JPH11356039A - 主電源の波形攪乱防止方法及び装置 - Google Patents

主電源の波形攪乱防止方法及び装置

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JPH11356039A
JPH11356039A JP11100830A JP10083099A JPH11356039A JP H11356039 A JPH11356039 A JP H11356039A JP 11100830 A JP11100830 A JP 11100830A JP 10083099 A JP10083099 A JP 10083099A JP H11356039 A JPH11356039 A JP H11356039A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 主電源（商用電源）より整流器を通じて負荷
に電流を供給する際、電流に生ずる残留リップルを減少
させる方法及び能動型フィルタを得ること。 【解決手段】 整流器と、負荷との間の電流通路を複数
の並列電流チャネルＩ t ，Ｊtに分割する。例えば２回
路に分割し、これらには別個の昇圧変換器を設ける。こ
れらの変換器には、力率制御器の一部としてスイッチ５
ａ，５ｂを設け、これらは互いに位相がシフトしている
スイッチ信号を用いて駆動し、各個別の電流チャネル内
の電流の重畳によって主電流入力９における残留リップ
ルを減少させる。この回路全体は比較的に高いスイッチ
周波数で動作する力率制御回路と類似の特徴を有する
が、その欠点、すなわちスイッチ損失と、磁化損失の増
加と言う欠点を有しない。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主商用電源より整
流器を介して負荷へ電流を供給する際、波形の攪乱、す
なわち電流内の残留リップルを減少させるための主電源
の波形攪乱防止方法に関するものである。
【０００２】極く最近の電気及び電子機器の多様化によ
り、とくに電源供給ユニット、スイッチ・モード電源供
給、バラスト、周波数変換器、電子整流装置等におい
て、適当な補償手段を設けないと消費電流波形が種々の
程度で非正弦波形となる。このため電源より導出される
電流には、高低各種の高調波が含まれる。現在有効な基
準及び規制規則（例えばＩＥＣ １０００−３−２及び
ＥＮ ６１０００−３−２）によると、電気工具を含む
上述の如き電気装置は、公衆主電源系より極くわずかな
特定比率の高調波のみを導出することしか許容していな
い。これに対しとられている対応手段としては、受動又
は能動電源フィルタであり、とくに中程度ないし大容量
の電力に対してはかなりのコスト増となるばかりでな
く、組込まれる電気機器の重量を増加することとなる。
とくに手持ち式の電気工具では、容積の問題ならびに組
立てに困難を生ずる問題がある。
【０００３】
【従来の技術】前記電流の高調波を基準値以下にする為
の種々の方法が提案されている。これら既知の手段は大
きく分けて、受動型フィルタと、能動型フィルタとに分
類される。受動型フィルタは、一般にインダクタとキャ
パシタすなわちコンデンサとの組合せより成り、これら
の組合せは整流器の上流側ともいえるＡＣ側か、下流側
といえるＤＣ側に設けられる。能動型フィルタにも種々
の原理のものが存しており、これらは少なくとも１個の
電子的パワー・スイッチを有する。主電源の残留リップ
ルを受動的及び能動的に減少させる既知の方法及び回路
として、後述する参照文献（１）がある。
【０００４】能動的解決手段としては、力率修正器(Pow
er factor corrector---PFC)が、もっとも広く普及して
いる。この原理は、ステップ・アップ変換器、あるいは
一般に昇圧（ブースター）変換器と称される回路を負荷
への電流通路内に設け、主電源よりの入力電流を正弦波
形となるように制御する。参照文献（２）はこのような
ＰＦＣ動作の詳細を述べたものである。この部類の制御
回路はＩＣとして市販されている。これについては次の
特許をも参照され度い。 ＥＰ ０ ６６９ ７０３ Ａ２ ＥＰ ０ ６７５ ５８８ Ａ２
【０００５】スイッチ動作方法によると、ステップ・ア
ップ変換内の直列インダクタのインダクタンスは、電源
主電流の波形を三角形又はランプ波形（暫増波形）の残
留リップルが、所望の正弦波上に重畳した波形とする。
これについては参照文献（２）の図４を参照され度い。
この残留リップルは高周波成分を有しており、ラジオ放
送妨害抑制標準を満足させるためには、一般に受動的フ
ィルタとするフィルタによりこれを抑制するを要する。
この場合、昇圧変換器の複雑性と、ラジオ妨害抑制フィ
ルタの複雑性との間には互いに逆比例する関係が存す
る。スイッチ周波数を大に、もしくは昇圧インダクタの
インダクタンスを高くすればする程、主電源電流内の残
留リップルは小となり、これによってラジオ（無線）妨
害抑制手段の複雑性は少なくなる。これら両者の間に妥
協が見出されたとしても、また何れの解決手段において
も、とくに手持ち式の機器については、その装置は複雑
となり、誘導素子の重畳と容積とは欠点となる。
【０００６】昇圧インダクタを大きくすることなしに、
電流内の残留リップルをさらに減少させるためには、昇
圧変換器のスイッチ周波数を増加させるを要する。しか
し、これについては、パワー・スイッチング・トランジ
スタ内にスイッチング損失が生ずるという障害がある。
これについては参照文献（２）にもすでに述べられてい
る。本発明は、通常のスイッチング周波数、すなわち約
４０ＫＨｚないし１００ＫＨｚの周波数帯内でのこの問
題の解決手段を見出すことを課題とする。
【０００７】
【発明の目的】本発明は、とくに整流器を用いて、主電
源より電流を導出する際、インダクタ素子の大きさを大
とすることなく、あるいはこれに加えて昇圧変換器のス
イッチ周波数を大とすることなく、主電源より導出する
電流の波形が改良される方法及び装置を提供することを
目的とする。
【０００８】上述の本発明の目的を達成する方法は本明
細書に規定した請求項１に述べられており、さらに有利
な実施例は従属請求項にも定められ、また本説明におい
て述べてある。
【０００９】本発明による能動的攪乱防止フィルタは請
求項５に規定され、さらに有利な例は従属請求項に規定
されかつ本明細書に詳述してある。
【００１０】本発明の方法及び装置は、主として複数個
の分離した昇圧変換器を用い、かつこれらを並列に接続
するという着想に基づいている。以下に説明する如く、
この配置によるときは、電流リップルを大幅に減少さ
せ、特例としては半減させ、残留リップルの周波数は所
定のスイッチング周波数において、２倍となる。これら
の２点とも、上流側に接続されるラジオ妨害抑制フィル
タの複雑性を減ずるのに貢献する。
【００１１】本発明の当初においては、昇圧変換器のチ
ャネル数を増加させると素子の複雑性が増すと考えられ
ており、例えば２チャネルにすると複雑性は２倍になる
と考えられていた。然し乍ら、この考えは間違ってい
た。これについては以下の説明で詳述する。
【００１２】実施例 図１は、本発明による電源攪乱防止用能動フィルタであ
り、電流通路に並列にして個別に設けられた２つの昇圧
変換器（コンバータ）を有する。主電源９より、高周波
妨害波除去フィルタ１を介して供給される入力整流器２
の出力を、２つの並列接続電流通路を通じて負荷接続線
１０に接続する。この並列電流通路は、一方において
は、第１昇圧インダクタ３ａと第１昇圧（ブースト）ダ
イオード４ａとの直列接続経由であり、他の一方は、第
２昇圧インダクタ３ｂと、第２昇圧ダイオード４ｂとの
直列接続経由である。入力整流器２と高周波妨害除去フ
ィルタ１を介する２つの並列電流回路Ｉt 及びＪt 以外
に、中間回路コンデンサ７を設ける。それぞれの昇圧イ
ンダクタ３ａ，３ｂと、昇圧ダイオード４ａ，４ｂの間
の接続点と、基準電位の接地点の間に、スイッチ素子５
ａ，５ｂをそれぞれ設ける。これらのスイッチ素子は力
率制御可能のもので、１個のトランジスタで構成するこ
とも可能であるが、大電力に対しては複数のスイッチン
グトランジスタを並列として構成でき２つのスイッチ群
５ａ，５ｂとして構成しうる。昇圧ダイオード４ａ，４
ｂと、昇圧インダクタ３ａ，３ｂとのみは、１より大き
い数で構成する。図示の例では２個である。これらの各
部はそれぞれ適当な容量、例えばそれぞれ１／２の電流
を受け持つ如くの容量とする。この点は本発明の第１の
利点となる。その理由としては、大容量のインダクタ素
子を複数個の小容量の素子に分割すると、かなりのコス
トの節約となり、かつ組立工程で自由度が増すこと、す
なわち組立条件で有利となることが挙げられる。更なる
利点は、電力消費要素の複雑さを増すことなく、無線妨
害抑制フィルタ１の可成りの簡略化が計られることであ
る。換言すると、同じ無線妨害抑制フィルタ１に比し昇
圧インダクタ３ａ，３ｂの寸法を小とすることができ、
またスイッチ周波数を低くすることが可能となることで
ある。
【００１３】然し乍ら、上の如き利点を得るためには、
２つの昇圧変換器チャネルを、制御回路８によって最適
に駆動するを要する。これは２つの電流チャネルを同相
でなく駆動することを意味する。同相で駆動するとは単
一回路で駆動すると同じ意味である。本発明では、同相
駆動でなく両チャネル間に適当な位相差を設けて動作さ
せるのである。２つの電流チャネルを有している図示の
例では、それぞれ対応の力率制御回路内に存するパルス
幅変調器（ＰＷ変調器）によって、互いに１８０°の位
相差のある２つの鋸歯状波によって両チャネルを作動さ
せることによって達成することができる。この方法によ
ると、パルス幅変調（ＰＷＭ）に起因して、１８０°の
位相差の２つの電流チャネル内に或る程度の三角形状の
リップルを生ずる。２つの部分電流が加算された形とな
る商用電源入力９においては、上記のリップルの一部は
互いに打ち消され、残りのリップルは可成り小さい値と
なり、その周波数は個別の力率制御回路のスイッチ周波
数の２倍に等しくなる。
【００１４】この状況を図２の電流波形図に示した。図
２において、曲線Ａは、第１昇圧インダクタ３ａ内の電
流Ｉt の波形の傾向的略図を示し、曲線Ｂは、第２昇圧
インダクタ３ｂ内の電流Ｊt の波形の概略図を示し、曲
線Ｃは両電流の加算値を略図で示す。
【００１５】位相差のある両電流が、正確に対称的な三
角形波形のときには、理想的なケースとなる。これは、
スイッチ５ａ，５ｂのそれぞれのスイッチ・オン及びス
イッチ・オフの時間が同じ時に生ずる。２つの電流チャ
ネル内のリップルが互いに完全に打ち消され、電源の加
算電流は「理想的に平滑」状態となる。
【００１６】本方法の本質は、電流の変換（トランスフ
ォーメーション）によっても説明できる。この場合、ス
イッチ５ａ及び５ｂのスイッチ周波数を高周波とするこ
と、すなわちチャネル数に対応する数で倍すること、図
示の例では係数２で倍することである。この際、全体の
回路は、遥かに高いスイッチ周波数で動作するステップ
・アップ変換器と見なし得る。しかしその回路の欠点を
持たずに実現できスイッチの増加と、磁化損失を伴わず
に実現できる。
【００１７】上述の如き利点は、３チャネル以上ものチ
ャネルが設けられているときには、特に大なる効果を及
ぼす。この場合、各個別のチャネルは、それぞれに適し
た位相差をもって駆動されるを要するが、各チャネル間
の位相差Δφが次の条件を満すとき、主電源内の残留リ
ップルは最小となる。Δφ＝３６０°／チャネル数
【００１８】チャネル数の増加に伴う複雑性の増加につ
いては、得られる利点に対比して考慮されねばならな
い。この利点には、昇圧用インダクタの寸法の減少と、
無線波妨害抑制フィルタの簡易化も含まれる。
【００１９】特定の無線波妨害抑制フィルタと、対応の
無線波妨害標準の最適のバランスをとるため、場合によ
っては、上述の規定の位相差より偏移させることも考え
られる。このような場合、主電源における奇数番の高調
波が完全には除去されないが、偶数番の高調波がより小
となることがある。
【００２０】本発明の次の如き利点を用いることによ
り、コアの寸法をより小とし、したがって昇圧インダク
タのコストを節約する可能性が得られる。昇圧インダク
タ３ａ，３ｂを流れる電流は一方向のみである。従って
コア材料は、磁気履歴曲線の４象限中の１象限のみしか
利用していない。コア材料の利用度を上げるためには、
磁気回路内に、より詳細には特にそのエア・ギャップ内
に、永久磁石あいは永久磁化可能材料を配置し、その極
性を、電流巻線により生ずる磁化方向と反対となるよう
に選択すると好都合である。かくすると、電流が零であ
ると、対応のインダクタの動作点は、磁気履歴曲線の第
３象限に移動する。これは実用上、近似的にインダクタ
ンスのスイング範囲が約２倍となることを意味し、所定
のインダクタンスに対し、遥かに小さいコア寸法を許容
することとなる。
【００２１】以上迄の本発明の説明を基とすれば、当業
者には複数個の同様のＰＦＣ回路を組合せて、多相系を
構成しうることは容易に想到しうる。これは、主電源の
各位相にそれぞれ１個の単相整流器を有する完全なＰＦ
Ｃ回路を組合せることによって実現しうる。これらの回
路は例えば入力側において、星形結線とし、出力側にお
いて、適当な反結合ダイオードを介して並列接続するこ
とによって実現できる。
【００２２】２つの力率を制御している電流チャネル間
に電流を均等に分配する手段を設けると、本回路はさら
に改良され、最適に動作する。この場合、リップルは最
適に互いに打ち消される。これについて、各電流チャネ
ルには独立の電流制御ループを設け、すべてのチャネル
に同じ所望値の電流を加えるようにすると有利であるこ
とが判った。しかしこのような回路とする場合、昇圧イ
ンダクタを流れる電流をそれぞれ各個別に測定するを要
するという問題が生ずる。単一チャネルの力率制御回路
における通常の解決手段、すなわち接地側において、電
流回帰回路に設けた側路による電流測定は、本発明によ
る多チャネルの解決手段には極めて回路が複雑となって
使用できない。電流の通過方向内の測定、すなわち、イ
ンダクタ電流を直接測定することは、高電位において測
定するを要し、同じく回路が極めて複雑となる。
【００２３】本発明の技術思想の有利な例では、上述の
例とは異なり、スイッチ５ａ及び５ｂのスイッチ回路内
で電流の測定を行う。これは一例としてシャント回路６
ａ及び６ｂをそれぞれ用いることによって可能となる。
このシャント回路は、普通エミッタ回路又はソース回路
に挿入するが、コレクタ又はドレイン回路に挿入するこ
とも可能である。このことは、それぞれ対応のスイッチ
５ａ又は５ｂが、昇圧インダクタ３ａ又は３ｂの電流の
一部のみしか流通させないとき、すなわち対応のスイッ
チが「オン」状態にある場合にのみ可能となる。然し乍
ら関連の昇圧インダクタを通ずる電流の全体波形の後縁
（立下り縁）の形を考え、評価を行うか、回路の再構成
を行うを要するが、これはごく僅かな複雑性を増すのみ
で可能である。この例を図３に示してある。
【００２４】図３の回路は、スイッチトランジスタ５ａ
又は５ｂのそれぞれのスイッチ信号Ｓと同時開閉を制御
されるアナログスイッチ１１とＲＣ結合回路を昇圧ダイ
オードに付随させることによって、昇圧ダイオードの電
流の立下り縁の波形を改善する例を示す。本回路は次の
如く動作する。トランジスタ５ａがスイッチ・オンされ
ると、電流は対応の昇圧インダクタ３ａとトランジスタ
５ａを通じて流れる。この電流をシャント回路６ａで測
定することができる。同時にアナログスイッチ１１がス
イッチ・オンされるので、電荷蓄積用コンデンサＣ1 の
電圧はシャントされた電圧値と同じとなる。前提条件と
して、抵抗Ｒ1 が設けあり、その抵抗値によって、トラ
ンジスタ５ａのスイッチ時において生ずる妨害波を極め
て低い値に抑えるように選定しておく。次いでトランジ
スタ５ａがスイッチ・オフされると、昇圧インダクタ３
ａを流通している電流は直線的に減少する。この時、電
流は昇圧ダイオード４ａを通じて、中間回路のコンデン
サ７に向かって流れるが、シャント回路の抵抗６ａには
電流が流れていないので、立下り縁の信号はこには存し
ていない。アナログ・スイッチ１１を開とし、抵抗Ｒ2
を通じコンデンサＣ 1 を放電させることにより、この信
号と同じ波形のものを作る。（シュミレートする。）Ｃ
1 とＲ2 の値を適当のものに選択することによって、前
記の放電電圧曲線は、シュミレートすべき昇圧インダク
タを流れる電流の部分的形状に極めて近似したものとな
る。この場合、極めて高度の正確性は要求されない。そ
の理由は、一方において電流の平均値が付属の電流コン
トローラの値に等しければよく、また他方においては、
高次の中間回路電圧はコントローラが格別の偏差を生じ
ないように修正するからである。コンデンサＣ1 の端子
間電圧は、シャント電圧に同期させるを要し、これによ
って再度次のスイッチ・オンを生ぜしめる。 参考文献（１）Dr.Richard Redｌ： （ドクター・リチャード・レーデル） “Achieving Compliance with New Line-Harmonics Reg
ulations”ELFI S.A., Seminar document for PCIM '96
of 20 May 1996,Nuremberg ( ニューレンベルグ) （２）Michael Herfurth: （マイケル ヘルファース） Aktive Oberwellenfilterung fur Netzgleichrichter h
ohererAusgangsleistung Siemens Components 24 (198
6)No.1, page 9 −13 [比較的高出力の商用電源整流器
における高調濾波]
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による商用電源用妨害波除去能動フィ
ルタの基本的回路図である。
【図２】 図１の回路の各部の電流時間波形図である。
【図３】 図１の回路に昇圧ダイオードの１つに流れる
立下り電流計測回路を設けた変形回路図である。

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 主電源より整流器を介して負荷に電流を
    供給する際の電流波形の攪乱の防止方法であって、昇圧
    変換器への主電流入力に影響を及ぼすスイッチ信号
    （Ｓ）のパルス幅変調に対する力率修正回路（ＰＦＣ）
    を用い主電源電流の基本波上に重畳される高調波を能動
    的に濾波する主電源の波形攪乱防止方法において、 整流器（２）と負荷（１０）の間の電流通路を、複数個
    の並列チャネル（Ｉt，Ｊt ）に分割し、これらの各チ
    ャネルには、同じ種類の能動フィルタを設け、そのスイ
    ッチ信号の位相を互いに相違させ、これらの各信号自体
    は同じパルス幅変調信号であり、個別のチャネル電流を
    加算的に重畳するときは、主電流入力（９）において、
    結果的にリップルが減少するごとくしたことを特徴とす
    る主電源の波形攪乱防止方法。
  2. 【請求項２】 各個別電流チャネルへのパルス幅変調波
    は、複数の位相推移（シフト）鋸歯波状信号により駆動
    することを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 ２つの並列電流チャネルを設け、これら
    のチャネルのパルス幅変調を、１８０°の位相差をもっ
    た２つの鋸歯波状駆動信号によって動作させることを特
    徴とする請求項２記載の方法。
  4. 【請求項４】 並列電流チャネルの各々に、独立の電流
    制御ループを割り当て、これらの制御ループの各々はす
    べての電流チャネルに同じ値の所望の電流値を有するこ
    とを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載の
    方法。
  5. 【請求項５】 整流器（２）を介して供給電源（９）よ
    り負荷が導出する電流中に残留するリップルを減少させ
    る能動主電源攪乱抑止フィルタにおいて、 整流器（２）と負荷（１０）との間の電流通路を、複数
    の並列電流通路に分割し、その各々に別個の昇圧変換器
    を設け、これらのそれぞれに設けられた力率制御回路
    を、対応の側路内に設けたスイッチ（５ａ，５ｂ）によ
    って駆動し、これらの側路は接地側を基準電位すなわち
    大地電位としており、かつ対応の昇圧変換器の昇圧イン
    ダクタ（３ａ，３ｂ）と昇圧ダイオード（４ａ，４ｂ）
    との間に設け、前記スイッチ（５ａ，５ｂ）は、同じ断
    続比（デューティ・レシオ）を有する互いに位相差を設
    けたスイッチ信号（Ｓ）を用いて駆動し、個別の電流チ
    ャネルの電流を加算重畳してなる合計電流は主電源側入
    力（９）において残留合成リップルが減少する如くした
    能動主電源妨害抑止フィルタ。
  6. 【請求項６】 個別のスイッチ（５ａ，５ｂ）に対する
    スイッチ信号（Ｓ）を相互に位相シフトさせるため、力
    率コントローラ内に存する各パルス幅変調器の対応の駆
    動信号は、その位相を互いにシフトさせることを特徴と
    する請求項６記載の電源の攪乱防止フィルタ。
  7. 【請求項７】 総ての昇圧変換器に対し、単に１つの共
    通に使用される中間回路コンデンサを設けたことを特徴
    とする請求項５または６に記載の電源の攪乱防止フィル
    タ。
  8. 【請求項８】 並列に動作する２つの昇圧変換器を設
    け、そのスイッチ（５ａ，５ｂ）を反対位相で動作させ
    る請求項５ないし７の何れか１項記載の電源の攪乱防止
    フィルタ。
  9. 【請求項９】 昇圧インダクタ（３ａ，３ｂ）の磁気回
    路はそれぞれ永久磁石または永久磁化可能な磁石材料を
    分散して有しており、これらの極性は、昇圧インダクタ
    （３ａ，３ｂ）の対応巻線に電流が流れるとき、互いに
    反対の極性に磁化されるように極性を配列したことを特
    徴とする請求項６ないし８の何れか１項記載の電源の攪
    乱防止フィルタ。
  10. 【請求項１０】 各個チャネルに電流が均等になるよう
    に電流を分割するため、各チャネルには個別の電流制御
    ループを設け、これらの内の電流値は用いられるすべて
    のチャネル内で同じ値である請求項６ないし９の何れか
    １項記載の電源の攪乱防止フィルタ。
  11. 【請求項１１】 対応のスイッチ（５ａ，５ｂ）の負荷
    電流通路内に設けたシャント回路（６ａ，６ｂ）を用い
    て個別チャネル内の電流を測定する請求項１０記載の電
    源の攪乱防止フィルタ。
  12. 【請求項１２】 前記シャント回路（６ａ，６ｂ）は、
    それぞれ対応するスイッチ（５ａ，５ｂ）と参照電位の
    アース電位間に設け、 さらに対応のスイッチ（５ａ，５ｂ）を駆動するスイッ
    チ信号（Ｓ）の関数として駆動される蓄積回路（Ｃ1 ，
    Ｒ2 ）を設け、 スイッチ（５ａ，５ｂ）がスイッチ・オフされたとき
    は、昇圧インダクタ（３ａ，３ｂ）を通じて流れる電流
    に応じた測定電流の後側の立下り縁を前記蓄積回路がシ
    ュミレートする如くした請求項１１記載の電源の攪乱防
    止フィルタ。
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