JPH113126A - Dc/dc converter - Google Patents
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- JPH113126A JPH113126A JP21486097A JP21486097A JPH113126A JP H113126 A JPH113126 A JP H113126A JP 21486097 A JP21486097 A JP 21486097A JP 21486097 A JP21486097 A JP 21486097A JP H113126 A JPH113126 A JP H113126A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は例えばコンピュータ
機器等の急激な負荷変動を要する電源回路に使用して好
適なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter suitable for use in a power supply circuit requiring a sudden load change, such as a computer device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般にコンピュータ機器等の電源回路と
して直流電源の電圧を所定の一定の直流電圧にするＤＣ
−ＤＣコンバータが用いられている。このＤＣ−ＤＣコ
ンバータとして従来はパルス幅変調型スイッチングレギ
ュレータ回路（ステップダウン回路）又はシリーズレギ
ュレータ回路が使用されていた。2. Description of the Related Art Generally, a DC circuit for converting a voltage of a DC power supply to a predetermined constant DC voltage as a power supply circuit of a computer device or the like.
-A DC converter is used. Conventionally, a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) or a series regulator circuit has been used as the DC-DC converter.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】この従来のパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路（ステップダウン回
路）は効率が高い特長を有するが負荷が急激に変動した
とき例えば図５Ｂに示す如く直流出力端子の出力電流が
急激に変動、例えば３０Ａ／μＳで０Ａから１０Ａに変
動したときには直流出力端子の出力電圧は図５Ａに示す
如く、例えば３Ｖから２．８Ｖに変動する。The conventional pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) has a feature of high efficiency, but when the load fluctuates rapidly, for example, as shown in FIG. When the current changes abruptly, for example, from 0 A to 10 A at 30 A / μS, the output voltage at the DC output terminal changes from, for example, 3 V to 2.8 V as shown in FIG. 5A.
【０００４】このパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路（ステップダウン回路）のステップレスポンス
（出力過渡負荷応答）を高めるためには、出力側のコン
デンサの容量値を大きくする必要がある（一般に、この
コンデンサの容量値は１０００μＦ以上であった。）不
都合があった。In order to increase the step response (output transient load response) of this pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit), it is necessary to increase the capacitance value of a capacitor on the output side (generally, the capacitance of this capacitor). The capacitance value was 1000 μF or more.)
【０００５】またシリーズレギュレータ回路を使用した
ときには、このシリーズレギュレータ回路は、このパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路と比較し、レ
スポンスは優れているが、効率の点で劣り、この為この
放熱等の対策のため、このＤＣ−ＤＣコンバータは大型
化してしまう不都合があった。When a series regulator circuit is used, the response of the series regulator circuit is better than that of the pulse width modulation type switching regulator circuit, but the efficiency of the series regulator circuit is inferior to that of the switching regulator circuit. Therefore, there is a disadvantage that the DC-DC converter is increased in size.
【０００６】本発明は斯る点に鑑み、効率を落とすこと
なくレスポンスを改善することができるようにすると共
に出力側のコンデンサの容量値を小さく出来るようにす
ることを目的とする。In view of the foregoing, it is an object of the present invention to improve the response without lowering the efficiency and to reduce the capacitance value of the output-side capacitor.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは直流入力端子と直流出力端子との間にパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路及びシリーズレギュ
レータ回路の並列回路を設け、この直流出力端子の電圧
が所定電圧より高いときは、このパルス幅変調型スイッ
チングレギュレータ回路を動作させるようにすると共に
この直流出力端子の電圧が所定電圧以下のときは、この
パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びこの
シリーズレギュレータ回路を動作させるようにしたもの
である。According to the DC-DC converter of the present invention, a parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit and a series regulator circuit is provided between a DC input terminal and a DC output terminal. When the voltage is higher than a predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit is operated. When the voltage of the DC output terminal is lower than a predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit and the series regulator circuit are operated. Is operated.
【０００８】斯る本発明によれば、直流出力端子が緩や
かな負荷変動で所定電圧のときは、効率の良いパルス幅
変調型スイッチングレギュレータ回路を動作して直流出
力端子に所定の直流電圧を得るようにすると共に急激な
負荷変動でこの直流出力端子の電圧が所定電圧以下とな
ったときはレスポンスの優れたシリーズレギュレータ回
路も動作をしこの直流出力端子の電圧を所定の直流電圧
になるようにする。直流出力端子の電圧が所定の直流電
圧になると、シリーズレギュレータ回路の動作を停止す
るので、効率を落とすことなくレスポンスを改善でき、
更に出力側のコンデンサの容量値を大きくする必要がな
い。According to the present invention, when the DC output terminal is at a predetermined voltage due to a gradual load change, an efficient pulse width modulation type switching regulator circuit is operated to obtain a predetermined DC voltage at the DC output terminal. When the voltage of this DC output terminal falls below a predetermined voltage due to a sudden load change, the series regulator circuit with excellent response also operates to bring the voltage of this DC output terminal to the predetermined DC voltage. I do. When the voltage of the DC output terminal reaches a predetermined DC voltage, the operation of the series regulator circuit is stopped, so that the response can be improved without lowering the efficiency.
Further, it is not necessary to increase the capacitance value of the output side capacitor.
【０００９】また、本発明ＤＣ−ＤＣコンバータは直流
入力端子と直流出力端子との間にパルス幅変調型スイッ
チングレギュレータ回路及びスイッチ回路の並列回路を
設け、この直流出力端子の電圧が所定電圧のときはこの
パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路を動作さ
せるようにし、この直流出力端子の電圧がこの所定電圧
以下のときはこのパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路を動作させるようにすると共にこのスイッチ回
路をオンとするようにしたものである。In the DC-DC converter of the present invention, a pulse width modulation type switching regulator circuit and a parallel circuit of a switch circuit are provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage. Operates the pulse width modulation type switching regulator circuit, and operates the pulse width modulation type switching regulator circuit when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage, and turns on the switch circuit. It is something to do.
【００１０】斯る本発明によれば、直流出力端子が緩や
かな負荷変動で所定電圧のときは、効率の良いパルス幅
変調型スイッチングレギュレータ回路を動作して直流出
力端子に所定の直流電圧を得るようにし、急激な負荷変
動でこの直流出力端子の電圧が所定電圧以下となったと
きはレスポンスの優れたスイッチ回路をオンとし、この
直流出力端子の電圧を所定の直流電圧になるようにす
る。According to the present invention, when the DC output terminal is at a predetermined voltage due to a gradual load change, an efficient pulse width modulation type switching regulator circuit is operated to obtain a predetermined DC voltage at the DC output terminal. When the voltage at the DC output terminal falls below a predetermined voltage due to a sudden load change, a switch circuit having excellent response is turned on, so that the voltage at the DC output terminal becomes a predetermined DC voltage.
【００１１】この直流出力端子の電圧が所定の直流電圧
になると、このスイッチ回路がオフするので、効率を落
とすことなくレスポンスを改善でき、更に出力側のコン
デンサの容量を大きくする必要がない。When the voltage at the DC output terminal reaches a predetermined DC voltage, the switch circuit is turned off, so that the response can be improved without lowering the efficiency, and it is not necessary to increase the capacity of the capacitor on the output side.
【００１２】[0012]
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明ＤＣ−
ＤＣコンバータの実施の形態の例につき説明する。図１
において、１ａ，１ｂは直流電源よりの直流電圧例えば
５Ｖが供給される直流入力端子を示し、また２ａ，２ｂ
は一定の直流電圧例えば３Ｖを得るようにした直流出力
端子を示す。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.
An embodiment of a DC converter will be described. FIG.
In the figure, reference numerals 1a and 1b denote DC input terminals to which a DC voltage from a DC power supply, for example, 5 V is supplied, and 2a and 2b
Denotes a DC output terminal for obtaining a constant DC voltage, for example, 3V.
【００１３】本例においては、この直流入力端子１ａ，
１ｂと直流出力端子２ａ，２ｂとの間にパルス幅変調型
スイッチングレギュレータ回路３及びシリーズレギュレ
ータ回路４の並列回路を設ける。In this embodiment, the DC input terminals 1a, 1a,
A parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit 3 and a series regulator circuit 4 is provided between the DC output terminals 1a and 2b.
【００１４】図１例においては、他方の直流入力端子１
ｂ及び他方の直流出力端子２ｂを互いに接続すると共に
接地する。本例においては、一方の直流入力端子１ａを
平滑用のコンデンサ３ａを介して他方の直流入力端子１
ｂに接続する。In the example of FIG. 1, the other DC input terminal 1
b and the other DC output terminal 2b are connected to each other and grounded. In this example, one DC input terminal 1a is connected to the other DC input terminal 1a via a smoothing capacitor 3a.
b.
【００１５】また、この一方の直流入力端子１ａをパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路（ステップダ
ウン回路）３を構成するＮ型の電界効果トランジスタ３
ｂのソースに接続する。この電界効果トランジスタ３ｂ
のドレインをチョークコイル３ｃを介して一方の直流出
力端子２ａに接続する。The DC input terminal 1a is connected to an N-type field effect transistor 3 constituting a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) 3.
b. This field effect transistor 3b
Is connected to one DC output terminal 2a via the choke coil 3c.
【００１６】この電界効果トランジスタ３ｂのドレイン
とこのチョークコイル３ｃとの接続点をフライホイール
ダイオード３ｄを介して他方の直流出力端子２ｂに接続
すると共にこのチョークコイル３ｃとこの一方の直流出
力端子２ａとの接続点を平滑用のコンデンサ３ｅを介し
てこの他方の直流出力端子２ｂに接続する。A connection point between the drain of the field effect transistor 3b and the choke coil 3c is connected to the other DC output terminal 2b via a flywheel diode 3d, and the choke coil 3c and the one DC output terminal 2a are connected to each other. Is connected to the other DC output terminal 2b via a smoothing capacitor 3e.
【００１７】また、この一方の直流出力端子２ａに得ら
れる直流電圧をコントロール回路３ｆに供給する。この
コントロール回路３ｆはこの供給される直流電圧に応じ
たパルス幅の所定周期の制御信号を発生するようになさ
れたパルス幅変調回路より成るものである。このコント
ロール回路３ｆとしては例えばパルス幅変調回路より成
る制御ＩＣを使用する。The DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a is supplied to a control circuit 3f. The control circuit 3f is composed of a pulse width modulation circuit configured to generate a control signal having a predetermined period with a pulse width corresponding to the supplied DC voltage. As the control circuit 3f, for example, a control IC including a pulse width modulation circuit is used.
【００１８】このコントロール回路３ｆの出力側に得ら
れるパルス幅変調された所定周期の制御信号を電界効果
トランジスタ３ｂのゲートに供給してこの電界効果トラ
ンジスタ３ｂをスイッチングする如くする。またこの電
界効果トランジスタ３ｂのゲートを抵抗器３ｇを介し
て、この電界効果トランジスタ３ｂのドレインに接続す
る。A pulse width modulated control signal obtained at the output side of the control circuit 3f and having a predetermined period is supplied to the gate of the field effect transistor 3b so as to switch the field effect transistor 3b. The gate of the field effect transistor 3b is connected to the drain of the field effect transistor 3b via a resistor 3g.
【００１９】この本例のパルス幅変調型スイッチングレ
ギュレータ回路３においては一方の直流出力端子２ａに
得られる直流電圧に応じたパルス幅の所定周期の制御信
号で電界効果トランジスタ３ｂをスイッチングし、この
電界効果トランジスタ３ｂのドレインに得られる信号を
フライホイルダイオード３ｄ，チョークコイル３ｃ及び
コンデンサ３ｅで平滑するようにしているので、この直
流出力端子２ａ，２ｂに所定電圧例えば３Ｖの直流電圧
を得ることができる。In the switching regulator circuit 3 of the pulse width modulation type of this embodiment, the field effect transistor 3b is switched by a control signal having a predetermined period of a pulse width corresponding to the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a. Since the signal obtained at the drain of the effect transistor 3b is smoothed by the flywheel diode 3d, the choke coil 3c and the capacitor 3e, a DC voltage of a predetermined voltage, for example, 3V can be obtained at the DC output terminals 2a and 2b. .
【００２０】この場合、このパルス幅変調型スイッチン
グレギュレータ回路３はこの効率は良い。In this case, the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 has high efficiency.
【００２１】また、この一方の直流入力端子１ａをシリ
ーズレギュレータ回路４を構成するＰ型の電界効果トラ
ンジスタ４ａのソースに接続し、この電界効果トランジ
スタ４ａのドレインを一方の直流出力端子２ａに接続す
る。The DC input terminal 1a is connected to the source of a P-type field effect transistor 4a constituting the series regulator circuit 4, and the drain of the field effect transistor 4a is connected to the DC output terminal 2a. .
【００２２】この電界効果トランジスタ４ａのドレイン
とこの一方の直流出力端子２ａとの接続点を抵抗器４ｂ
及び４ｃの直列回路を介して接地し、この抵抗器４ｂ及
び４ｃの接続点を演算増幅回路４ｄの非反転入力端子
（＋）に接続すると共にこの演算増幅回路４ｄの反転入
力端子（−）を基準電圧ＶREF の電池４ｅを介して接地
する。A connection point between the drain of the field effect transistor 4a and the one DC output terminal 2a is connected to a resistor 4b.
And 4c are grounded through a series circuit, the connection point of the resistors 4b and 4c is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier circuit 4d, and the inverting input terminal (-) of the operational amplifier circuit 4d is connected to the ground. It is grounded via the battery 4e of the reference voltage VREF .
【００２３】本例においては、この基準電圧ＶREF をこ
の一方の直流出力端子２ａが所定の電圧例えば３Ｖより
やや低い電圧例えば２．９５Ｖ以下となったときにこの
演算増幅回路４ｄの出力側にこの電界効果トランジスタ
４ａが導通する電圧の制御信号が得られる如くする。In this embodiment, the reference voltage V REF is applied to the output side of the operational amplifier circuit 4d when the voltage of the one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less. A control signal of a voltage at which the field effect transistor 4a conducts is obtained.
【００２４】この演算増幅回路４ｄの出力端子を抵抗器
４ｆを介して、この電界効果トランジスタ４ａのゲート
に接続し、またこの電界効果トランジスタ４ａのゲート
を抵抗器４ｇを介してこの電界効果トランジスタ４ａの
ソースに接続する。The output terminal of the operational amplifier circuit 4d is connected via a resistor 4f to the gate of the field effect transistor 4a. The gate of the field effect transistor 4a is connected via a resistor 4g to the field effect transistor 4a. Connect to the source.
【００２５】この本例のシリーズレギュレータ回路４に
おいては、一方の直流出力端子２ａに得られる直流電圧
が所定の電圧例えば３Ｖよりもやや低い電圧例えば２．
９５Ｖ以下となったときに動作し、この一方の直流出力
端子２ａに得られる電圧が所定の電圧例えば３Ｖよりも
やや低い電圧例えば２．９５Ｖになる如くなしたもので
ある。In the series regulator circuit 4 of this embodiment, the DC voltage obtained at one of the DC output terminals 2a is a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.
It operates when the voltage becomes 95 V or less, and the voltage obtained at one of the DC output terminals 2 a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.95 V.
【００２６】この場合このシリーズレギュレータ回路４
はレスポンスに優れており、この一方の直流出力端子２
ａに得られる直流電圧が所定の電圧例えば３Ｖよりもや
や低い電圧例えば２．９５Ｖ以下となったときは、この
一方の直流出力端子２ａの電圧が直ちにこの所定の電圧
例えば３Ｖよりもやや低い電圧例えば２．９５Ｖになる
如く動作する。In this case, the series regulator circuit 4
Has excellent response, and one of the DC output terminals 2
When the DC voltage obtained at a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.95 V or less, the voltage of one of the DC output terminals 2 a immediately becomes a voltage slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3 V. For example, it operates to become 2.95V.
【００２７】本例は上述の如く構成されているのでこの
一方の直流出力端子２ａの直流電圧が所定の電圧例えば
３Ｖよりやや低い電圧例えば２．９５Ｖよりも高いとき
は、シリーズレギュレータ回路４の電界効果トランジス
タ４ａは不導通となるので、このときは効率の良いパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路３のみが動作
して直流出力端子２ａ，２ｂに所定の直流電圧例えば３
Ｖの一定電圧を得ることができる。Since the present embodiment is constructed as described above, when the DC voltage at one DC output terminal 2a is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, and higher than a voltage, for example, 2.95V, the electric field of the series regulator circuit 4 is increased. Since the effect transistor 4a becomes nonconductive, only the efficient pulse width modulation type switching regulator circuit 3 operates at this time, and a predetermined DC voltage, for example, 3 V, is applied to the DC output terminals 2a and 2b.
A constant voltage of V can be obtained.
【００２８】また図２Ｂに示す如く直流出力端子２ａ，
２ｂの出力電流が急激に変動例えば３０Ａ／μＳで０Ａ
から１０Ａまで変動したときにおいて、この一方の直流
出力端子２ａの電圧が所定電圧例えば３Ｖよりやや低い
例えば２．９５Ｖ以下となったときは、レスポンスの優
れたシリーズレギュレータ回路４も動作をするので、図
２Ａに示す如く、直流出力端子２ａ，２ｂの電圧を直ち
にこのシリーズレギュレータ回路４で決る所定電圧例え
ば３Ｖよりやや低い例えば２．９５Ｖの一定電圧とな
る。As shown in FIG. 2B, the DC output terminals 2a,
2b output current fluctuates rapidly, for example 0A at 30A / μS
When the voltage at the one DC output terminal 2a becomes slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, the series regulator circuit 4 having excellent response also operates. As shown in FIG. 2A, the voltage of the DC output terminals 2a and 2b immediately becomes a constant voltage of, for example, 2.95V, which is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V determined by the series regulator circuit 4.
【００２９】その後この直流出力端子２ａ，２ｂの電圧
がこの所定電圧例えば３Ｖよりやや低い電圧例えば２．
９５Ｖより高くなったときは再びシリーズレギュレータ
回路４は不動作となり、電圧変換効率の良いパルス幅変
調型スイッチングレギュレータ回路３のみが動作し、こ
の直流出力端子２ａ，２ｂの電圧を所定電圧例えば３Ｖ
の一定電圧とする如くする。Thereafter, the voltages of the DC output terminals 2a and 2b are slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.V.
When the voltage becomes higher than 95 V, the series regulator circuit 4 becomes inactive again, only the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 having good voltage conversion efficiency operates, and the voltage of the DC output terminals 2a and 2b is reduced to a predetermined voltage, for example, 3V.
To a constant voltage.
【００３０】従って本例によれば効率を落とすことなく
レスポンスを改善できる利益がある。Therefore, according to this embodiment, there is an advantage that the response can be improved without lowering the efficiency.
【００３１】また本例によれば直流出力端子２ａ，２ｂ
の電圧が低下したときにシリーズレギュレータ回路４が
動作し、この直流出力端子２ａ，２ｂの電圧を直ちにこ
のシリーズレギュレータ回路４で決る所定電圧例えば
２．９５Ｖとするのでコンデンサ３ｅの容量を小さく例
えば従来の１／２とすることができる。According to this embodiment, the DC output terminals 2a, 2b
The voltage of the DC output terminals 2a and 2b is immediately set to a predetermined voltage determined by the series regulator circuit 4, for example, 2.95V, so that the capacity of the capacitor 3e is reduced, for example, Can be reduced to.
【００３２】また、図３は本発明の他の例を示す。この
図３例につき説明するに、図１例に対応する部分には同
一符号を付して示す。本例においては、この直流入力端
子１ａ，１ｂと直流出力端子２ａ，２ｂとの間にパルス
幅変調型スイッチングレギュレータ回路３及びスイッチ
回路１０の並列回路を設ける。FIG. 3 shows another example of the present invention. 3 will be described. Parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this example, a parallel circuit of the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 and the switch circuit 10 is provided between the DC input terminals 1a and 1b and the DC output terminals 2a and 2b.
【００３３】図３例においては、他方の直流入力端子１
ｂ及び他方の直流出力端子２ｂを互いに接続すると共に
接地する。本例においては、一方の直流入力端子１ａを
平滑用のコンデンサ３ａを介して他方の直流入力端子１
ｂに接続する。In the example of FIG. 3, the other DC input terminal 1
b and the other DC output terminal 2b are connected to each other and grounded. In this example, one DC input terminal 1a is connected to the other DC input terminal 1a via a smoothing capacitor 3a.
b.
【００３４】また、この一方の直流入力端子１ａをパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路（ステップダ
ウン回路）３を構成するＮ型の電界効果トランジスタ３
ｂのソースに接続する。この電界効果トランジスタ３ｂ
のドレインをチョークコイル３ｃを介して一方の直流出
力端子２ａに接続する。The one DC input terminal 1a is connected to an N-type field effect transistor 3 constituting a pulse width modulation type switching regulator circuit (step-down circuit) 3.
b. This field effect transistor 3b
Is connected to one DC output terminal 2a via the choke coil 3c.
【００３５】この電界効果トランジスタ３ｂのドレイン
とこのチョークコイル３ｃとの接続点をフライホイール
ダイオード３ｄを介して他方の直流出力端子２ｂに接続
すると共にこのチョークコイル３ｃとこの一方の直流出
力端子２ａとの接続点を平滑用のコンデンサ３ｅを介し
てこの他方の直流出力端子２ｂに接続する。A connection point between the drain of the field effect transistor 3b and the choke coil 3c is connected to the other DC output terminal 2b via a flywheel diode 3d, and the choke coil 3c and the one DC output terminal 2a are connected. Is connected to the other DC output terminal 2b via a smoothing capacitor 3e.
【００３６】また、この一方の直流出力端子２ａに得ら
れる直流電圧をコントロール回路３ｆに供給する。この
コントロール回路３ｆはこの供給される直流電圧に応じ
たパルス幅の所定周期の制御信号を発生するようになさ
れたパルス幅変調回路より成るものである。このコント
ロール回路３ｆとしては例えばパルス幅変調回路より成
る制御ＩＣを使用する。The DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a is supplied to the control circuit 3f. The control circuit 3f is composed of a pulse width modulation circuit configured to generate a control signal having a predetermined period with a pulse width corresponding to the supplied DC voltage. As the control circuit 3f, for example, a control IC including a pulse width modulation circuit is used.
【００３７】このコントロール回路３ｆの出力側に得ら
れるパルス幅変調された所定周期の制御信号を電界効果
トランジスタ３ｂのゲートに供給してこの電界効果トラ
ンジスタ３ｂをスイッチングする如くする。またこの電
界効果トランジスタ３ｂのゲートを抵抗器３ｇを介し
て、この電界効果トランジスタ３ｂのドレインに接続す
る。A control signal of a predetermined period, which has been subjected to pulse width modulation and obtained on the output side of the control circuit 3f, is supplied to the gate of the field effect transistor 3b so that the field effect transistor 3b is switched. The gate of the field effect transistor 3b is connected to the drain of the field effect transistor 3b via a resistor 3g.
【００３８】この本例のパルス幅変調型スイッチングレ
ギュレータ回路３においては一方の直流出力端子２ａに
得られる直流電圧に応じたパルス幅の所定周期の制御信
号で電界効果トランジスタ３ｂをスイッチングし、この
電界効果トランジスタ３ｂのドレインに得られる信号を
フライホイルダイオード３ｄ，チョークコイル３ｃ及び
コンデンサ３ｅで平滑するようにしているので、この直
流出力端子２ａ，２ｂに所定電圧例えば３Ｖの直流電圧
を得ることができる。In the switching regulator circuit 3 of the pulse width modulation type of this embodiment, the field effect transistor 3b is switched by a control signal of a predetermined period having a pulse width corresponding to the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a. Since the signal obtained at the drain of the effect transistor 3b is smoothed by the flywheel diode 3d, the choke coil 3c and the capacitor 3e, a DC voltage of a predetermined voltage, for example, 3V can be obtained at the DC output terminals 2a and 2b. .
【００３９】この場合、このパルス幅変調型スイッチン
グレギュレータ回路３はこの効率は良い。In this case, the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 has high efficiency.
【００４０】また、この一方の直流入力端子１ａをスイ
ッチ回路１０を構成するＰ型の電界効果トランジスタ１
０ａのソースに接続し、この電界効果トランジスタ１０
ａのドレインを一方の直流出力端子２ａに接続する。The one DC input terminal 1a is connected to the P-type field effect transistor 1 constituting the switch circuit 10.
0a, and the field effect transistor 10
a is connected to one DC output terminal 2a.
【００４１】この電界効果トランジスタ１０ａのドレイ
ンとこの一方の直流出力端子２ａとの接続点を抵抗器１
０ｂ及び１０ｃの直列回路を介して接地し、この抵抗器
１０ｂ及び１０ｃの接続点をコンパレータを構成する演
算増幅回路１０ｄの非反転入力端子（＋）に接続すると
共にこの演算増幅回路１０ｄの反転入力端子（−）を基
準電圧ＶREF の電池１０ｅを介して接地する。A connection point between the drain of the field effect transistor 10a and the one DC output terminal 2a is connected to a resistor 1
Grounded via a series circuit of 0b and 10c, the connection point of the resistors 10b and 10c is connected to the non-inverting input terminal (+) of an operational amplifier circuit 10d constituting a comparator, and the inverting input of the operational amplifier circuit 10d terminal (-) is grounded through a battery 10e reference voltage V REF to.
【００４２】本例においては、この基準電圧ＶREF をこ
の一方の直流出力端子２ａが所定の電圧例えば３Ｖより
やや低い電圧例えば２．９５Ｖ以下となったときにこの
演算増幅回路１０ｄの出力側にこの電界効果トランジス
タ１０ａが導通する電圧の制御信号が得られる如くす
る。この演算増幅回路１０ｄの出力端子を抵抗器１０ｆ
を介して、この電界効果トランジスタ１０ａのゲートに
接続する。[0042] In this example, the reference voltage V REF at the output side of the operational amplifier 10d when the DC output terminal 2a of the one is equal to or less than slightly lower voltage, for example, 2.95V than a predetermined voltage, for example, 3V A control signal of a voltage at which the field effect transistor 10a conducts is obtained. The output terminal of the operational amplifier circuit 10d is connected to a resistor 10f
To the gate of the field effect transistor 10a.
【００４３】この本例のスイッチ回路１０においては、
一方の直流出力端子２ａに得られる直流電圧が所定の電
圧例えば３Ｖよりもやや低い電圧例えば２．９５Ｖ以下
となったときオン（導通）し、この一方の直流出力端子
２ａに得られる電圧が所定の電圧例えば３Ｖよりもやや
低い電圧例えば２．９５Ｖになる如くなしたものであ
る。In the switch circuit 10 of this embodiment,
When the DC voltage obtained at one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, the DC output terminal 2a is turned on (conducting). , For example, a voltage slightly lower than 3V, for example, 2.95V.
【００４４】この場合このスイッチ回路４はレスポンス
に優れており、この一方の直流出力端子２ａに得られる
直流電圧が所定の電圧例えば３Ｖよりもやや低い電圧例
えば２．９５Ｖ以下となったときは、この一方の直流出
力端子２ａの電圧が直ちにこの所定の電圧例えば３Ｖよ
りもやや低い電圧例えば２．９５Ｖになる如く動作す
る。In this case, the switch circuit 4 has excellent response. When the DC voltage obtained at the one DC output terminal 2a becomes a voltage slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V or less, The operation is performed so that the voltage of the one DC output terminal 2a immediately becomes a voltage slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3V, for example, 2.95V.
【００４５】本例は上述の如く構成されているのでこの
一方の直流出力端子２ａの直流電圧が所定の電圧例えば
３Ｖよりやや低い電圧例えば２．９５Ｖよりも高いとき
は、スイッチ回路１０の電界効果トランジスタ１０ａは
不導通（オフ）となるので、このときは効率の良いパル
ス幅変調型スイッチングレギュレータ回路３のみが動作
して直流出力端子２ａ，２ｂに所定の直流電圧例えば３
Ｖの一定電圧を得ることができる。Since the present embodiment is constructed as described above, when the DC voltage at one DC output terminal 2a is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V, and higher than a voltage, for example, 2.95V, the electric field effect of the switch circuit 10 is reduced. Since the transistor 10a becomes non-conductive (off), only the efficient pulse width modulation type switching regulator circuit 3 operates at this time, and a predetermined DC voltage, for example, 3 is applied to the DC output terminals 2a and 2b.
A constant voltage of V can be obtained.
【００４６】また図４Ｂに示す如く直流出力端子２ａ，
２ｂの出力電流が急激に変動例えば３０Ａ／μＳで０Ａ
から１０Ａまで変動したときにおいて、この一方の直流
出力端子２ａの電圧が所定電圧例えば３Ｖよりやや低い
例えば２．９５Ｖ以下となったときは、レスポンスの優
れたスイッチ回路１０の電界効果トランジスタ１０ａが
オンするので、図４Ａに示す如く、直流出力端子２ａ，
２ｂの電圧を直ちにこのスイッチ回路１０で決る所定電
圧例えば３Ｖよりやや低い例えば２．９５Ｖの電圧とな
る。As shown in FIG. 4B, the DC output terminals 2a,
2b output current fluctuates rapidly, for example 0A at 30A / μS
When the voltage at the one DC output terminal 2a becomes slightly lower than a predetermined voltage, for example, 2.95 V or less, for example, 2.95 V or less, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 having excellent response is turned on. Therefore, as shown in FIG. 4A, the DC output terminals 2a,
The voltage of 2b immediately becomes a voltage of, for example, 2.95V, which is slightly lower than a predetermined voltage, for example, 3V determined by the switch circuit 10.
【００４７】その後この直流出力端子２ａ，２ｂの電圧
がこの所定電圧例えば３Ｖよりやや低い電圧例えば２．
９５Ｖより高くなったときは再びスイッチ回路１０の電
界効果トランジスタ１０ａがオフ（不導通）となり、電
圧変換効率の良いパルス幅変調型スイッチングレギュレ
ータ回路３のみが動作し、この直流出力端子２ａ，２ｂ
の電圧を所定電圧例えば３Ｖの一定電圧とする如くす
る。Thereafter, the voltages of the DC output terminals 2a and 2b are slightly lower than the predetermined voltage, for example, 3 V, for example, 2.V.
When the voltage becomes higher than 95 V, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 is again turned off (disconnected), and only the pulse width modulation type switching regulator circuit 3 with good voltage conversion efficiency operates, and the DC output terminals 2a and 2b
Is set to a predetermined voltage, for example, a constant voltage of 3V.
【００４８】従って本例によっても図１例と同様に効率
を落とすことなくレスポンスを改善できる利益がある。Accordingly, this embodiment also has the advantage that the response can be improved without lowering the efficiency as in the case of FIG.
【００４９】また本例によれば直流出力端子２ａ，２ｂ
の電圧が低下したときにスイッチ回路１０の電界効果ト
ランジスタ１０ａがオンし、この直流出力端子２ａ，２
ｂの電圧を直ちにこのスイッチ回路１０で決る所定電圧
例えば２．９５Ｖとするのでコンデンサ３ｅの容量を小
さく例えば従来の１／２とすることができる。According to this embodiment, the DC output terminals 2a, 2b
When the voltage of the DC output terminals 2a and 2a decreases, the field effect transistor 10a of the switch circuit 10 turns on.
Since the voltage b is immediately set to the predetermined voltage determined by the switch circuit 10, for example, 2.95 V, the capacitance of the capacitor 3e can be reduced to, for example, half the conventional value.
【００５０】尚、本発明は上述実施例に限ることなく本
発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採
り得ることは勿論である。It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can adopt various other configurations without departing from the gist of the present invention.
【００５１】[0051]
【発明の効果】本発明によれば、効率を落とすことなく
レスポンスを改善できる利益がある。According to the present invention, there is an advantage that the response can be improved without lowering the efficiency.
【００５２】また本発明によれば直流出力端子の電圧が
低下したときにシリーズレギュレータ回路が動作し、こ
の直流出力端子の電圧は直ちにこのシリーズレギュレー
タ回路で決る所定電圧となるので、出力側のコンデンサ
の容量値を小さくできる利益がある。According to the present invention, the series regulator circuit operates when the voltage of the DC output terminal drops, and the voltage of the DC output terminal immediately becomes the predetermined voltage determined by the series regulator circuit. There is an advantage that the capacitance value can be reduced.
【図１】本発明ＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す構成図
である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of a DC-DC converter of the present invention.
【図２】本発明の説明に供する線図である。FIG. 2 is a diagram for describing the present invention.
【図３】本発明の他の例を示す構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram showing another example of the present invention.
【図４】図３の説明に供する線図である。FIG. 4 is a diagram for explaining FIG. 3;
【図５】従来の説明に供する線図である。FIG. 5 is a diagram for conventional explanation.
１ａ，１ｂ‥‥直流入力端子、２ａ，２ｂ‥‥直流出力
端子、３‥‥パルス幅変調型スイッチングレギュレータ
回路、３ａ，３ｅ‥‥コンデンサ、３ｂ‥‥Ｎ型電界効
果トランジスタ、３ｃ‥‥チョークコイル、３ｄ‥‥フ
ライホイルダイオード、３ｆ‥‥コントロール回路、４
‥‥シリーズレギュレータ回路、４ａ‥‥Ｐ型電界効果
トランジスタ、４ｂ，４ｃ‥‥抵抗器、４ｄ‥‥演算増
幅回路、４ｅ‥‥電池、１０‥‥スイッチ回路、１０ａ
‥‥Ｐ型電界効果トランジスタ、１０ｂ，１０ｃ，１０
ｆ‥‥抵抗器、１０ｄ‥‥コンパレータ、１０ｅ‥‥電
池1a, 1b DC input terminal, 2a, 2b DC output terminal, 3 pulse width modulation type switching regulator circuit, 3a, 3e capacitor, 3b N field effect transistor, 3c choke coil 3d flywheel diode, 3f control circuit, 4
{Series regulator circuit, 4a} P type field effect transistor, 4b, 4c} Resistor, 4d} Operational amplifier circuit, 4e} Battery, 10} Switch circuit, 10a
‥‥ P-type field effect transistors, 10b, 10c, 10
f ‥‥ resistor, 10 ‥‥ comparator, 10 ‥‥ battery
Claims (2)
ルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びシリー
ズレギュレータ回路の並列回路を設け、前記直流出力端
子の電圧が所定電圧のときは、前記パルス幅変調型スイ
ッチングレギュレータ回路を動作させるようにすると共
に前記直流出力端子の電圧が前記所定電圧以下のときは
前記パルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及び
前記シリーズレギュレータ回路を動作させるようにした
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。A parallel circuit of a pulse width modulation type switching regulator circuit and a series regulator circuit is provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage, the pulse width modulation is performed. And a pulse width modulation type switching regulator circuit and the series regulator circuit when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage. -DC converter.
ルス幅変調型スイッチングレギュレータ回路及びスイッ
チ回路の並列回路を設け、前記直流出力端子の電圧が所
定電圧のときは、前記パルス幅変調型スイッチングレギ
ュレータ回路を動作させるようにし、前記直流出力端子
の電圧が前記所定電圧以下のときは前記パルス幅変調型
スイッチングレギュレータ回路を動作させるようにする
と共に前記スイッチ回路をオンとするようにしたことを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。2. A pulse width modulation type switching regulator circuit and a parallel circuit of a switch circuit are provided between a DC input terminal and a DC output terminal, and when the voltage of the DC output terminal is a predetermined voltage, the pulse width modulation type The switching regulator circuit is operated, and when the voltage of the DC output terminal is equal to or lower than the predetermined voltage, the pulse width modulation type switching regulator circuit is operated and the switch circuit is turned on. Characteristic DC-DC converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21486097A JPH113126A (en) | 1997-04-17 | 1997-08-08 | Dc/dc converter |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-100602 | 1997-04-17 | ||
| JP10060297 | 1997-04-17 | ||
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Publications (1)
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|---|---|
| JPH113126A true JPH113126A (en) | 1999-01-06 |
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ID=26441598
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP21486097A Pending JPH113126A (en) | 1997-04-17 | 1997-08-08 | Dc/dc converter |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH113126A (en) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2380621A (en) * | 2001-08-07 | 2003-04-09 | Yazaki Corp | Electric charge control device having a switching regulator and a series regulator |
| JP2003525013A (en) * | 2000-02-25 | 2003-08-19 | ケイデンス・デザイン・システムズ・インコーポレーテッド | Power converter mode conversion method and device |
| WO2006063823A2 (en) * | 2004-12-15 | 2006-06-22 | Austriamicrosystems Ag | Charge regulation assembly and method for charging a battery |
| JP2006277082A (en) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Voltage step-down circuit |
| US7129681B2 (en) | 2002-08-23 | 2006-10-31 | Ricoh Company, Ltd. | Power supply apparatus having parallel connected switching and series regulators and method of operation |
| JP2006304552A (en) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Switching regulator and power supply system |
| JP2007317239A (en) * | 2007-09-04 | 2007-12-06 | Ricoh Co Ltd | Direct current power supply unit |
| JP2008086199A (en) * | 2007-11-06 | 2008-04-10 | Ricoh Co Ltd | Power supply feeding apparatus and power supply feeding method |
| JP2008537467A (en) * | 2005-04-20 | 2008-09-11 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Parallel arranged linear amplifier and DC-DC converter |
| CN100424974C (en) * | 2003-12-02 | 2008-10-08 | 株式会社理光 | Power circuit and method of rising output voltage of power circuit |
| JP2008301672A (en) * | 2007-06-04 | 2008-12-11 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Dc-dc converter |
| CN100452629C (en) * | 2005-04-21 | 2009-01-14 | 株式会社理光 | Constant-voltage circuit, semiconductor apparatus including constant-voltage circuit, and control method of constant-voltage circuit |
| CN103226369A (en) * | 2012-01-31 | 2013-07-31 | 富士通天株式会社 | Power circuit |
| JP2020108251A (en) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | キヤノン株式会社 | Power supply device and image forming apparatus |
| JP2020108252A (en) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | キヤノン株式会社 | Power supply device and image forming apparatus |
-
1997
- 1997-08-08 JP JP21486097A patent/JPH113126A/en active Pending
Cited By (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003525013A (en) * | 2000-02-25 | 2003-08-19 | ケイデンス・デザイン・システムズ・インコーポレーテッド | Power converter mode conversion method and device |
| GB2380621B (en) * | 2001-08-07 | 2004-03-10 | Yazaki Corp | Electrical charge control device and load driving device using the same |
| US6812672B2 (en) | 2001-08-07 | 2004-11-02 | Yazaki Corporation | Electric charge control device and load driving device using the same |
| GB2380621A (en) * | 2001-08-07 | 2003-04-09 | Yazaki Corp | Electric charge control device having a switching regulator and a series regulator |
| US7288854B2 (en) | 2002-08-23 | 2007-10-30 | Ricoh Company, Ltd. | Power linear and switching regulators commonly controlled for plural loads |
| US7129681B2 (en) | 2002-08-23 | 2006-10-31 | Ricoh Company, Ltd. | Power supply apparatus having parallel connected switching and series regulators and method of operation |
| US7688047B2 (en) | 2003-12-02 | 2010-03-30 | Ricoh Company, Ltd. | Power circuit and method of rising output voltage of power circuit |
| CN100424974C (en) * | 2003-12-02 | 2008-10-08 | 株式会社理光 | Power circuit and method of rising output voltage of power circuit |
| WO2006063823A2 (en) * | 2004-12-15 | 2006-06-22 | Austriamicrosystems Ag | Charge regulation assembly and method for charging a battery |
| GB2435379A (en) * | 2004-12-15 | 2007-08-22 | Austriamicrosystems Ag | Charge regulation assembly and method for charging a battery |
| WO2006063823A3 (en) * | 2004-12-15 | 2006-12-21 | Austriamicrosystems Ag | Charge regulation assembly and method for charging a battery |
| JP2006277082A (en) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Voltage step-down circuit |
| JP2008537467A (en) * | 2005-04-20 | 2008-09-11 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Parallel arranged linear amplifier and DC-DC converter |
| CN100452629C (en) * | 2005-04-21 | 2009-01-14 | 株式会社理光 | Constant-voltage circuit, semiconductor apparatus including constant-voltage circuit, and control method of constant-voltage circuit |
| JP2006304552A (en) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Switching regulator and power supply system |
| JP2008301672A (en) * | 2007-06-04 | 2008-12-11 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Dc-dc converter |
| JP2007317239A (en) * | 2007-09-04 | 2007-12-06 | Ricoh Co Ltd | Direct current power supply unit |
| JP4673350B2 (en) * | 2007-09-04 | 2011-04-20 | 株式会社リコー | DC power supply |
| JP2008086199A (en) * | 2007-11-06 | 2008-04-10 | Ricoh Co Ltd | Power supply feeding apparatus and power supply feeding method |
| JP4642830B2 (en) * | 2007-11-06 | 2011-03-02 | 株式会社リコー | Power supply apparatus and power supply method thereof |
| CN103226369A (en) * | 2012-01-31 | 2013-07-31 | 富士通天株式会社 | Power circuit |
| JP2013156874A (en) * | 2012-01-31 | 2013-08-15 | Fujitsu Ten Ltd | Power supply circuit |
| JP2020108251A (en) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | キヤノン株式会社 | Power supply device and image forming apparatus |
| JP2020108252A (en) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | キヤノン株式会社 | Power supply device and image forming apparatus |
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