JPH113126A - Dc/dc converter - Google Patents
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- JPH113126A JPH113126A JP21486097A JP21486097A JPH113126A JP H113126 A JPH113126 A JP H113126A JP 21486097 A JP21486097 A JP 21486097A JP 21486097 A JP21486097 A JP 21486097A JP H113126 A JPH113126 A JP H113126A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は例えばコンピュータ
機器等の急激な負荷変動を要する電源回路に使用して好
適なDC−DCコンバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter suitable for use in a power supply circuit requiring a sudden load change, such as a computer device.
【0002】[0002]
【従来の技術】一般にコンピュータ機器等の電源回路と
して直流電源の電圧を所定の一定の直流電圧にするDC
−DCコンバータが用いられている。このDC−DCコ
ンバータとして従来はパルス幅変調型スイッチングレギ
ュレータ回路(ステップダウン回路)又はシリーズレギ
ュレータ回路が使用されていた。2. Description of the Related Art Generally, a DC circuit for converting a voltage of a DC power supply to a predetermined constant DC voltage as a power supply circuit of a computer device or the like.
-A DC converter is used. Conventionally, a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) or a series regulator circuit has been used as the DC-DC converter.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】この従来のパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路(ステップダウン回
路)は効率が高い特長を有するが負荷が急激に変動した
とき例えば図5Bに示す如く直流出力端子の出力電流が
急激に変動、例えば30A/μSで0Aから10Aに変
動したときには直流出力端子の出力電圧は図5Aに示す
如く、例えば3Vから2.8Vに変動する。The conventional pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) has a feature of high efficiency, but when the load fluctuates rapidly, for example, as shown in FIG. When the current changes abruptly, for example, from 0 A to 10 A at 30 A / μS, the output voltage at the DC output terminal changes from, for example, 3 V to 2.8 V as shown in FIG. 5A.
【0004】このパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路(ステップダウン回路)のステップレスポンス
(出力過渡負荷応答)を高めるためには、出力側のコン
デンサの容量値を大きくする必要がある(一般に、この
コンデンサの容量値は1000μF以上であった。)不
都合があった。In order to increase the step response (output transient load response) of this pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit), it is necessary to increase the capacitance value of a capacitor on the output side (generally, the capacitance of this capacitor). The capacitance value was 1000 μF or more.)
【0005】またシリーズレギュレータ回路を使用した
ときには、このシリーズレギュレータ回路は、このパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路と比較し、レ
スポンスは優れているが、効率の点で劣り、この為この
放熱等の対策のため、このDC−DCコンバータは大型
化してしまう不都合があった。When a series regulator circuit is used, the response of the series regulator circuit is better than that of the pulse width modulation type switching regulator circuit, but the efficiency of the series regulator circuit is inferior to that of the switching regulator circuit. Therefore, there is a disadvantage that the DC-DC converter is increased in size.
【0006】本発明は斯る点に鑑み、効率を落とすこと
なくレスポンスを改善することができるようにすると共
に出力側のコンデンサの容量値を小さく出来るようにす
ることを目的とする。In view of the foregoing, it is an object of the present invention to improve the response without lowering the efficiency and to reduce the capacitance value of the output-side capacitor.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明DC−DCコンバ
ータは直流入力端子と直流出力端子との間にパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路及びシリーズレギュ
レータ回路の並列回路を設け、この直流出力端子の電圧
が所定電圧より高いときは、このパルス幅変調型スイッ
チングレギュレータ回路を動作させるようにすると共に
この直流出力端子の電圧が所定電圧以下のときは、この
パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びこの
シリーズレギュレータ回路を動作させるようにしたもの
である。According to the DC-DC converter of the present invention, a parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit and a series regulator circuit is provided between a DC input terminal and a DC output terminal. When the voltage is higher than a predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit is operated. When the voltage of the DC output terminal is lower than a predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit and the series regulator circuit are operated. Is operated.
【0008】斯る本発明によれば、直流出力端子が緩や
かな負荷変動で所定電圧のときは、効率の良いパルス幅
変調型スイッチングレギュレータ回路を動作して直流出
力端子に所定の直流電圧を得るようにすると共に急激な
負荷変動でこの直流出力端子の電圧が所定電圧以下とな
ったときはレスポンスの優れたシリーズレギュレータ回
路も動作をしこの直流出力端子の電圧を所定の直流電圧
になるようにする。直流出力端子の電圧が所定の直流電
圧になると、シリーズレギュレータ回路の動作を停止す
るので、効率を落とすことなくレスポンスを改善でき、
更に出力側のコンデンサの容量値を大きくする必要がな
い。According to the present invention, when the DC output terminal is at a predetermined voltage due to a gradual load change, an efficient pulse width modulation type switching regulator circuit is operated to obtain a predetermined DC voltage at the DC output terminal. When the voltage of this DC output terminal falls below a predetermined voltage due to a sudden load change, the series regulator circuit with excellent response also operates to bring the voltage of this DC output terminal to the predetermined DC voltage. I do. When the voltage of the DC output terminal reaches a predetermined DC voltage, the operation of the series regulator circuit is stopped, so that the response can be improved without lowering the efficiency.
Further, it is not necessary to increase the capacitance value of the output side capacitor.
【0009】また、本発明DC−DCコンバータは直流
入力端子と直流出力端子との間にパルス幅変調型スイッ
チングレギュレータ回路及びスイッチ回路の並列回路を
設け、この直流出力端子の電圧が所定電圧のときはこの
パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路を動作さ
せるようにし、この直流出力端子の電圧がこの所定電圧
以下のときはこのパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路を動作させるようにすると共にこのスイッチ回
路をオンとするようにしたものである。In the DC-DC converter of the present invention, a pulse width modulation type switching regulator circuit and a parallel circuit of a switch circuit are provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage. Operates the pulse width modulation type switching regulator circuit, and operates the pulse width modulation type switching regulator circuit when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage, and turns on the switch circuit. It is something to do.
【0010】斯る本発明によれば、直流出力端子が緩や
かな負荷変動で所定電圧のときは、効率の良いパルス幅
変調型スイッチングレギュレータ回路を動作して直流出
力端子に所定の直流電圧を得るようにし、急激な負荷変
動でこの直流出力端子の電圧が所定電圧以下となったと
きはレスポンスの優れたスイッチ回路をオンとし、この
直流出力端子の電圧を所定の直流電圧になるようにす
る。According to the present invention, when the DC output terminal is at a predetermined voltage due to a gradual load change, an efficient pulse width modulation type switching regulator circuit is operated to obtain a predetermined DC voltage at the DC output terminal. When the voltage at the DC output terminal falls below a predetermined voltage due to a sudden load change, a switch circuit having excellent response is turned on, so that the voltage at the DC output terminal becomes a predetermined DC voltage.
【0011】この直流出力端子の電圧が所定の直流電圧
になると、このスイッチ回路がオフするので、効率を落
とすことなくレスポンスを改善でき、更に出力側のコン
デンサの容量を大きくする必要がない。When the voltage at the DC output terminal reaches a predetermined DC voltage, the switch circuit is turned off, so that the response can be improved without lowering the efficiency, and it is not necessary to increase the capacity of the capacitor on the output side.
【0012】[0012]
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明DC−
DCコンバータの実施の形態の例につき説明する。図1
において、1a,1bは直流電源よりの直流電圧例えば
5Vが供給される直流入力端子を示し、また2a,2b
は一定の直流電圧例えば3Vを得るようにした直流出力
端子を示す。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.
An embodiment of a DC converter will be described. FIG.
In the figure, reference numerals 1a and 1b denote DC input terminals to which a DC voltage from a DC power supply, for example, 5 V is supplied, and 2a and 2b
Denotes a DC output terminal for obtaining a constant DC voltage, for example, 3V.
【0013】本例においては、この直流入力端子1a,
1bと直流出力端子2a,2bとの間にパルス幅変調型
スイッチングレギュレータ回路3及びシリーズレギュレ
ータ回路4の並列回路を設ける。In this embodiment, the DC input terminals 1a, 1a,
A parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit 3 and a series regulator circuit 4 is provided between the DC output terminals 1a and 2b.
【0014】図1例においては、他方の直流入力端子1
b及び他方の直流出力端子2bを互いに接続すると共に
接地する。本例においては、一方の直流入力端子1aを
平滑用のコンデンサ3aを介して他方の直流入力端子1
bに接続する。In the example of FIG. 1, the other DC input terminal 1
b and the other DC output terminal 2b are connected to each other and grounded. In this example, one DC input terminal 1a is connected to the other DC input terminal 1a via a smoothing capacitor 3a.
b.
【0015】また、この一方の直流入力端子1aをパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路(ステップダ
ウン回路)3を構成するN型の電界効果トランジスタ3
bのソースに接続する。この電界効果トランジスタ3b
のドレインをチョークコイル3cを介して一方の直流出
力端子2aに接続する。The DC input terminal 1a is connected to an N-type field effect transistor 3 constituting a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) 3.
b. This field effect transistor 3b
Is connected to one DC output terminal 2a via the choke coil 3c.
【0016】この電界効果トランジスタ3bのドレイン
とこのチョークコイル3cとの接続点をフライホイール
ダイオード3dを介して他方の直流出力端子2bに接続
すると共にこのチョークコイル3cとこの一方の直流出
力端子2aとの接続点を平滑用のコンデンサ3eを介し
てこの他方の直流出力端子2bに接続する。A connection point between the drain of the field effect transistor 3b and the choke coil 3c is connected to the other DC output terminal 2b via a flywheel diode 3d, and the choke coil 3c and the one DC output terminal 2a are connected to each other. Is connected to the other DC output terminal 2b via a smoothing capacitor 3e.
【0017】また、この一方の直流出力端子2aに得ら
れる直流電圧をコントロール回路3fに供給する。この
コントロール回路3fはこの供給される直流電圧に応じ
たパルス幅の所定周期の制御信号を発生するようになさ
れたパルス幅変調回路より成るものである。このコント
ロール回路3fとしては例えばパルス幅変調回路より成
る制御ICを使用する。The DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a is supplied to a control circuit 3f. The control circuit 3f is composed of a pulse width modulation circuit configured to generate a control signal having a predetermined period with a pulse width corresponding to the supplied DC voltage. As the control circuit 3f, for example, a control IC including a pulse width modulation circuit is used.
【0018】このコントロール回路3fの出力側に得ら
れるパルス幅変調された所定周期の制御信号を電界効果
トランジスタ3bのゲートに供給してこの電界効果トラ
ンジスタ3bをスイッチングする如くする。またこの電
界効果トランジスタ3bのゲートを抵抗器3gを介し
て、この電界効果トランジスタ3bのドレインに接続す
る。A pulse width modulated control signal obtained at the output side of the control circuit 3f and having a predetermined period is supplied to the gate of the field effect transistor 3b so as to switch the field effect transistor 3b. The gate of the field effect transistor 3b is connected to the drain of the field effect transistor 3b via a resistor 3g.
【0019】この本例のパルス幅変調型スイッチングレ
ギュレータ回路3においては一方の直流出力端子2aに
得られる直流電圧に応じたパルス幅の所定周期の制御信
号で電界効果トランジスタ3bをスイッチングし、この
電界効果トランジスタ3bのドレインに得られる信号を
フライホイルダイオード3d,チョークコイル3c及び
コンデンサ3eで平滑するようにしているので、この直
流出力端子2a,2bに所定電圧例えば3Vの直流電圧
を得ることができる。In the switching regulator circuit 3 of the pulse width modulation type of this embodiment, the field effect transistor 3b is switched by a control signal having a predetermined period of a pulse width corresponding to the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a. Since the signal obtained at the drain of the effect transistor 3b is smoothed by the flywheel diode 3d, the choke coil 3c and the capacitor 3e, a DC voltage of a predetermined voltage, for example, 3V can be obtained at the DC output terminals 2a and 2b. .
【0020】この場合、このパルス幅変調型スイッチン
グレギュレータ回路3はこの効率は良い。In this case, the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 has high efficiency.
【0021】また、この一方の直流入力端子1aをシリ
ーズレギュレータ回路4を構成するP型の電界効果トラ
ンジスタ4aのソースに接続し、この電界効果トランジ
スタ4aのドレインを一方の直流出力端子2aに接続す
る。The DC input terminal 1a is connected to the source of a P-type field effect transistor 4a constituting the series regulator circuit 4, and the drain of the field effect transistor 4a is connected to the DC output terminal 2a. .
【0022】この電界効果トランジスタ4aのドレイン
とこの一方の直流出力端子2aとの接続点を抵抗器4b
及び4cの直列回路を介して接地し、この抵抗器4b及
び4cの接続点を演算増幅回路4dの非反転入力端子
(+)に接続すると共にこの演算増幅回路4dの反転入
力端子(−)を基準電圧VREF の電池4eを介して接地
する。A connection point between the drain of the field effect transistor 4a and the one DC output terminal 2a is connected to a resistor 4b.
And 4c are grounded through a series circuit, the connection point of the resistors 4b and 4c is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier circuit 4d, and the inverting input terminal (-) of the operational amplifier circuit 4d is connected to the ground. It is grounded via the battery 4e of the reference voltage VREF .
【0023】本例においては、この基準電圧VREF をこ
の一方の直流出力端子2aが所定の電圧例えば3Vより
やや低い電圧例えば2.95V以下となったときにこの
演算増幅回路4dの出力側にこの電界効果トランジスタ
4aが導通する電圧の制御信号が得られる如くする。In this embodiment, the reference voltage V REF is applied to the output side of the operational amplifier circuit 4d when the voltage of the one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less. A control signal of a voltage at which the field effect transistor 4a conducts is obtained.
【0024】この演算増幅回路4dの出力端子を抵抗器
4fを介して、この電界効果トランジスタ4aのゲート
に接続し、またこの電界効果トランジスタ4aのゲート
を抵抗器4gを介してこの電界効果トランジスタ4aの
ソースに接続する。The output terminal of the operational amplifier circuit 4d is connected via a resistor 4f to the gate of the field effect transistor 4a. The gate of the field effect transistor 4a is connected via a resistor 4g to the field effect transistor 4a. Connect to the source.
【0025】この本例のシリーズレギュレータ回路4に
おいては、一方の直流出力端子2aに得られる直流電圧
が所定の電圧例えば3Vよりもやや低い電圧例えば2.
95V以下となったときに動作し、この一方の直流出力
端子2aに得られる電圧が所定の電圧例えば3Vよりも
やや低い電圧例えば2.95Vになる如くなしたもので
ある。In the series regulator circuit 4 of this embodiment, the DC voltage obtained at one of the DC output terminals 2a is a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.
It operates when the voltage becomes 95 V or less, and the voltage obtained at one of the DC output terminals 2 a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.95 V.
【0026】この場合このシリーズレギュレータ回路4
はレスポンスに優れており、この一方の直流出力端子2
aに得られる直流電圧が所定の電圧例えば3Vよりもや
や低い電圧例えば2.95V以下となったときは、この
一方の直流出力端子2aの電圧が直ちにこの所定の電圧
例えば3Vよりもやや低い電圧例えば2.95Vになる
如く動作する。In this case, the series regulator circuit 4
Has excellent response, and one of the DC output terminals 2
When the DC voltage obtained at a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.95 V or less, the voltage of one of the DC output terminals 2 a immediately becomes a voltage slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3 V. For example, it operates to become 2.95V.
【0027】本例は上述の如く構成されているのでこの
一方の直流出力端子2aの直流電圧が所定の電圧例えば
3Vよりやや低い電圧例えば2.95Vよりも高いとき
は、シリーズレギュレータ回路4の電界効果トランジス
タ4aは不導通となるので、このときは効率の良いパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路3のみが動作
して直流出力端子2a,2bに所定の直流電圧例えば3
Vの一定電圧を得ることができる。Since the present embodiment is constructed as described above, when the DC voltage at one DC output terminal 2a is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, and higher than a voltage, for example, 2.95V, the electric field of the series regulator circuit 4 is increased. Since the effect transistor 4a becomes nonconductive, only the efficient pulse width modulation type switching regulator circuit 3 operates at this time, and a predetermined DC voltage, for example, 3 V, is applied to the DC output terminals 2a and 2b.
A constant voltage of V can be obtained.
【0028】また図2Bに示す如く直流出力端子2a,
2bの出力電流が急激に変動例えば30A/μSで0A
から10Aまで変動したときにおいて、この一方の直流
出力端子2aの電圧が所定電圧例えば3Vよりやや低い
例えば2.95V以下となったときは、レスポンスの優
れたシリーズレギュレータ回路4も動作をするので、図
2Aに示す如く、直流出力端子2a,2bの電圧を直ち
にこのシリーズレギュレータ回路4で決る所定電圧例え
ば3Vよりやや低い例えば2.95Vの一定電圧とな
る。As shown in FIG. 2B, the DC output terminals 2a,
2b output current fluctuates rapidly, for example 0A at 30A / μS
When the voltage at the one DC output terminal 2a becomes slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, the series regulator circuit 4 having excellent response also operates. As shown in FIG. 2A, the voltage of the DC output terminals 2a and 2b immediately becomes a constant voltage of, for example, 2.95V, which is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V determined by the series regulator circuit 4.
【0029】その後この直流出力端子2a,2bの電圧
がこの所定電圧例えば3Vよりやや低い電圧例えば2.
95Vより高くなったときは再びシリーズレギュレータ
回路4は不動作となり、電圧変換効率の良いパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路3のみが動作し、こ
の直流出力端子2a,2bの電圧を所定電圧例えば3V
の一定電圧とする如くする。Thereafter, the voltages of the DC output terminals 2a and 2b are slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.V.
When the voltage becomes higher than 95 V, the series regulator circuit 4 becomes inactive again, only the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 having good voltage conversion efficiency operates, and the voltage of the DC output terminals 2a and 2b is reduced to a predetermined voltage, for example, 3V.
To a constant voltage.
【0030】従って本例によれば効率を落とすことなく
レスポンスを改善できる利益がある。Therefore, according to this embodiment, there is an advantage that the response can be improved without lowering the efficiency.
【0031】また本例によれば直流出力端子2a,2b
の電圧が低下したときにシリーズレギュレータ回路4が
動作し、この直流出力端子2a,2bの電圧を直ちにこ
のシリーズレギュレータ回路4で決る所定電圧例えば
2.95Vとするのでコンデンサ3eの容量を小さく例
えば従来の1/2とすることができる。According to this embodiment, the DC output terminals 2a, 2b
The voltage of the DC output terminals 2a and 2b is immediately set to a predetermined voltage determined by the series regulator circuit 4, for example, 2.95V, so that the capacity of the capacitor 3e is reduced, for example, Can be reduced to.
【0032】また、図3は本発明の他の例を示す。この
図3例につき説明するに、図1例に対応する部分には同
一符号を付して示す。本例においては、この直流入力端
子1a,1bと直流出力端子2a,2bとの間にパルス
幅変調型スイッチングレギュレータ回路3及びスイッチ
回路10の並列回路を設ける。FIG. 3 shows another example of the present invention. 3 will be described. Parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this example, a parallel circuit of the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 and the switch circuit 10 is provided between the DC input terminals 1a and 1b and the DC output terminals 2a and 2b.
【0033】図3例においては、他方の直流入力端子1
b及び他方の直流出力端子2bを互いに接続すると共に
接地する。本例においては、一方の直流入力端子1aを
平滑用のコンデンサ3aを介して他方の直流入力端子1
bに接続する。In the example of FIG. 3, the other DC input terminal 1
b and the other DC output terminal 2b are connected to each other and grounded. In this example, one DC input terminal 1a is connected to the other DC input terminal 1a via a smoothing capacitor 3a.
b.
【0034】また、この一方の直流入力端子1aをパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路(ステップダ
ウン回路)3を構成するN型の電界効果トランジスタ3
bのソースに接続する。この電界効果トランジスタ3b
のドレインをチョークコイル3cを介して一方の直流出
力端子2aに接続する。The one DC input terminal 1a is connected to an N-type field effect transistor 3 constituting a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) 3.
b. This field effect transistor 3b
Is connected to one DC output terminal 2a via the choke coil 3c.
【0035】この電界効果トランジスタ3bのドレイン
とこのチョークコイル3cとの接続点をフライホイール
ダイオード3dを介して他方の直流出力端子2bに接続
すると共にこのチョークコイル3cとこの一方の直流出
力端子2aとの接続点を平滑用のコンデンサ3eを介し
てこの他方の直流出力端子2bに接続する。A connection point between the drain of the field effect transistor 3b and the choke coil 3c is connected to the other DC output terminal 2b via a flywheel diode 3d, and the choke coil 3c and the one DC output terminal 2a are connected. Is connected to the other DC output terminal 2b via a smoothing capacitor 3e.
【0036】また、この一方の直流出力端子2aに得ら
れる直流電圧をコントロール回路3fに供給する。この
コントロール回路3fはこの供給される直流電圧に応じ
たパルス幅の所定周期の制御信号を発生するようになさ
れたパルス幅変調回路より成るものである。このコント
ロール回路3fとしては例えばパルス幅変調回路より成
る制御ICを使用する。The DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a is supplied to the control circuit 3f. The control circuit 3f is composed of a pulse width modulation circuit configured to generate a control signal having a predetermined period with a pulse width corresponding to the supplied DC voltage. As the control circuit 3f, for example, a control IC including a pulse width modulation circuit is used.
【0037】このコントロール回路3fの出力側に得ら
れるパルス幅変調された所定周期の制御信号を電界効果
トランジスタ3bのゲートに供給してこの電界効果トラ
ンジスタ3bをスイッチングする如くする。またこの電
界効果トランジスタ3bのゲートを抵抗器3gを介し
て、この電界効果トランジスタ3bのドレインに接続す
る。A control signal of a predetermined period, which has been subjected to pulse width modulation and obtained on the output side of the control circuit 3f, is supplied to the gate of the field effect transistor 3b so that the field effect transistor 3b is switched. The gate of the field effect transistor 3b is connected to the drain of the field effect transistor 3b via a resistor 3g.
【0038】この本例のパルス幅変調型スイッチングレ
ギュレータ回路3においては一方の直流出力端子2aに
得られる直流電圧に応じたパルス幅の所定周期の制御信
号で電界効果トランジスタ3bをスイッチングし、この
電界効果トランジスタ3bのドレインに得られる信号を
フライホイルダイオード3d,チョークコイル3c及び
コンデンサ3eで平滑するようにしているので、この直
流出力端子2a,2bに所定電圧例えば3Vの直流電圧
を得ることができる。In the switching regulator circuit 3 of the pulse width modulation type of this embodiment, the field effect transistor 3b is switched by a control signal of a predetermined period having a pulse width corresponding to the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a. Since the signal obtained at the drain of the effect transistor 3b is smoothed by the flywheel diode 3d, the choke coil 3c and the capacitor 3e, a DC voltage of a predetermined voltage, for example, 3V can be obtained at the DC output terminals 2a and 2b. .
【0039】この場合、このパルス幅変調型スイッチン
グレギュレータ回路3はこの効率は良い。In this case, the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 has high efficiency.
【0040】また、この一方の直流入力端子1aをスイ
ッチ回路10を構成するP型の電界効果トランジスタ1
0aのソースに接続し、この電界効果トランジスタ10
aのドレインを一方の直流出力端子2aに接続する。The one DC input terminal 1a is connected to the P-type field effect transistor 1 constituting the switch circuit 10.
0a, and the field effect transistor 10
a is connected to one DC output terminal 2a.
【0041】この電界効果トランジスタ10aのドレイ
ンとこの一方の直流出力端子2aとの接続点を抵抗器1
0b及び10cの直列回路を介して接地し、この抵抗器
10b及び10cの接続点をコンパレータを構成する演
算増幅回路10dの非反転入力端子(+)に接続すると
共にこの演算増幅回路10dの反転入力端子(−)を基
準電圧VREF の電池10eを介して接地する。A connection point between the drain of the field effect transistor 10a and the one DC output terminal 2a is connected to a resistor 1
Grounded via a series circuit of 0b and 10c, the connection point of the resistors 10b and 10c is connected to the non-inverting input terminal (+) of an operational amplifier circuit 10d constituting a comparator, and the inverting input of the operational amplifier circuit 10d terminal (-) is grounded through a battery 10e reference voltage V REF to.
【0042】本例においては、この基準電圧VREF をこ
の一方の直流出力端子2aが所定の電圧例えば3Vより
やや低い電圧例えば2.95V以下となったときにこの
演算増幅回路10dの出力側にこの電界効果トランジス
タ10aが導通する電圧の制御信号が得られる如くす
る。この演算増幅回路10dの出力端子を抵抗器10f
を介して、この電界効果トランジスタ10aのゲートに
接続する。[0042] In this example, the reference voltage V REF at the output side of the operational amplifier 10d when the DC output terminal 2a of the one is equal to or less than slightly lower voltage, for example, 2.95V than a predetermined voltage, for example, 3V A control signal of a voltage at which the field effect transistor 10a conducts is obtained. The output terminal of the operational amplifier circuit 10d is connected to a resistor 10f
To the gate of the field effect transistor 10a.
【0043】この本例のスイッチ回路10においては、
一方の直流出力端子2aに得られる直流電圧が所定の電
圧例えば3Vよりもやや低い電圧例えば2.95V以下
となったときオン(導通)し、この一方の直流出力端子
2aに得られる電圧が所定の電圧例えば3Vよりもやや
低い電圧例えば2.95Vになる如くなしたものであ
る。In the switch circuit 10 of this embodiment,
When the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, the DC output terminal 2a is turned on (conducting). , For example, a voltage slightly lower than 3V, for example, 2.95V.
【0044】この場合このスイッチ回路4はレスポンス
に優れており、この一方の直流出力端子2aに得られる
直流電圧が所定の電圧例えば3Vよりもやや低い電圧例
えば2.95V以下となったときは、この一方の直流出
力端子2aの電圧が直ちにこの所定の電圧例えば3Vよ
りもやや低い電圧例えば2.95Vになる如く動作す
る。In this case, the switch circuit 4 has excellent response. When the DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, The operation is performed so that the voltage of the one DC output terminal 2a immediately becomes a voltage slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V.
【0045】本例は上述の如く構成されているのでこの
一方の直流出力端子2aの直流電圧が所定の電圧例えば
3Vよりやや低い電圧例えば2.95Vよりも高いとき
は、スイッチ回路10の電界効果トランジスタ10aは
不導通(オフ)となるので、このときは効率の良いパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路3のみが動作
して直流出力端子2a,2bに所定の直流電圧例えば3
Vの一定電圧を得ることができる。Since the present embodiment is constructed as described above, when the DC voltage at one DC output terminal 2a is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, and higher than a voltage, for example, 2.95V, the electric field effect of the switch circuit 10 is reduced. Since the transistor 10a becomes non-conductive (off), only the efficient pulse width modulation type switching regulator circuit 3 operates at this time, and a predetermined DC voltage, for example, 3 is applied to the DC output terminals 2a and 2b.
A constant voltage of V can be obtained.
【0046】また図4Bに示す如く直流出力端子2a,
2bの出力電流が急激に変動例えば30A/μSで0A
から10Aまで変動したときにおいて、この一方の直流
出力端子2aの電圧が所定電圧例えば3Vよりやや低い
例えば2.95V以下となったときは、レスポンスの優
れたスイッチ回路10の電界効果トランジスタ10aが
オンするので、図4Aに示す如く、直流出力端子2a,
2bの電圧を直ちにこのスイッチ回路10で決る所定電
圧例えば3Vよりやや低い例えば2.95Vの電圧とな
る。As shown in FIG. 4B, the DC output terminals 2a,
2b output current fluctuates rapidly, for example 0A at 30A / μS
When the voltage at the one DC output terminal 2a becomes slightly lower than a predetermined voltage, for example, 2.95 V or less, for example, 2.95 V or less, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 having excellent response is turned on. Therefore, as shown in FIG. 4A, the DC output terminals 2a,
The voltage of 2b immediately becomes a voltage of, for example, 2.95V, which is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V determined by the switch circuit 10.
【0047】その後この直流出力端子2a,2bの電圧
がこの所定電圧例えば3Vよりやや低い電圧例えば2.
95Vより高くなったときは再びスイッチ回路10の電
界効果トランジスタ10aがオフ(不導通)となり、電
圧変換効率の良いパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路3のみが動作し、この直流出力端子2a,2b
の電圧を所定電圧例えば3Vの一定電圧とする如くす
る。Thereafter, the voltages of the DC output terminals 2a and 2b are slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.V.
When the voltage becomes higher than 95 V, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 is again turned off (disconnected), and only the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 with good voltage conversion efficiency operates, and the DC output terminals 2a and 2b
Is set to a predetermined voltage, for example, a constant voltage of 3V.
【0048】従って本例によっても図1例と同様に効率
を落とすことなくレスポンスを改善できる利益がある。Accordingly, this embodiment also has the advantage that the response can be improved without lowering the efficiency as in the case of FIG.
【0049】また本例によれば直流出力端子2a,2b
の電圧が低下したときにスイッチ回路10の電界効果ト
ランジスタ10aがオンし、この直流出力端子2a,2
bの電圧を直ちにこのスイッチ回路10で決る所定電圧
例えば2.95Vとするのでコンデンサ3eの容量を小
さく例えば従来の1/2とすることができる。According to this embodiment, the DC output terminals 2a, 2b
When the voltage of the DC output terminals 2a and 2a decreases, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 turns on.
Since the voltage b is immediately set to the predetermined voltage determined by the switch circuit 10, for example, 2.95 V, the capacitance of the capacitor 3e can be reduced to, for example, half the conventional value.
【0050】尚、本発明は上述実施例に限ることなく本
発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採
り得ることは勿論である。It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can adopt various other configurations without departing from the gist of the present invention.
【0051】[0051]
【発明の効果】本発明によれば、効率を落とすことなく
レスポンスを改善できる利益がある。According to the present invention, there is an advantage that the response can be improved without lowering the efficiency.
【0052】また本発明によれば直流出力端子の電圧が
低下したときにシリーズレギュレータ回路が動作し、こ
の直流出力端子の電圧は直ちにこのシリーズレギュレー
タ回路で決る所定電圧となるので、出力側のコンデンサ
の容量値を小さくできる利益がある。According to the present invention, the series regulator circuit operates when the voltage of the DC output terminal drops, and the voltage of the DC output terminal immediately becomes the predetermined voltage determined by the series regulator circuit. There is an advantage that the capacitance value can be reduced.
【図1】本発明DC−DCコンバータの例を示す構成図
である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of a DC-DC converter of the present invention.
【図2】本発明の説明に供する線図である。FIG. 2 is a diagram for describing the present invention.
【図3】本発明の他の例を示す構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram showing another example of the present invention.
【図4】図3の説明に供する線図である。FIG. 4 is a diagram for explaining FIG. 3;
【図5】従来の説明に供する線図である。FIG. 5 is a diagram for conventional explanation.
1a,1b‥‥直流入力端子、2a,2b‥‥直流出力
端子、3‥‥パルス幅変調型スイッチングレギュレータ
回路、3a,3e‥‥コンデンサ、3b‥‥N型電界効
果トランジスタ、3c‥‥チョークコイル、3d‥‥フ
ライホイルダイオード、3f‥‥コントロール回路、4
‥‥シリーズレギュレータ回路、4a‥‥P型電界効果
トランジスタ、4b,4c‥‥抵抗器、4d‥‥演算増
幅回路、4e‥‥電池、10‥‥スイッチ回路、10a
‥‥P型電界効果トランジスタ、10b,10c,10
f‥‥抵抗器、10d‥‥コンパレータ、10e‥‥電
池1a, 1b DC input terminal, 2a, 2b DC output terminal, 3 pulse width modulation type switching regulator circuit, 3a, 3e capacitor, 3b N field effect transistor, 3c choke coil 3d flywheel diode, 3f control circuit, 4
{Series regulator circuit, 4a} P type field effect transistor, 4b, 4c} Resistor, 4d} Operational amplifier circuit, 4e} Battery, 10} Switch circuit, 10a
‥‥ P-type field effect transistors, 10b, 10c, 10
f ‥‥ resistor, 10 ‥‥ comparator, 10 ‥‥ battery
Claims (2)
ルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びシリー
ズレギュレータ回路の並列回路を設け、前記直流出力端
子の電圧が所定電圧のときは、前記パルス幅変調型スイ
ッチングレギュレータ回路を動作させるようにすると共
に前記直流出力端子の電圧が前記所定電圧以下のときは
前記パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及び
前記シリーズレギュレータ回路を動作させるようにした
ことを特徴とするDC−DCコンバータ。A parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit and a series regulator circuit is provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage, the pulse width modulation is performed. And a pulse width modulation type switching regulator circuit and the series regulator circuit when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage. -DC converter.
ルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びスイッ
チ回路の並列回路を設け、前記直流出力端子の電圧が所
定電圧のときは、前記パルス幅変調型スイッチングレギ
ュレータ回路を動作させるようにし、前記直流出力端子
の電圧が前記所定電圧以下のときは前記パルス幅変調型
スイッチングレギュレータ回路を動作させるようにする
と共に前記スイッチ回路をオンとするようにしたことを
特徴とするDC−DCコンバータ。2. A pulse width modulation type switching regulator circuit and a parallel circuit of a switch circuit are provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage, the pulse width modulation type The switching regulator circuit is operated, and when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit is operated and the switch circuit is turned on. Characteristic DC-DC converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21486097A JPH113126A (en) | 1997-04-17 | 1997-08-08 | Dc/dc converter |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9-100602 | 1997-04-17 | ||
JP10060297 | 1997-04-17 | ||
JP21486097A JPH113126A (en) | 1997-04-17 | 1997-08-08 | Dc/dc converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH113126A true JPH113126A (en) | 1999-01-06 |
Family
ID=26441598
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21486097A Pending JPH113126A (en) | 1997-04-17 | 1997-08-08 | Dc/dc converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH113126A (en) |
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