階１から４は比較的小さな範囲の振幅（入力パルス振幅と比較 したとき）をもつ増幅されたパルスを作る。この出力パルスは次に論理的しきい 値をトリガするために使用され、それによって一定振幅のパルスを送信機１３に 向けて送り、それが次にバーストモード送信機として動作する。 図５は、全体の受信機／中継器７を示す回路図である。この回路には第１の低 域通過バタワース(Butterworth)フィルタ１４（３００ＭＨｚ，３次）があり、 検出器８とミキサ９の間に位置している。このフィルタ１４は検出器８で生ずる 信号劣化の効果を除去するもので、同様に検出器への入力信号上に存在する雑音 で検出器の出力では幾分か増大されるものも除去する。同様に、第２の低域通過 バタワースフィルタ１５（３００ＭＨｚ，３次）がミキサ１２と送信機１３の間 に置かれている。このフィルタ１５は上述の雑音と帯域外高調波の効果を低減す る。 受信機回路は感度−３７ｄＢｍ、約１８ｄＢ（ＢＥＲ＜１０^-10）のダイナミ ックレンジを有している。このダイナミックレンジはベースライン雑音もしくは 上流送信機からの不完全パルスによって生ずるひずみの存在によって制限を受け る。大振幅のバーストに対しては、このベースライン雑音は小振幅バーストの最 大レベルよりも大きな振幅を有している。別な増幅器１６と３次低域通過バタワ ースフィルタ１７（３００ＭＨｚ，５次）がフィルタ１５と送信機１３との間に 置かれている。このフィルタ１７は出力パルスに若干のオーバーシュートを導入 し、これが出力をして零ボルトのいずれかの側へ非対称にふらせるようにして、 ベースライン雑音又はひずみが論理的しきい値を横切らないようにしている。こ の効果が図６ａから６ｃに示してある。結果として、受信機／中継器７のダイナ ミックレンジが２０ｄＢよりも大きくなる。しかし、ここで注意すべきことは、 与えられたしきい値に対して、感度とダイナミックレンジとの間には何がしかの トレードオフが存在することである。 増幅器１６は２つのフィルタ１５と１７とを絶縁するために必要である。これ が図示したＡＣＴ３５３２増幅器よりも、非常に低い周波数のカットオフをもつ 直流結合回路もしくは増幅器の方がよいこととしている。もし増幅器１６がなけ れば、フィルタ１５と１７との間に不整合があると、それがフィルタ１７からの 反射を生じさせて、フィルタ１５を経て送り戻されて受信機／中継器７の初段に 行き、望ましくないことになる。 無論、もしフィルタ１５が必要ないならば、増幅器１６を不要とすることもで きるが、フィルタ１７は重要であって、受信機／中継器７が十分なダイナミック レンジをもつことを確かなものにするのに役立っていることを評価したい。 ヘッドエンド受信機１は上述の受信機／中継器７と同じ基本設計のものである が、送信機１３は含んでいない。言い換えれば、ヘッドエンド受信機１は図３の 受信機／中継器７の最初の４段階で構成されている。ヘッドエンド受信機はしか しながら、その出力に置かれた決定回路を備えている。この決定回路はある“１ ”信号が所定のしきい値の上にあるかどうかを判断するようにされている。この ような決定回路は受信機／中継器７の中にも（フィルタ１７と送信機１３の間に ）備えてもよい。また、下流ＰＯＮの顧客受信機に対してもヘッドエンド受信機 １と同じ形式のものとすることが可能である。代って、顧客受信機が自動利得制 御 備えた標準受信機とすることもできる。 上述の受信機／中継器はいろいろな仕方で修正を加えることができる。例えば 、第１のレベルのスプリッタ４を置換えるために受信機／中継器を用意すること が可能である。この一般形式の受信機／中継器は欧州特許出願94 308 676.9の明 細書に詳記されている。この受信機／中継器が１２の光電子検出器を備え、その 各々がファイバ５の１つに取付けられていて、また単一送信機が上流信号の複数 をヘッドエンド受信機１に向けてて送信している。しかしながら、この発明によ る受信機／中継器の修正を加えた形式では各光電子検出器はアップ変換手段、増 幅器手段及びダウン変換手段で上述したものを備えることもできる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，Ｈ Ｕ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ， ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ジュウェル、サミュエル・テニソン イギリス国、アイピー10・０ピーピー、イ プスウィッチ、カートン、メドウランズ 56

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．光信号受信機であって、 光信号を第１の電子信号に変換するための変換手段と； 該第１の電子信号に応答してアップ変換した電子信号を出力するように動作時 にされているアップ変換手段と； 該アップ変換した電子信号に応答して増幅した電子信号を出力するように動作 時にされている増幅器手段と； 該増幅した電子信号に応答してダウン変換した電子信号を出力するように動作 時にされているダウン変換手段とで成る光信号受信機。 ２．前記アップ変換手段は、前記第１の電子信号と所定周波数の第１のキャリ ヤ信号とを入力し、かつこれらの信号を混合して前記アップ変換した信号を送出 するように動作時にされている第１の周波数ミキサを含む請求項１記載の受信機 。 ３．前記ダウン変換手段は、前記増幅した電子信号と前記キャリヤ信号とを入 力し、かつこれら信号を混合して前記ダウン変換した電子信号を送出するように 動作時にされている第２の周波数ミキサを含む請求項１又は２記載の受信機。 ４．さらに、前記キャリヤ信号を送出するように動作時にされている発振器を 含む請求項２又は３記載の受信機。 ５．さらに、前記ダウン変換した電子信号を入力し、かつ合理化されたディジ タル信号を出力するようにされた信号リミッタを含む請求項１ないし４のいずれ か１項記載の受信機。 ６．さらに、前記第１の電子信号を入力し、かつ第１のフィルタにかけた電子 信号を前記アップ変換手段に向けて出力するように動作時にされている第１のフ ィルタを含む請求項１ないし５のいずれか１項記載の受信機。 ７．さらに、前記ダウン変換した信号を入力し、フィルタにかけたダウン変換 した信号を出力し、かつ前記信号リミッタによって作られた雑音と帯域外高調波 を縮減するために効果あるようにするよう動作時にされている中間フィルタを含 む請求項５又は６記載の受信機。 ８．さらに、出力フィルタ手段と； 前記中間フィルタ手段と出力フィルタ手段との間に置かれて前記中間及び出力 フィルタを絶縁するための出力増幅器手段とを含み； 該出力増幅器は前記ダウン変換した信号に応答して増幅されたディジタル信号 を出力するように動作時にされており、 また該出力フィルタ手段は、該出力ディジタル信号に応答して、強化されたダ ウン変換した出力信号を送出するためにオーバーシュートを導入するのに効果が あるものである請求項７記載の受信機。 ９．さらに、前記ダウン変換した信号に応答して、強化されたダウン変換した 信号を送出するためにオーバーシュートを導入するのに有効な出力フィルタ手段 を含む請求項１ないし６のいずれか１項記載の受信機。 10．前記請求項１ないし９のいずれか１項記載の受信機と； 該受信機により出力された信号を光信号に変換するための変換手段とを含む光 信号中継器。 11．ディジタル光信号を増幅する方法であって、 該光信号を電子信号に変換する段階と； 該電子信号で所定の周波数を有するキャリヤ信号を変調する段階と； 該変調した信号を増幅する段階とを含むディジタル光信号を増幅する方法。 12．前記所定の周波数は前記電子信号の実質的な最高周波数成分よりも高いも のである請求項１１記載のディジタル光信号を増幅する方法。 13．請求項１２記載の方法と； ディジタル電子信号を再生するために前記増幅した変調信号を復調する段階と ； 該ディジタル電子信号の振幅を、上と下との限界間に制限する段階とを備えた ディジタル光信号を合理化する方法。 14．さらに、復調しかつ制限した電子信号を変換して合理化した光ディジタル 信号を送出する段階とを含む請求項１３記載のディジタル光信号を合理化する方 法。