JPH1141134A - 可変レート無線機 - Google Patents
可変レート無線機Info
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- JPH1141134A JPH1141134A JP9189871A JP18987197A JPH1141134A JP H1141134 A JPH1141134 A JP H1141134A JP 9189871 A JP9189871 A JP 9189871A JP 18987197 A JP18987197 A JP 18987197A JP H1141134 A JPH1141134 A JP H1141134A
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- transmission
- signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 可変レート伝送方式の無線機の小形化および
低価格化を図る。 【解決手段】 可変レート無線機において、送信系は、
第１の発振器（１stＬＯ）の発振周波数信号および第２
の発振器（２ndＬＯ）の発振周波数信号を基に乗算器
（ＭＩＸ１）と加算器（ＡＤＤ）にて送信用のローカル
信号を生成し、直交変調器にて、送信系ローカル信号か
らベースバンド信号を送信周波数帯域に直接変換する。
また、受信系は従来のヘテロダイン方式を用いて構成
し、ＲＦ信号から周波数変換された中間周波数信号の帯
域制限を行うフィルタの通過帯域を可変レート伝送の最
大周波数帯域幅にすることを特徴とする。これにより、
送信系および受信系ともにＩＦ段の可変フィルタ又はそ
の一部を排除でき、小形で安価な可変レート無線機を実
現できる。
低価格化を図る。 【解決手段】 可変レート無線機において、送信系は、
第１の発振器（１stＬＯ）の発振周波数信号および第２
の発振器（２ndＬＯ）の発振周波数信号を基に乗算器
（ＭＩＸ１）と加算器（ＡＤＤ）にて送信用のローカル
信号を生成し、直交変調器にて、送信系ローカル信号か
らベースバンド信号を送信周波数帯域に直接変換する。
また、受信系は従来のヘテロダイン方式を用いて構成
し、ＲＦ信号から周波数変換された中間周波数信号の帯
域制限を行うフィルタの通過帯域を可変レート伝送の最
大周波数帯域幅にすることを特徴とする。これにより、
送信系および受信系ともにＩＦ段の可変フィルタ又はそ
の一部を排除でき、小形で安価な可変レート無線機を実
現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯無線機等の無
線機に係り、特に送受信信号の伝送レートを可変可能な
無線通信システムに利用される可変レート無線機に関す
る。
線機に係り、特に送受信信号の伝送レートを可変可能な
無線通信システムに利用される可変レート無線機に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＰＨＳや携帯電話に代表される移
動無線機の加入者が増大している。これに伴い、これま
で割り当てられてきた周波数では対応しきれなくなって
きており、周波数利用効率の向上が強く望まれてきてい
る。周波数利用効率を高める技術の一つに、情報量に適
応した可変レート伝送方式が挙げられる。
動無線機の加入者が増大している。これに伴い、これま
で割り当てられてきた周波数では対応しきれなくなって
きており、周波数利用効率の向上が強く望まれてきてい
る。周波数利用効率を高める技術の一つに、情報量に適
応した可変レート伝送方式が挙げられる。
【０００３】可変レート伝送には、音声およびデータ信
号等のベースバンド信号とアンテナから放射されるＲＦ
（Radio Frequency ）信号間を直接変復調するダイレク
ト変換方式が望まれる。なぜならば、伝送レートにより
周波数特性を可変とするフィルタは一般に製造しにく
く、ダイレクト変換方式はヘテロダイン方式に比べフィ
ルタの数が少なくて済むためである。さらに、ダイレク
ト変換方式で必要となる可変フィルタは一般に製造が容
易とされるベースバンド用の可変フィルタのみとするこ
とが可能である。
号等のベースバンド信号とアンテナから放射されるＲＦ
（Radio Frequency ）信号間を直接変復調するダイレク
ト変換方式が望まれる。なぜならば、伝送レートにより
周波数特性を可変とするフィルタは一般に製造しにく
く、ダイレクト変換方式はヘテロダイン方式に比べフィ
ルタの数が少なくて済むためである。さらに、ダイレク
ト変換方式で必要となる可変フィルタは一般に製造が容
易とされるベースバンド用の可変フィルタのみとするこ
とが可能である。
【０００４】しかしながら、可変フィルタ以外の項目に
ついては、へテロダイン方式の無線機に比べ、ダイレク
ト変換方式を用いた無線機の実現は難しい。これを以下
に説明する。
ついては、へテロダイン方式の無線機に比べ、ダイレク
ト変換方式を用いた無線機の実現は難しい。これを以下
に説明する。
【０００５】ダイレクト変換方式をとった送信系は、ロ
ーカル発振周波数とＲＦ信号が同じ周波数であるため、
ローカル発振器に対するＲＦ出力信号の干渉が起こる。
つまり、ローカル発振器の発振信号に被変調信号が付加
されてしまう。これにより、ＲＦ信号の変調精度等が大
きく劣化する。ローカル信号発振器への干渉を小さくす
るには、図１１に示すように、ローカル信号１stＬＯお
よび２ndＬＯを２つ用意し、これらの周波数を加算また
は減算したものを送信する周波数とする方式がある。こ
の方式をとると、発振器への干渉は小さくなるので変調
精度等の劣化は小さくなる。しかしながら、この方式
は、送信するローカル周波数を得るために、ローカル信
号系がへテロダイン方式をとっているので、通常のへテ
ロダイン方式に比べダイレクト方式の利点である部品点
数削減の点で優位性はない。
ーカル発振周波数とＲＦ信号が同じ周波数であるため、
ローカル発振器に対するＲＦ出力信号の干渉が起こる。
つまり、ローカル発振器の発振信号に被変調信号が付加
されてしまう。これにより、ＲＦ信号の変調精度等が大
きく劣化する。ローカル信号発振器への干渉を小さくす
るには、図１１に示すように、ローカル信号１stＬＯお
よび２ndＬＯを２つ用意し、これらの周波数を加算また
は減算したものを送信する周波数とする方式がある。こ
の方式をとると、発振器への干渉は小さくなるので変調
精度等の劣化は小さくなる。しかしながら、この方式
は、送信するローカル周波数を得るために、ローカル信
号系がへテロダイン方式をとっているので、通常のへテ
ロダイン方式に比べダイレクト方式の利点である部品点
数削減の点で優位性はない。
【０００６】一方、ダイレクト変換受信系においては、
周波数変換器の２次歪みおよび周波数変換器またはベー
スバンド増幅器で発生する直流オフセットが受信特性を
劣化させることが知られている。したがって、一般の無
線機は送受信ともにへテロダイン方式をとっている。
周波数変換器の２次歪みおよび周波数変換器またはベー
スバンド増幅器で発生する直流オフセットが受信特性を
劣化させることが知られている。したがって、一般の無
線機は送受信ともにへテロダイン方式をとっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに送受信系ともにヘテロダイン方式を用いて実現した
可変レート無線機では、送受信系ともにベースバンドの
可変フィルタのほかに中間周波数段の可変フィルタが必
要となる。このＩＦ段可変フィルタは製造が難しく、一
般に容積が大きくなる欠点や製造価格が高くなる等の問
題がある。
うに送受信系ともにヘテロダイン方式を用いて実現した
可変レート無線機では、送受信系ともにベースバンドの
可変フィルタのほかに中間周波数段の可変フィルタが必
要となる。このＩＦ段可変フィルタは製造が難しく、一
般に容積が大きくなる欠点や製造価格が高くなる等の問
題がある。
【０００８】本発明はこのような課題を解決するための
もので、送信系および受信系ともにＩＦ段の可変フィル
タを排除でき、以て小形で安価な可変レート無線機を実
現することを目的としている。
もので、送信系および受信系ともにＩＦ段の可変フィル
タを排除でき、以て小形で安価な可変レート無線機を実
現することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の可変レート無線機は、送受信信号の伝送レ
ートが可変である無線機において、第１の周波数信号を
発振する第１の発振器と、第２の周波数信号を発振する
第２の発振器と、前記第１および第２の周波数信号の周
波数を乗算して送信用ローカル信号を生成する乗算器
と、前記生成された送信用ローカル信号によりベースバ
ンド信号を送信周波数帯に直接変換する直交変調器と、
前記第１の周波数信号により受信信号を中間周波数信号
に変換する周波数変換器と、可変伝送レートの最大周波
数帯域を通過帯域として有し、前記周波数変換器より出
力された中間周波数信号の帯域制限を行う帯域フィルタ
とを有することを特徴とする。
に、本発明の可変レート無線機は、送受信信号の伝送レ
ートが可変である無線機において、第１の周波数信号を
発振する第１の発振器と、第２の周波数信号を発振する
第２の発振器と、前記第１および第２の周波数信号の周
波数を乗算して送信用ローカル信号を生成する乗算器
と、前記生成された送信用ローカル信号によりベースバ
ンド信号を送信周波数帯に直接変換する直交変調器と、
前記第１の周波数信号により受信信号を中間周波数信号
に変換する周波数変換器と、可変伝送レートの最大周波
数帯域を通過帯域として有し、前記周波数変換器より出
力された中間周波数信号の帯域制限を行う帯域フィルタ
とを有することを特徴とする。
【００１０】すなわち本発明は、送信系において、２つ
のローカル信号から送信用のローカル信号を乗算器で生
成し、直交変調器で当該送信用ローカル信号によりベー
スバンド信号を送信周波数帯に直接変換し、また、受信
系においてはヘテロダイン方式を採用し、中間周波数帯
のフィルタの帯域として可変伝送レートの最大帯域幅を
設定したことにより、送信系および受信系からＩＦ段の
可変フィルタを不要とした簡単な構成の可変レート無線
機を実現できる。
のローカル信号から送信用のローカル信号を乗算器で生
成し、直交変調器で当該送信用ローカル信号によりベー
スバンド信号を送信周波数帯に直接変換し、また、受信
系においてはヘテロダイン方式を採用し、中間周波数帯
のフィルタの帯域として可変伝送レートの最大帯域幅を
設定したことにより、送信系および受信系からＩＦ段の
可変フィルタを不要とした簡単な構成の可変レート無線
機を実現できる。
【００１１】また、受信ＲＦ信号の周波数と、前記第１
の周波数信号の周波数ｆ１との差の絶対値の周波数を
ｆ、前記第２の周波数信号の周波数ｆ２の整数倍の値を
ｎ・ｆ２（但し、ｎは整数、ｆ１＞ｆ２）とした場合、
ｆ＞ｎ・ｆ２またはｆ＜ｎ・ｆ２を満足することによっ
て、送信信号の漏洩を受信部で受信することが避けら
れ、受信性能の向上を図ることができる。
の周波数信号の周波数ｆ１との差の絶対値の周波数を
ｆ、前記第２の周波数信号の周波数ｆ２の整数倍の値を
ｎ・ｆ２（但し、ｎは整数、ｆ１＞ｆ２）とした場合、
ｆ＞ｎ・ｆ２またはｆ＜ｎ・ｆ２を満足することによっ
て、送信信号の漏洩を受信部で受信することが避けら
れ、受信性能の向上を図ることができる。
【００１２】さらに、送信用ベースバンド信号を発生す
るＤ／Ａ変換器のクロック周波数ｆｃｋを伝送帯域の少
なくとも２倍以上とし、Ｄ／Ａ変換器の後段に装備され
るローパスフィルタの通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上か
つｆｃｋの１／２以下とするように、伝送帯域によりそ
れぞれ可変するように構成すること、或いは、クロック
周波数ｆｃｋを伝送帯域の最大周波数の少なくとも２倍
以上とし伝送帯域によらず固定とし、ローパスフィルタ
の通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上かつｆｃｋの１／２以
下とするように伝送帯域により可変するように構成する
ことで、全ての伝送帯域に対し、折り返し歪みを生じる
ことなくベースバンド信号を生成することができる。
るＤ／Ａ変換器のクロック周波数ｆｃｋを伝送帯域の少
なくとも２倍以上とし、Ｄ／Ａ変換器の後段に装備され
るローパスフィルタの通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上か
つｆｃｋの１／２以下とするように、伝送帯域によりそ
れぞれ可変するように構成すること、或いは、クロック
周波数ｆｃｋを伝送帯域の最大周波数の少なくとも２倍
以上とし伝送帯域によらず固定とし、ローパスフィルタ
の通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上かつｆｃｋの１／２以
下とするように伝送帯域により可変するように構成する
ことで、全ての伝送帯域に対し、折り返し歪みを生じる
ことなくベースバンド信号を生成することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明を実施する場合の形
態について図を参照して説明する。
態について図を参照して説明する。
【００１４】図１に本発明の一実施形態である可変レー
ト無線機の送受信部の構成を示す。本実施形態はＦＤＤ
（Furequency Domain Duplex）方式の無線通信システム
を仮定しており、よってアンテナ（ＡＴ）と送信部なら
びに受信部との間にデュプレクサ（ＤＵＰ）が介挿され
ている。
ト無線機の送受信部の構成を示す。本実施形態はＦＤＤ
（Furequency Domain Duplex）方式の無線通信システム
を仮定しており、よってアンテナ（ＡＴ）と送信部なら
びに受信部との間にデュプレクサ（ＤＵＰ）が介挿され
ている。
【００１５】送信系のローカル信号は、シンセサイザを
有する第１の発振器（１stＬＯ）からの周波数信号と第
２の発振器である固定発振器（２ndＬＯ）からの周波数
信号とを乗算器（ＭＩＸ１）にて乗算することによって
生成される。乗算器（ＭＩＸ１）の出力のうち所望のロ
ーカル周波数以外の不要波はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ１）により所定値まで減衰される。
有する第１の発振器（１stＬＯ）からの周波数信号と第
２の発振器である固定発振器（２ndＬＯ）からの周波数
信号とを乗算器（ＭＩＸ１）にて乗算することによって
生成される。乗算器（ＭＩＸ１）の出力のうち所望のロ
ーカル周波数以外の不要波はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ１）により所定値まで減衰される。
【００１６】送信系のベースバンド信号は可変レートに
対応しているため、ベースバンド信号処理部（ＢＢ）内
の図示しないＤ／Ａ変換器のクロック周波数は、ベース
バンド信号の帯域の少なくとも２倍以上の周波数とす
る。Ｄ／Ａ変換器のクロック速度は伝送帯域に応じて変
えてもよいし、伝送帯域の最大帯域の２倍以上に固定し
てもよい。このように構成することで、全ての伝送帯域
に対し、折り返し歪みを生じることなくベースバンド信
号を生成できる。
対応しているため、ベースバンド信号処理部（ＢＢ）内
の図示しないＤ／Ａ変換器のクロック周波数は、ベース
バンド信号の帯域の少なくとも２倍以上の周波数とす
る。Ｄ／Ａ変換器のクロック速度は伝送帯域に応じて変
えてもよいし、伝送帯域の最大帯域の２倍以上に固定し
てもよい。このように構成することで、全ての伝送帯域
に対し、折り返し歪みを生じることなくベースバンド信
号を生成できる。
【００１７】べースバンド信号用のローパスフィルタ
（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）はベースバンド処理部（ＢＢ）
から出力されたベースバンド信号（Ｉｃｈ、Ｑｃｈ）の
高調波成分を除去するものである。これらのローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）はベースバンド信号の伝
送帯域に応じて、折り返し歪みが除去できるように周波
数特性を可変することが可能である。ただし、ベースバ
ンド処理部（ΒＢ）内のＤ／Ａ変換器のクロックが伝送
帯域に拠らず最大伝送レート時に必要な周波数で固定さ
れている場合は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ
２）の特性が最大伝送レートに必要な通過特性に固定さ
れていても問題ない。
（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）はベースバンド処理部（ＢＢ）
から出力されたベースバンド信号（Ｉｃｈ、Ｑｃｈ）の
高調波成分を除去するものである。これらのローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）はベースバンド信号の伝
送帯域に応じて、折り返し歪みが除去できるように周波
数特性を可変することが可能である。ただし、ベースバ
ンド処理部（ΒＢ）内のＤ／Ａ変換器のクロックが伝送
帯域に拠らず最大伝送レート時に必要な周波数で固定さ
れている場合は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ
２）の特性が最大伝送レートに必要な通過特性に固定さ
れていても問題ない。
【００１８】ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）
にて不要な信号が除去されたベースバンド信号（Ｉｃ
ｈ、Ｑｃｈ）は９０度移相器（φ）、ミキサ（ＭＩＸ
２、ＭＩＸ３）および加算器（ＡＤＤ）からなる直交変
調器により所望のＲＦ信号に変換される。図示されてい
ないが、生成されたＲＦ信号は電力増幅器等で増幅され
た後、デュプレクサ（ＤＵＰ）に入力される。
にて不要な信号が除去されたベースバンド信号（Ｉｃ
ｈ、Ｑｃｈ）は９０度移相器（φ）、ミキサ（ＭＩＸ
２、ＭＩＸ３）および加算器（ＡＤＤ）からなる直交変
調器により所望のＲＦ信号に変換される。図示されてい
ないが、生成されたＲＦ信号は電力増幅器等で増幅され
た後、デュプレクサ（ＤＵＰ）に入力される。
【００１９】送信系をこのように構成することで、従来
のヘテロダイン方式の可変レート伝送方式で必要とされ
ていた可変ＩＦフィルタが不要になり、構成を簡単化す
ることができる。したがって、図１１で示した送信系の
構成は可変レート伝送に適用した場合、重要な役割を果
たす。
のヘテロダイン方式の可変レート伝送方式で必要とされ
ていた可変ＩＦフィルタが不要になり、構成を簡単化す
ることができる。したがって、図１１で示した送信系の
構成は可変レート伝送に適用した場合、重要な役割を果
たす。
【００２０】受信系の構成は従来のへテロダイン方式と
同様である。すなわち、イメージ周波数の不要成分を除
去するイメージ除去フィルタ（ＢＰＦ３）を介して得た
ＲＦ信号を、発振器（１stＬＯ）を用いて乗算器（ＭＩ
Ｘ４）によりＩＦ信号に変換する。このＩＦ信号は、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）を通した後、受信用ＩＦ
段フィルタ（ＲＩＦ）に含まれる周波数変換器によりベ
ースバンド信号またはより低周波なＩＦ信号（以下、第
２ＩＦ信号と呼ぶ。）に変換される。第２ＩＦ信号に変
換される場合、第２ＩＦ段に可変フィルタが必要となる
が、ＩＦ段のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）として可
変フィルタを用いなくてよいので全体としての構成は簡
単になり、低価格化が可能となる。
同様である。すなわち、イメージ周波数の不要成分を除
去するイメージ除去フィルタ（ＢＰＦ３）を介して得た
ＲＦ信号を、発振器（１stＬＯ）を用いて乗算器（ＭＩ
Ｘ４）によりＩＦ信号に変換する。このＩＦ信号は、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）を通した後、受信用ＩＦ
段フィルタ（ＲＩＦ）に含まれる周波数変換器によりベ
ースバンド信号またはより低周波なＩＦ信号（以下、第
２ＩＦ信号と呼ぶ。）に変換される。第２ＩＦ信号に変
換される場合、第２ＩＦ段に可変フィルタが必要となる
が、ＩＦ段のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）として可
変フィルタを用いなくてよいので全体としての構成は簡
単になり、低価格化が可能となる。
【００２１】通常のへテロダイン方式の可変レート無線
機において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）はＲＩＦ
ブロックで行われる第２ＩＦ信号の周波数変換用イメー
ジ除去フィルタであるが、本実施形態におけるバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ４）はイメージ除去のみならずチャ
ネル選択機能を持つ。
機において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）はＲＩＦ
ブロックで行われる第２ＩＦ信号の周波数変換用イメー
ジ除去フィルタであるが、本実施形態におけるバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ４）はイメージ除去のみならずチャ
ネル選択機能を持つ。
【００２２】すなわち、図２に示すように、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ４）の通過帯域を可変レートの最大帯
域幅ＢＷmax とした場合、乗算器（ＭＩＸ４）により周
波数変換された所望の信号の中心周波数は、発振器（１
stＬＯ）の周波数を調整することによってバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ４）の中心周波数ｆcenterに合わせるこ
とができる。
フィルタ（ＢＰＦ４）の通過帯域を可変レートの最大帯
域幅ＢＷmax とした場合、乗算器（ＭＩＸ４）により周
波数変換された所望の信号の中心周波数は、発振器（１
stＬＯ）の周波数を調整することによってバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ４）の中心周波数ｆcenterに合わせるこ
とができる。
【００２３】したがって、最大帯域幅で伝送される場
合、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）によって、受信信
号に対するイメージ抑圧が行われるとともにチャネル選
択を行うことができる。
合、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）によって、受信信
号に対するイメージ抑圧が行われるとともにチャネル選
択を行うことができる。
【００２４】最大帯域幅以下で伝送される場合は、これ
までと同様に、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）によっ
て受信信号のイメージ抑圧のみが行われる。この場合、
ＲＩＦブロックまたはＲＩＦブロック後の第２ＩＦ部ま
たはベースバンド部に用意された可変フィルタにてチャ
ネルが選択されることになる。
までと同様に、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）によっ
て受信信号のイメージ抑圧のみが行われる。この場合、
ＲＩＦブロックまたはＲＩＦブロック後の第２ＩＦ部ま
たはベースバンド部に用意された可変フィルタにてチャ
ネルが選択されることになる。
【００２５】このように構成することで、ＩＦ段のバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ４）を伝送レートにより可変す
ることなく無線機を実現できるので、技術的に容易にな
るのみならず、無線機の低価格化を実現できる。
ドパスフィルタ（ＢＰＦ４）を伝送レートにより可変す
ることなく無線機を実現できるので、技術的に容易にな
るのみならず、無線機の低価格化を実現できる。
【００２６】図３は本発明をＴＤＤ（Time Domain Dupl
ex）におけるシステムに適用した場合の、可変レート無
線機の送受信部の他の実施形態の構成を示す図である。
ex）におけるシステムに適用した場合の、可変レート無
線機の送受信部の他の実施形態の構成を示す図である。
【００２７】本実施形態は、先の実施形態におけるデュ
プレクサ（ＤＵＰ）を送受切り替えスイッチ（Ｔ／Ｒ）
に置き換えて構成されたものである。本実施形態の有効
性はＦＤＤの場合に示したものと同じであるので説明は
省く。
プレクサ（ＤＵＰ）を送受切り替えスイッチ（Ｔ／Ｒ）
に置き換えて構成されたものである。本実施形態の有効
性はＦＤＤの場合に示したものと同じであるので説明は
省く。
【００２８】次に、発振器（１stＬＯ）の周波数ｆ１、
発振器（２stＬＯ）の周波数ｆ２、送信周波数ｆＴＸ、
受信周波数ｆＲＸおよびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ
４）の中心周波数ｆcenterの設定の仕方について説明す
る。
発振器（２stＬＯ）の周波数ｆ２、送信周波数ｆＴＸ、
受信周波数ｆＲＸおよびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ
４）の中心周波数ｆcenterの設定の仕方について説明す
る。
【００２９】まず、送信周波数ｆＴＸおよび受信周波数
ｆＲＸが異なる場合について述べる。
ｆＲＸが異なる場合について述べる。
【００３０】図４はｆ１＜ｆＴＸ＜ｆＲＸの場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆＲＸ−ｆ１およびｆ２＝
ｆＴＸ−ｆ１と設定することで、上記無線機が実現でき
る。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆＲＸ−ｆ１およびｆ２＝
ｆＴＸ−ｆ１と設定することで、上記無線機が実現でき
る。
【００３１】図５はｆＴＸ＜ｆＲＸ＜ｆ１の場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ１−ｆＲＸおよびｆ２＝
ｆ１−ｆＴＸと設定することで、上記無線機が実現でき
る。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ１−ｆＲＸおよびｆ２＝
ｆ１−ｆＴＸと設定することで、上記無線機が実現でき
る。
【００３２】図６はｆＲＸ＜ｆＴＸ＜ｆ１の場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ１−ｆＲＸおよびｆ２＝
ｆ１−ｆＴＸと設定することで、上記無線機が実現でき
る。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ１−ｆＲＸおよびｆ２＝
ｆ１−ｆＴＸと設定することで、上記無線機が実現でき
る。
【００３３】図７はｆ１＜ｆＲＸ＜ｆＴＸの場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆＲＸ−ｆ１およびｆ２＝
ｆＴＸ−ｆ１と設定することで、上記無線機が実現でき
る。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆＲＸ−ｆ１およびｆ２＝
ｆＴＸ−ｆ１と設定することで、上記無線機が実現でき
る。
【００３４】次にＰＨＳ等に見られるように送信周波数
ｆＴＸと受信周波数ｆＲＸが同一の場合について述べ
る。
ｆＴＸと受信周波数ｆＲＸが同一の場合について述べ
る。
【００３５】図８はｆ１＜ｆＴＸ＝ｆＲＸの場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ２＝ｆＲＸ（ｆＴＸ）−
ｆ１と設定することで、上記無線機が実現できる。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ２＝ｆＲＸ（ｆＴＸ）−
ｆ１と設定することで、上記無線機が実現できる。
【００３６】図９はｆ１＞ｆＴＸ＝ｆＲＸの場合を示
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ２＝ｆ１−ｆＲＸ（ｆＴ
Ｘ）と設定することで、上記無線機が実現できる。
す。この場合は、ｆcenter＝ｆ２＝ｆ１−ｆＲＸ（ｆＴ
Ｘ）と設定することで、上記無線機が実現できる。
【００３７】次に、ＦＤＤの場合の問題となる送信信号
のスプリアスが受信信号に重畳されてしまう場合につい
て説明する。図１０にｆcenter＝２・ｆ２となる関係を
もつ場合の状態を示す。送信用のローカル周波数ｆ１＋
ｆ２［Ηｚ］は、図１に示す乗算器（ＭＩＸ１）により
ｆ１［Ηｚ］とｆ２［Ηｚ］の信号を乗算することで得
られる。しかし、一般には乗算器に歪み等があるので、
ｆ１＋２・ｆ２［Ηｚ］の成分が発生してしまう。この
周波数成分は送信スプリアスとなるので、ｆ１＋２・ｆ
２［Ηｚ］の成分に起因する送信スプリアスは許容値以
下になるように乗算器（ＭＩＸ１）の後のフィルタ（Ｂ
ＰＦ１）を用いて減衰することが行われる。しかしなが
ら、ＦＤＤのシステムでは、送受信部が同時に動作する
ため、この周波数ｆ１＋２・ｆ２［Ηｚ］のスプリアス
がデュプレクサ（ＤＵＰ）または空間を介して受信部に
漏洩されてしまうと、この信号を不要波として受信して
しまう。その結果、無線機の受信性能が劣化してしま
う。この漏洩を考慮してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ
１）の特性を設定すればこの問題は回避できるが、空間
を介した結合を考慮する必要があるので一般に難しい。
のスプリアスが受信信号に重畳されてしまう場合につい
て説明する。図１０にｆcenter＝２・ｆ２となる関係を
もつ場合の状態を示す。送信用のローカル周波数ｆ１＋
ｆ２［Ηｚ］は、図１に示す乗算器（ＭＩＸ１）により
ｆ１［Ηｚ］とｆ２［Ηｚ］の信号を乗算することで得
られる。しかし、一般には乗算器に歪み等があるので、
ｆ１＋２・ｆ２［Ηｚ］の成分が発生してしまう。この
周波数成分は送信スプリアスとなるので、ｆ１＋２・ｆ
２［Ηｚ］の成分に起因する送信スプリアスは許容値以
下になるように乗算器（ＭＩＸ１）の後のフィルタ（Ｂ
ＰＦ１）を用いて減衰することが行われる。しかしなが
ら、ＦＤＤのシステムでは、送受信部が同時に動作する
ため、この周波数ｆ１＋２・ｆ２［Ηｚ］のスプリアス
がデュプレクサ（ＤＵＰ）または空間を介して受信部に
漏洩されてしまうと、この信号を不要波として受信して
しまう。その結果、無線機の受信性能が劣化してしま
う。この漏洩を考慮してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ
１）の特性を設定すればこの問題は回避できるが、空間
を介した結合を考慮する必要があるので一般に難しい。
【００３８】したがって、送信信号の漏洩を受信部で受
信することを避けるため、受信信号に送信信号の漏洩が
重畳しないように次のように周波数を設定する。重畳し
ないための条件の一つに以下に示すｆcenterとｆ２の周
波数関係が挙げられる。
信することを避けるため、受信信号に送信信号の漏洩が
重畳しないように次のように周波数を設定する。重畳し
ないための条件の一つに以下に示すｆcenterとｆ２の周
波数関係が挙げられる。
【００３９】ｆcenter≠ｎ・ｆ２ （但し、ｎ：整数） このような関係を満足することによって受信性能の劣化
を抑えることができる。なお、この実施形態では、簡単
のためにｎを２としたが、同様な問題はｆ２とｆcenter
とが整数倍の関係にある場合に生じるので、ｎは整数と
なる。
を抑えることができる。なお、この実施形態では、簡単
のためにｎを２としたが、同様な問題はｆ２とｆcenter
とが整数倍の関係にある場合に生じるので、ｎは整数と
なる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、送
信系において、２つの周波数信号から送信用のローカル
信号を乗算器で生成し、直交変調器で当該送信用ローカ
ル信号によりベースバンド信号を送信周波数帯に直接変
換し、また、受信系においてはヘテロダイン方式を採用
し、中間周波数帯のフィルタの帯域として可変伝送レー
トの最大帯域幅を設定したことにより、性能を劣化させ
ることなく、送信系および受信系からＩＦ段の可変フィ
ルタを不要とした簡単な構成の可変レート無線機を実現
することができる。
信系において、２つの周波数信号から送信用のローカル
信号を乗算器で生成し、直交変調器で当該送信用ローカ
ル信号によりベースバンド信号を送信周波数帯に直接変
換し、また、受信系においてはヘテロダイン方式を採用
し、中間周波数帯のフィルタの帯域として可変伝送レー
トの最大帯域幅を設定したことにより、性能を劣化させ
ることなく、送信系および受信系からＩＦ段の可変フィ
ルタを不要とした簡単な構成の可変レート無線機を実現
することができる。
【００４１】また、本発明によれば、受信ＲＦ信号の周
波数と、第１の周波数信号の周波数ｆ１との差の絶対値
の周波数をｆ、第２の周波数信号の周波数ｆ２の整数倍
の値をｎ・ｆ２（但し、ｎは整数、ｆ１＞ｆ２）とし
て、ｆ＞ｎ・ｆ２またはｆ＜ｎ・ｆ２の条件を満足する
ことによって、送信信号の漏洩を受信部で受信すること
が避けられ、受信性能の向上を図ることができる。
波数と、第１の周波数信号の周波数ｆ１との差の絶対値
の周波数をｆ、第２の周波数信号の周波数ｆ２の整数倍
の値をｎ・ｆ２（但し、ｎは整数、ｆ１＞ｆ２）とし
て、ｆ＞ｎ・ｆ２またはｆ＜ｎ・ｆ２の条件を満足する
ことによって、送信信号の漏洩を受信部で受信すること
が避けられ、受信性能の向上を図ることができる。
【００４２】さらに、本発明によれば、送信用ベースバ
ンド信号を発生するＤ／Ａ変換器のクロック周波数ｆｃ
ｋを伝送帯域の少なくとも２倍以上とし、Ｄ／Ａ変換器
の後段に装備されるローパスフィルタの通過帯域ｆLPF
を伝送帯域以上かつｆｃｋの１／２以下とするように、
伝送帯域によりそれぞれ可変するように構成すること、
或いは、クロック周波数ｆｃｋを伝送帯域の最大周波数
の少なくとも２倍以上とし伝送帯域によらず固定とし、
ローパスフィルタの通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上かつ
ｆｃｋの１／２以下とするように伝送帯域により可変す
るように構成することで、全ての伝送帯域に対し、折り
返し歪みを生じることなくベースバンド信号を生成する
ことができる。
ンド信号を発生するＤ／Ａ変換器のクロック周波数ｆｃ
ｋを伝送帯域の少なくとも２倍以上とし、Ｄ／Ａ変換器
の後段に装備されるローパスフィルタの通過帯域ｆLPF
を伝送帯域以上かつｆｃｋの１／２以下とするように、
伝送帯域によりそれぞれ可変するように構成すること、
或いは、クロック周波数ｆｃｋを伝送帯域の最大周波数
の少なくとも２倍以上とし伝送帯域によらず固定とし、
ローパスフィルタの通過帯域ｆLPF を伝送帯域以上かつ
ｆｃｋの１／２以下とするように伝送帯域により可変す
るように構成することで、全ての伝送帯域に対し、折り
返し歪みを生じることなくベースバンド信号を生成する
ことができる。
【図１】本発明の一実施形態である可変レート無線機の
送受信部の構成を示す図
送受信部の構成を示す図
【図２】可変レートの信号を表した図
【図３】本発明の他の実施形態である可変レート無線機
の送受信部の構成を示す図
の送受信部の構成を示す図
【図４】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＴＸ＜ｆＲ
Ｘの場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＴＸ＜ｆＲ
Ｘの場合）
【図５】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆＴＸ＜ｆＲＸ＜ｆ
１の場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆＴＸ＜ｆＲＸ＜ｆ
１の場合）
【図６】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆＲＸ＜ｆＴＸ＜ｆ
１の場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆＲＸ＜ｆＴＸ＜ｆ
１の場合）
【図７】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＲＸ＜ｆＴ
Ｘの場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＲＸ＜ｆＴ
Ｘの場合）
【図８】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＴＸ＝ｆＲ
Ｘの場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＜ｆＴＸ＝ｆＲ
Ｘの場合）
【図９】図１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ４）におけ
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＞ｆＴＸ＝ｆＲ
Ｘの場合）
る中心周波数の設定方法を示す図（ｆ１＞ｆＴＸ＝ｆＲ
Ｘの場合）
【図１０】ローカルのスプリアスによる受信特性劣化に
ついての説明図
ついての説明図
【図１１】ローカル発振器への干渉を妨げる従来の直接
変調方式を示す図
変調方式を示す図
ＡＴ……アンテナ ＤＵＰ……デュプレクサ ＭＩＸ１〜４……ミキサ（乗算器） １stＬＯ……第１の発振器 ２ndＬＯ……第２の発振器 ＢＰＦ１〜４……バンドパスフィルタ ＬＰＦ……べースバンド信号用のローパスフィルタ ＲＩＦ……受信用ＩＦ段信号処理部 ＡＤＤ……加算器 ＢＢ……ベースバンド信号処理部
Claims (4)
- 【請求項１】 送受信信号の伝送レートが可変である無
線機において、 第１の周波数信号を発振する第１の発振器と、 第２の周波数信号を発振する第２の発振器と、 前記第１および第２の周波数信号の周波数を乗算して送
信用ローカル信号を生成する乗算器と、 前記生成された送信用ローカル信号によりベースバンド
信号を送信周波数帯に直接変換する直交変調器と、 前記第１の周波数信号により受信信号を中間周波数信号
に変換する周波数変換器と、 可変伝送レートの最大周波数帯域を通過帯域として有
し、前記周波数変換器より出力された中間周波数信号の
帯域制限を行う帯域フィルタとを有することを特徴とす
る可変レート無線機。 - 【請求項２】 請求項１記載の可変レート無線機におい
て、 受信ＲＦ信号の周波数と、前記第１の周波数信号の周波
数ｆ１との差の絶対値の周波数をｆ、前記第２の周波数
信号の周波数ｆ２の整数倍の値をｎ・ｆ２（但し、ｎは
整数、ｆ１＞ｆ２）として、ｆ＞ｎ・ｆ２またはｆ＜ｎ
・ｆ２を満足することを特徴とする可変レート無線機。 - 【請求項３】 請求項１記載の可変レート無線機におい
て、 送信用ベースバンド信号を発生するＤ／Ａ変換器のクロ
ック周波数ｆｃｋは伝送帯域の少なくとも２倍以上を有
し、前記Ｄ／Ａ変換器の後段に装備されるローパスフィ
ルタの通過帯域を伝送帯域以上かつｆｃｋの１／２以下
とするように伝送帯域により可変されることを特徴とす
る可変レート無線機。 - 【請求項４】 請求項１記載の可変レート無線機におい
て、 送信用ベースバンド信号を発生するＤ／Ａ変換器のクロ
ック周波数ｆｃｋは伝送帯域の最大周波数の少なくとも
２倍以上を有し、前記Ｄ／Ａ変換器の後段に装備される
ローパスフィルタの通過帯域を伝送帯域の最大周波数以
上かつｆｃｋの１／２以下とするように伝送帯域によら
ず固定とされることを特徴とする可変レート無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18987197A JP3422909B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18987197A JP3422909B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141134A true JPH1141134A (ja) | 1999-02-12 |
| JP3422909B2 JP3422909B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=16248577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18987197A Expired - Fee Related JP3422909B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3422909B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7006814B2 (en) | 2000-06-08 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Direct conversion receiver and transceiver |
| JP2015192243A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 古河電気工業株式会社 | 送受信システム |
-
1997
- 1997-07-15 JP JP18987197A patent/JP3422909B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7006814B2 (en) | 2000-06-08 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Direct conversion receiver and transceiver |
| JP2015192243A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 古河電気工業株式会社 | 送受信システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3422909B2 (ja) | 2003-07-07 |
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