JPH114122A - Frequency converter - Google Patents
Frequency converterInfo
- Publication number
- JPH114122A JPH114122A JP15673397A JP15673397A JPH114122A JP H114122 A JPH114122 A JP H114122A JP 15673397 A JP15673397 A JP 15673397A JP 15673397 A JP15673397 A JP 15673397A JP H114122 A JPH114122 A JP H114122A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency converter
- output
- input
- mixer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波数帯の周
波数変換器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radio frequency band frequency converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は、従来の周波数変換器の構成例
を示す。図において、ＬＯ信号発生器１０から出力され
たＬＯ信号は、増幅器１１で増幅されてフィルタ１２に
入力される。フィルタ１２は、増幅器１１で発生するＬ
Ｏ信号の高調波成分を除去する。電力分配器５−１は、
増幅器１１，フィルタ１２を介して入力されるＬＯ信号
を２分岐し、それぞれミキサ４−１，４−２に入力す
る。一方、入力信号は電力分配器５−２で２分岐され、
それぞれミキサ４−１，４−２に入力される。ミキサ４
−１，４−２は、それぞれＬＯ信号と入力信号とを乗算
した信号を出力し、その出力信号は電力合成器６で合成
されて出力される。2. Description of the Related Art FIG. 11 shows a configuration example of a conventional frequency converter. In the figure, an LO signal output from an LO signal generator 10 is amplified by an amplifier 11 and input to a filter 12. The filter 12 is configured to generate L
Removes harmonic components of the O signal. The power distributor 5-1 includes:
The LO signal input via the amplifier 11 and the filter 12 is branched into two and input to the mixers 4-1 and 4-2, respectively. On the other hand, the input signal is split into two by the power divider 5-2,
These are input to the mixers 4-1 and 4-2, respectively. Mixer 4
-1 and 4-2 each output a signal obtained by multiplying the LO signal and the input signal, and the output signals are combined by the power combiner 6 and output.
【０００３】ここで、電力分配器５−１はＬＯ信号を位
相差αかつ同振幅で２分岐し、電力分配器５−２は入力
信号を位相差βかつ同振幅で２分岐し、電力合成器６は
ミキサ４−１，４−２の出力信号を位相差γかつ同振幅
で合成するとする。このとき、 α＋β＋γ＝２ｎπ かつ α−β＋γ＝(2ｎ＋1)π を満たすようにα、β、γを設定すれば、イメージ周波
数成分を抑圧することができる（ｎは整数）。また、Ｌ
Ｏ信号に対して、 α＋γ＝(2ｎ＋1)π を満たすようにα、γを設定すれば、ＬＯ周波数成分を
抑圧することができる。Here, the power divider 5-1 splits the LO signal into two with a phase difference α and the same amplitude, and the power splitter 5-2 splits the input signal into two with a phase difference β and the same amplitude. It is assumed that the mixer 6 combines the output signals of the mixers 4-1 and 4-2 with the phase difference γ and the same amplitude. At this time, if α, β, and γ are set so as to satisfy α + β + γ = 2nπ and α−β + γ = (2n + 1) π, the image frequency component can be suppressed (n is an integer). Also, L
By setting α and γ such that α + γ = (2n + 1) π with respect to the O signal, the LO frequency component can be suppressed.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の周波
数変換器では、ミキサへ入力するＬＯ信号に高調波成分
を混入させないために、特性のよいフィルタ１２を用い
てＬＯ信号の高調波成分を除去する必要があった。ま
た、ＬＯ信号を増幅する増幅器１１では、不要な出力成
分である高調波成分のエネルギー分だけ増幅効率が低下
していた。By the way, in the conventional frequency converter, the harmonic component of the LO signal is removed by using the filter 12 having good characteristics in order to prevent the harmonic component from being mixed into the LO signal input to the mixer. I needed to. Further, in the amplifier 11 for amplifying the LO signal, the amplification efficiency has been reduced by the energy of the harmonic component which is an unnecessary output component.
【０００５】本発明は、ミキサへ入力されるＬＯ信号の
２次高調波成分を抑圧し、ＬＯ信号を増幅する増幅器の
高効率化を図ることができる周波数変換器を提供するこ
とを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a frequency converter capable of suppressing a second harmonic component of an LO signal input to a mixer and improving the efficiency of an amplifier for amplifying the LO signal. .
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の周波数
変換器の基本構成を示す。図において、ＬＯ信号供給手
段１は、所定の電力のＬＯ信号を出力する。例えば、Ｌ
Ｏ信号発生器から出力されるＬＯ信号を増幅器で増幅し
て出力する。このＬＯ信号は、第１の電力分配器２で同
相かつ同振幅で２分岐され、２次高調波抑圧手段３の２
つの入力ポートにそれぞれ入力される。FIG. 1 shows a basic configuration of a frequency converter according to the present invention. In the figure, an LO signal supply means 1 outputs a LO signal of a predetermined power. For example, L
The LO signal output from the O signal generator is amplified by an amplifier and output. This LO signal is divided into two by the first power divider 2 with the same phase and the same amplitude.
Input to each of the two input ports.
【０００７】２次高調波抑圧手段３では、各入力ポート
のＬＯ信号のＬＯ周波数成分を、それぞれ２つの出力ポ
ートに位相差90度（入力ポートからみて90度と 180度の
位相）で分配する。これにより、各出力ポートでは、Ｌ
Ｏ信号のＬＯ周波数成分が入力ポートからみて共に 135
度の位相となり、同相で出力される。一方、ＬＯ信号の
２次高調波成分は、それぞれ２つの出力ポートに位相差
180度（入力ポートからみて 180度と０度の位相）で分
配される。これにより、各出力ポートでは、ＬＯ信号の
２次高調波成分が逆相になり、抑圧されて出力されな
い。The second harmonic suppression means 3 distributes the LO frequency component of the LO signal at each input port to two output ports with a phase difference of 90 degrees (a phase of 90 degrees and 180 degrees when viewed from the input ports). . Thereby, at each output port, L
The LO frequency components of the O signal are both 135
And output in phase. On the other hand, the second harmonic component of the LO signal has a phase difference between two output ports.
It is distributed at 180 degrees (the phase of 180 degrees and 0 degrees when viewed from the input port). As a result, at each output port, the second harmonic component of the LO signal has an opposite phase, is suppressed, and is not output.
【０００８】２次高調波抑圧手段３の各出力ポートから
出力された同相のＬＯ信号は、ミキサ４−１，４−２に
入力され、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信
号と乗算される。The in-phase LO signals output from each output port of the second harmonic suppression means 3 are input to mixers 4-1 and 4-2, where they are multiplied by a first input signal and a second input signal, respectively. Is done.
【０００９】２次高調波抑圧手段３としては、２分岐さ
れたＬＯ信号を互いにアイソレーション関係にある２つ
のポートに入力し、他の２つのポートから出力するブラ
ンチライン型ハイブリッドを用いることができる。As the second harmonic suppression means 3, a branch line type hybrid that inputs two branched LO signals to two ports in isolation from each other and outputs from two other ports can be used. .
【００１０】ここで、ＬＯ信号を10ＧHzとし、第１の電
力分配器２の入力ポートをポート１、ブランチライン型
ハイブリッドの２つの出力ポートをポート２，３として
Ｓパラメータを計算した結果を図２に示す。Here, FIG. 2 shows the result of calculating the S parameters by setting the LO signal to 10 GHz, setting the input port of the first power distributor 2 to port 1 and the two output ports of the branch line type hybrid to ports 2 and 3. Shown in
【００１１】Ｓ21およびＳ31は、強度および位相ともに
重なっており、基本波（10ＧHz）成分は同相（ポート１
からみて 135度）かつ同振幅（−３dB）で２分岐されて
いることがわかる。なお、この振幅値は、２分岐されて
も損失がないことを示している。また、２次高調波（20
ＧHz）成分は、ポート２，３でそれぞれ逆相で合成され
るために、−120 dB程度（図２外）になってほとんど出
力されないことがわかる。S21 and S31 overlap in both intensity and phase, and the fundamental (10 GHz) component is in phase (port 1).
It can be seen that the signal is divided into two (135 degrees) and the same amplitude (-3 dB). This amplitude value indicates that there is no loss even if the signal is branched into two. In addition, the second harmonic (20
It can be seen that, since the (GHz) component is synthesized in the opposite phases at the ports 2 and 3, respectively, it becomes about -120 dB (outside of FIG. 2) and is hardly output.
【００１２】また、ＬＯ信号を増幅する増幅器からみる
と、２次高調波成分に対して負荷インピーダンスがショ
ート条件となる。したがって、反射して戻ってくる２次
高調波成分の位相を調整して増幅器に入力させることに
より、２次高調波成分のエネルギー分だけ増幅器の効率
を高くすることができる。なお、２次高調波成分は、最
も電力レベルが大きい不要波であるのでその効果は大き
い。Further, from the viewpoint of the amplifier for amplifying the LO signal, the load impedance is short-circuited with respect to the second harmonic component. Therefore, by adjusting the phase of the reflected second-order harmonic component and inputting it to the amplifier, the efficiency of the amplifier can be increased by the energy of the second-order harmonic component. Since the second harmonic component is an unnecessary wave having the highest power level, the effect is large.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】 （第１の実施形態…請求項１，５，７）図３は、本発明
の周波数変換器の第１の実施形態を示す。FIG. 3 shows a first preferred embodiment of a frequency converter according to the present invention.
【００１４】図において、ＬＯ信号発生器１０から出力
されたＬＯ信号は、増幅器１１で増幅され、さらに移相
器１３を介して電力分配器２に入力される。電力分配器
２は、入力されるＬＯ信号を同相かつ同振幅で２分岐
し、それぞれブランチライン型ハイブリッド３０の２つ
の入力ポートに入力する。ブランチライン型ハイブリッ
ド３０の２つの出力ポートから出力されるＬＯ信号は、
それぞれミキサ４−１，４−２に入力される。一方、第
１の入力信号および第２の入力信号がそれぞれミキサ４
−１，４−２に入力される。ミキサ４−１，４−２は、
それぞれＬＯ信号と入力信号とを乗算した第１の出力信
号および第２の出力信号を出力する。In FIG. 1, an LO signal output from an LO signal generator 10 is amplified by an amplifier 11 and further input to a power distributor 2 via a phase shifter 13. The power divider 2 divides the input LO signal into two signals having the same phase and the same amplitude, and inputs the signals to two input ports of the branch line type hybrid 30, respectively. The LO signals output from the two output ports of the branch line type hybrid 30 are:
These are input to the mixers 4-1 and 4-2, respectively. On the other hand, the first input signal and the second input signal
-1 and 4-2 are input. The mixers 4-1 and 4-2 are
A first output signal and a second output signal obtained by multiplying the LO signal by the input signal are output.
【００１５】ここで、ブランチライン型ハイブリッド３
０の２つの出力ポートからは、上述したようにＬＯ信号
が同相かつ同振幅で出力されミキサ４−１，４−２に入
力される。また、ＬＯ信号の２次高調波成分は出力され
ない。さらに、増幅器１１からみた２次高調波成分に対
する負荷インピーダンスがショート条件となるので、増
幅器１１に戻ってくる２次高調波成分の位相が 180度回
転するように移相器１３で調整することにより、２次高
調波成分のエネルギー分だけ増幅器１１の効率が高くな
る。Here, the branch line type hybrid 3
From the two output ports 0, the LO signal is output with the same phase and the same amplitude as described above, and is input to the mixers 4-1 and 4-2. Also, the second harmonic component of the LO signal is not output. Further, since the load impedance with respect to the second harmonic component viewed from the amplifier 11 becomes a short condition, the phase shifter 13 adjusts the phase of the second harmonic component returning to the amplifier 11 so as to rotate by 180 degrees. The efficiency of the amplifier 11 is increased by the energy of the second harmonic component.
【００１６】なお、本実施形態の構成は、２つの入力信
号をそれぞれ独立して処理することができるので、例え
ばミキサ４−１をアップコンバータとして、ミキサ４−
２のダウンコンバータとして用い、送受信両用の周波数
変換器を構成することができる。In the configuration of this embodiment, two input signals can be processed independently of each other. For example, the mixer 4-1 is used as an up-converter and the mixer 4-
2 can be used as a downconverter to constitute a frequency converter for both transmission and reception.
【００１７】（第２の実施形態…請求項２，５，７）図
４は、本発明の周波数変換器の第２の実施形態を示す。
本実施形態の特徴は、第１の実施形態の構成に、入力信
号を位相差βかつ同振幅で２分岐する電力分配器５を配
置し、２つの入力信号をそれぞれミキサ４−１，４−２
に入力するところにある。これにより、１つの入力信号
から２つの出力信号が得られる周波数変換器を構成する
ことができる。FIG. 4 shows a frequency converter according to a second embodiment of the present invention.
The feature of the present embodiment is that a power divider 5 that splits an input signal into two with a phase difference β and the same amplitude is arranged in the configuration of the first embodiment, and the two input signals are mixed by mixers 4-1 and 4-1, respectively. 2
Where to enter. Thereby, a frequency converter that can obtain two output signals from one input signal can be configured.
【００１８】（第３の実施形態…請求項３，５，７）図
５は、本発明の周波数変換器の第３の実施形態を示す。
本実施形態の特徴は、第１の実施形態の構成に、ミキサ
４−１，４−２の出力信号を位相差γかつ同振幅で合成
する電力合成器６を配置するところにある。これによ
り、２つの入力信号を合成した出力信号が得られる周波
数変換器を構成することができる。FIG. 5 shows a frequency converter according to a third embodiment of the present invention.
The feature of this embodiment lies in that a power combiner 6 for combining output signals of the mixers 4-1 and 4-2 with the same phase difference γ and the same amplitude is arranged in the configuration of the first embodiment. Thus, a frequency converter that can obtain an output signal obtained by combining two input signals can be configured.
【００１９】（第４の実施形態…請求項２，３，５，
７）図６は、本発明の周波数変換器の第４の実施形態を
示す。本実施形態の特徴は、第１の実施形態の構成に、
入力信号を位相差βかつ同振幅で２分岐する電力分配器
５を配置し、２つの入力信号をそれぞれミキサ４−１，
４−２に入力し、さらにミキサ４−１，４−２の出力信
号を位相差γかつ同振幅で合成する電力合成器６を配置
するところにある。(Fourth Embodiment: Claims 2, 3, 5, 5)
7) FIG. 6 shows a fourth embodiment of the frequency converter according to the present invention. The features of the present embodiment are as follows:
A power splitter 5 for splitting an input signal into two with a phase difference β and the same amplitude is arranged, and the two input signals are respectively divided into mixers 4-1 and 4-1.
4-2, and a power combiner 6 for combining output signals of the mixers 4-1 and 4-2 with the same phase difference γ and the same amplitude.
【００２０】本実施形態では、例えば β＋γ＝２ｎπ かつ −β＋γ＝(2ｎ＋1)π または、 β＋γ＝(2ｎ＋1)π かつ −β＋γ＝２ｎπ を満たすようにβ、γを設定すれば、イメージ周波数成
分を抑圧することができる（ｎは整数）。また、ＬＯ信
号に対して、 γ＝(2ｎ＋1)π のように設定すれば、ＬＯ周波数成分を抑圧することが
できる。In this embodiment, if β and γ are set so as to satisfy, for example, β + γ = 2nπ and −β + γ = (2n + 1) π or β + γ = (2n + 1) π and −β + γ = 2nπ, the image frequency component is suppressed. (N is an integer). Further, by setting γ = (2n + 1) π for the LO signal, the LO frequency component can be suppressed.
【００２１】（第５の実施形態…請求項４，５，７）図
７は、本発明の周波数変換器の第５の実施形態を示す。
本実施形態の特徴は、第４の実施形態の構成において、
電力分配器５の代わりに電力分配／合成器７−１を用
い、電力合成器６の代わりに電力分配／合成器７−２を
用い、ミキサ４−１，４−２として双方向性のものを用
いるところにある。これにより、送受信両用の周波数変
換器を構成することができる。FIG. 7 shows a frequency converter according to a fifth embodiment of the present invention.
The feature of this embodiment is that, in the configuration of the fourth embodiment,
A power distributor / combiner 7-1 is used in place of the power distributor 5, a power distributor / combiner 7-2 is used in place of the power combiner 6, and bidirectional mixers 4-1 and 4-2 are used. There is a place to use. Thereby, a frequency converter for both transmission and reception can be configured.
【００２２】（第６の実施形態…請求項２，３，５，
８）図８は、本発明の周波数変換器の第６の実施形態を
示す。本実施形態の特徴は、第４の実施形態の構成にお
いて、ＬＯ信号発生器１０から出力されたＬＯ信号を電
力分配手段２で同相かつ同振幅で２分岐し、それぞれの
ＬＯ信号を特性の揃った増幅器１１−１，１１−２で増
幅し、移相器１３−１，１３−２を介してブランチライ
ン型ハイブリッド３０の２つの入力ポートに入力すると
ころにある。なお、本実施形態の構成は、第１〜第３の
実施形態および第５の実施形態の構成にも適用すること
ができる。(Sixth Embodiment: Claims 2, 3, 5, 5)
8) FIG. 8 shows a sixth embodiment of the frequency converter according to the present invention. The feature of this embodiment is that, in the configuration of the fourth embodiment, the LO signal output from the LO signal generator 10 is divided into two by the power distribution means 2 with the same phase and the same amplitude, and the respective LO signals have the same characteristics. Amplified by the amplifiers 11-1 and 11-2 and input to the two input ports of the branch line type hybrid 30 via the phase shifters 13-1 and 13-2. Note that the configuration of the present embodiment can be applied to the configurations of the first to third embodiments and the fifth embodiment.
【００２３】（他の実施形態…請求項６）本発明の周波
数変換器における２次高調波抑圧手段３は、ブランチラ
イン型ハイブリッド３０に限らず、ＬＯ信号のＬＯ周波
数成分を位相差90度で２つの出力ポートに分配し、ＬＯ
信号の２次高調波成分を位相差 180度で２つの出力ポー
トに分配する方向性結合器であれば、どのような構成の
ものでもよい。(Other Embodiments: Claim 6) The second harmonic suppression means 3 in the frequency converter of the present invention is not limited to the branch line type hybrid 30, but converts the LO frequency component of the LO signal into a phase difference of 90 degrees. Distributed to two output ports,
Any configuration is possible as long as it is a directional coupler that distributes the second harmonic component of the signal to the two output ports with a phase difference of 180 degrees.
【００２４】[0024]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数変
換器は、ＬＯ信号のＬＯ周波数成分については同相かつ
同振幅で、さらに損失なく複数のミキサに入力させるこ
とができるとともに、通常は最も電力レベルが大きい不
要波成分である２次高調波成分を抑圧してミキサに入力
することができる。これにより、従来用いていた２次高
調波成分を抑圧するためのフィルタを削減または簡単な
ものにすることができる。As described above, the frequency converter of the present invention can input the LO frequency component of the LO signal to a plurality of mixers with the same phase and the same amplitude and without any loss, and usually the most. The second harmonic component, which is an unnecessary wave component having a large power level, can be suppressed and input to the mixer. As a result, it is possible to reduce or simplify the filter used to suppress the second harmonic component used conventionally.
【００２５】ここで、従来の周波数変換器（フィルタな
し）のミキサに入力されるＬＯ信号と、本発明の周波数
変換器のミキサに入力されるＬＯ信号のシミュレーショ
ン結果を図９(a),(b) に示す。ＬＯ信号を10ＧHzとし、
増幅器は効率の高い非線形領域で動作させた場合のもの
である。従来構成では基本波（10ＧHz）が 7.7dBｍ、２
次高調波（20ＧHz）が−8.1 dBｍとなり、本発明構成で
は２次高調波が基本波に対して 120dBｍ以上も抑圧され
ていることがわかる。Here, simulation results of the LO signal input to the mixer of the conventional frequency converter (without a filter) and the LO signal input to the mixer of the frequency converter of the present invention are shown in FIGS. See b). LO signal is 10GHz,
The amplifier operates in a highly efficient nonlinear region. In the conventional configuration, the fundamental wave (10 GHz) is 7.7 dBm, 2
It can be seen that the second harmonic (20 GHz) is -8.1 dBm, and in the configuration of the present invention, the second harmonic is suppressed by 120 dBm or more with respect to the fundamental wave.
【００２６】このＬＯ信号と、入力信号(200ＭHz、−20
dBｍ）を偶高調波ミキサに入力した場合のミキサ出力の
シミュレーション結果を図１０(a),(b) に示す。従来構
成では、不要波が出力信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）に近い出
力レベルで出力されることがわかる。一方、本発明構成
では、不要波が出力信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）に比べて十
分に抑圧されていることがわかる。The LO signal and the input signal (200 MHz, -20
10 (a) and 10 (b) show simulation results of mixer output when dBm) is input to the even harmonic mixer. In the conventional configuration, it can be seen that the unnecessary wave is output at an output level close to the output signal (USB, LSB). On the other hand, in the configuration of the present invention, it can be seen that unnecessary waves are sufficiently suppressed as compared with the output signals (USB, LSB).
【００２７】また、本発明の周波数変換器では、ＬＯ信
号を増幅する増幅器からみて、通常は出力成分の中で最
も電力レベルの大きい不要波成分である２次高調波成分
に対する負荷インピーダンスがショート条件となるの
で、ＬＯ信号を増幅する増幅器の高効率化を図ることが
できる。Further, in the frequency converter of the present invention, when viewed from the amplifier for amplifying the LO signal, the load impedance with respect to the second harmonic component, which is an unnecessary wave component having the highest power level among the output components, is normally short-circuited. Therefore, the efficiency of the amplifier for amplifying the LO signal can be improved.
【図１】本発明の周波数変換器の基本構成を示すブロッ
ク図。FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a frequency converter according to the present invention.
【図２】ブランチライン型ハイブリッドの機能を確認す
るシミュレーション結果を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a simulation result for confirming a function of a branch line type hybrid.
【図３】本発明の周波数変換器の第１の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 3 is a block diagram showing a first embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図４】本発明の周波数変換器の第２の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図５】本発明の周波数変換器の第３の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図６】本発明の周波数変換器の第４の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図７】本発明の周波数変換器の第５の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 7 is a block diagram showing a fifth embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図８】本発明の周波数変換器の第６の実施形態を示す
ブロック図。FIG. 8 is a block diagram showing a sixth embodiment of the frequency converter according to the present invention.
【図９】周波数変換器のミキサに入力されるＬＯ信号の
状態を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a state of an LO signal input to a mixer of the frequency converter.
【図１０】周波数変換器の出力信号の状態を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a state of an output signal of a frequency converter.
【図１１】従来の周波数変換器の構成例を示すブロック
図。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a conventional frequency converter.
１ ＬＯ信号供給手段 ２ 電力分配器（同相・同振幅） ３ ２次高調波抑圧手段 ４ ミキサ ５ 電力分配器 ６ 電力合成器 ７ 電力分配／合成器 １０ ＬＯ信号発生器 １１ 増幅器 １２ フィルタ １３ 移相器 ３０ ブランチライン型ハイブリッド REFERENCE SIGNS LIST 1 LO signal supply means 2 Power divider (in-phase / same amplitude) 3 Second harmonic suppression means 4 Mixer 5 Power divider 6 Power combiner 7 Power divider / combiner 10 LO signal generator 11 Amplifier 12 Filter 13 Phase shift Container 30 Branch line type hybrid
Claims (8)
う）を所定の電力で出力するＬＯ信号供給手段と、 前記ＬＯ信号を同相かつ同振幅で２分岐する第１の電力
分配手段と、 前記第１の電力分配手段で２分岐されたＬＯ信号を２つ
の入力ポートに入力し、各入力ポートのＬＯ信号のＬＯ
周波数成分をそれぞれ２つの出力ポートに位相差90度で
分配して各出力ポートから同相で出力し、ＬＯ信号の２
次高調波成分をそれぞれ２つの出力ポートに位相差 180
度で分配して抑圧する２次高調波抑圧手段と、 前記２次高調波抑圧手段の一方の出力ポートから出力さ
れたＬＯ信号と、第１の入力信号とを乗算して出力する
第１のミキサと、 前記２次高調波抑圧手段の他方の出力ポートから出力さ
れたＬＯ信号と、第２の入力信号とを乗算して出力する
第２のミキサとを備えたことを特徴とする周波数変換
器。An LO signal supply unit that outputs a local signal (hereinafter, referred to as an “LO signal”) with a predetermined power; a first power distribution unit that branches the LO signal into two with the same phase and the same amplitude; The LO signal branched into two by the first power distribution means is input to two input ports, and the LO signal of each input port
The frequency components are distributed to two output ports with a phase difference of 90 degrees, and output from each output port in the same phase.
180 degree phase difference between the 2nd harmonic components to 2 output ports
Second harmonic suppressing means for distributing and suppressing by a degree, a first signal for multiplying an LO signal output from one output port of the second harmonic suppressing means and a first input signal and outputting the result. Frequency conversion, comprising: a mixer; and a second mixer that multiplies the LO signal output from the other output port of the second harmonic suppression means with a second input signal and outputs the result. vessel.
て、 入力信号を２分岐し、第１の入力信号および第２の入力
信号を出力する第２の電力分配手段を備えたことを特徴
とする周波数変換器。2. The frequency converter according to claim 1, further comprising a second power distribution unit that splits an input signal into two, and outputs a first input signal and a second input signal. Frequency converter.
て、 第１のミキサおよび第２のミキサの出力信号を合成して
出力する電力合成手段を備えたことを特徴とする周波数
変換器。3. The frequency converter according to claim 1, further comprising a power combining unit that combines and outputs output signals of the first mixer and the second mixer.
変換器において、 第２の電力分配手段および電力合成手段は、それぞれ信
号の入力方向に応じて分配または合成して出力する電力
分配／合成手段を用い、 第１のミキサおよび第２のミキサは、双方向性のあるミ
キサを用いることを特徴とする周波数変換器。4. The frequency converter according to claim 2, wherein the second power distribution unit and the power combining unit distribute or combine the signals in accordance with the input direction of the signal and output the divided signals. A frequency converter using a combining means, wherein the first mixer and the second mixer use a bidirectional mixer.
て、 ２次高調波抑圧手段は、第１の電力分配手段で２分岐さ
れたＬＯ信号を互いにアイソレーション関係にある２つ
のポートに入力し、他の２つのポートから出力するブラ
ンチライン型ハイブリッドであることを特徴とする周波
数変換器。5. The frequency converter according to claim 1, wherein the second harmonic suppressing means inputs the LO signals branched into two by the first power distribution means to two ports having an isolation relationship with each other. , A branch line hybrid that outputs from the other two ports.
て、 ２次高調波抑圧手段は、ＬＯ信号のＬＯ周波数成分を位
相差90度で２つの出力ポートに分配し、ＬＯ信号の２次
高調波成分を位相差 180度で２つの出力ポートに分配す
る方向性結合器であることを特徴とする周波数変換器。6. The frequency converter according to claim 1, wherein the second-harmonic suppressing means distributes the LO frequency component of the LO signal to two output ports with a phase difference of 90 degrees, and outputs the second harmonic of the LO signal. A frequency converter characterized by being a directional coupler that distributes a wave component to two output ports with a phase difference of 180 degrees.
て、 ＬＯ信号供給手段は、ＬＯ信号発生器と、ＬＯ信号発生
器から出力されたＬＯ信号を増幅する増幅器とにより構
成されたことを特徴とする周波数変換器。7. The frequency converter according to claim 1, wherein the LO signal supply means includes an LO signal generator and an amplifier for amplifying the LO signal output from the LO signal generator. And a frequency converter.
て、 ＬＯ信号発生器から出力されたＬＯ信号を第１の電力分
配手段で同相かつ同振幅で２分岐し、それぞれのＬＯ信
号を特性の揃った増幅器で増幅して２次高調波抑圧手段
の２つの入力ポートに入力する構成であることを特徴と
する周波数変換器。8. The frequency converter according to claim 7, wherein the LO signal output from the LO signal generator is divided into two by the first power distribution means with the same phase and the same amplitude, and each LO signal has a characteristic. A frequency converter characterized in that it is configured to amplify with a uniformed amplifier and to input the amplified signal to two input ports of a second harmonic suppression means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15673397A JP3566500B2 (en) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15673397A JP3566500B2 (en) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Frequency converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH114122A true JPH114122A (en) | 1999-01-06 |
| JP3566500B2 JP3566500B2 (en) | 2004-09-15 |
Family
ID=15634143
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15673397A Expired - Fee Related JP3566500B2 (en) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | Frequency converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3566500B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100687012B1 (en) | 2006-02-14 | 2007-02-26 | 삼성전자주식회사 | Device and mehtod of frequency transformation and receiver including the same |
| JP2009159382A (en) * | 2007-12-27 | 2009-07-16 | Nec Corp | Image cancellation type mixer circuit, transmitter and image cancellation method |
| JP2010226191A (en) * | 2009-03-19 | 2010-10-07 | Anritsu Corp | Frequency converter |
| US11894867B2 (en) | 2021-05-20 | 2024-02-06 | Fujitsu Limited | Transmission device and electronic device |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10057093B2 (en) | 2016-06-29 | 2018-08-21 | International Business Machines Corporation | Using common mode local oscillator termination in single-ended commutating circuits for conversion gain improvement |
-
1997
- 1997-06-13 JP JP15673397A patent/JP3566500B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100687012B1 (en) | 2006-02-14 | 2007-02-26 | 삼성전자주식회사 | Device and mehtod of frequency transformation and receiver including the same |
| JP2009159382A (en) * | 2007-12-27 | 2009-07-16 | Nec Corp | Image cancellation type mixer circuit, transmitter and image cancellation method |
| JP2010226191A (en) * | 2009-03-19 | 2010-10-07 | Anritsu Corp | Frequency converter |
| US11894867B2 (en) | 2021-05-20 | 2024-02-06 | Fujitsu Limited | Transmission device and electronic device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3566500B2 (en) | 2004-09-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100342783B1 (en) | Predistortion linearizer | |
| JPH02114706A (en) | Method and apparatus for generating amplitude-modulated isb signal | |
| EP1475887A2 (en) | Multiport amplifying apparatus using digital quadrature baseband hybrid circuit for each hybrid in input hybrid network | |
| US6539202B1 (en) | Interference canceling device | |
| US20070111679A1 (en) | Method and apparatus for vector signal processing | |
| JP3566500B2 (en) | Frequency converter | |
| US4607229A (en) | Phase shifter | |
| JP2988277B2 (en) | Image suppression mixer circuit | |
| JP2010016829A (en) | Reconfigurable heterodyne mixer and configuration method | |
| JP2007180621A (en) | Frequency converter and frequency conversion method | |
| JPH10303650A (en) | Frequency converter | |
| JPH0846459A (en) | Microwave amplifier circuit | |
| KR100377915B1 (en) | Apparatus for mixing frequency in a RF Transceiver | |
| JP3268574B2 (en) | Frequency converter | |
| KR100371531B1 (en) | Feedforward linear power amplifier using error feedback | |
| JP2001244752A (en) | Distortion compensating circuit | |
| JP2531663B2 (en) | Traveling wave tube amplifier circuit | |
| JPH08204460A (en) | Frequency converter | |
| KR100228017B1 (en) | Multi-signal coupling system for minimizing distortion | |
| JPWO2009044451A1 (en) | Image rejection mixer and wireless device | |
| JP3271400B2 (en) | Antenna circuit | |
| JP5047307B2 (en) | Frequency converter and transmitter using the same | |
| JP3268575B2 (en) | Frequency converter | |
| KR100991691B1 (en) | Transmitter for reducing harmonics and inter-modulation distortion, and signal process method the same | |
| KR20120028808A (en) | Apparatus for mixing frequency |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040608 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040610 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 5 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090618 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |