JPH1131001A - フィードバックコントロールシステム - Google Patents
フィードバックコントロールシステムInfo
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- JPH1131001A JPH1131001A JP10043099A JP4309998A JPH1131001A JP H1131001 A JPH1131001 A JP H1131001A JP 10043099 A JP10043099 A JP 10043099A JP 4309998 A JP4309998 A JP 4309998A JP H1131001 A JPH1131001 A JP H1131001A
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- input
- output
- amplifier
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
- G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
- G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
- G05B13/042—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a parameter or coefficient is automatically adjusted to optimise the performance
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B5/00—Anti-hunting arrangements
- G05B5/01—Anti-hunting arrangements electric
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/66—Regulating electric power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 第１及び第２ゲイン要素からなる閉ループフ
ィードバックシステム。前記第１ゲイン要素はＸｄ＝Ｋ
ｇ＊（Ｘcont）zなる伝達関数を有する。ここで、Ｘcon
tは前記第１ゲイン要素の制御変化入力信号を示し、Ｘ
ｄは前記第１ゲイン要素の被制御変化出力信号を示し、
Ｋｇ及びｚはＸcontから独立している。前記第２ゲイン
要素はＸcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関数を有する。こ
こで、Ｘｅは前記第２ゲイン要素の制御変化入力信号を
示し、Ｘcontは前記第２ゲイン要素の被制御変化出力信
号を示している。前記伝達関数ｈ１は、［１／ｈ１（Ｘ
ｅ）］＊［δｈ１（Ｘｅ）／δＸｅ］＝Ｋｅとして表わ
され、ＫｅはＸｅから独立である。
ィードバックシステム。前記第１ゲイン要素はＸｄ＝Ｋ
ｇ＊（Ｘcont）zなる伝達関数を有する。ここで、Ｘcon
tは前記第１ゲイン要素の制御変化入力信号を示し、Ｘ
ｄは前記第１ゲイン要素の被制御変化出力信号を示し、
Ｋｇ及びｚはＸcontから独立している。前記第２ゲイン
要素はＸcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関数を有する。こ
こで、Ｘｅは前記第２ゲイン要素の制御変化入力信号を
示し、Ｘcontは前記第２ゲイン要素の被制御変化出力信
号を示している。前記伝達関数ｈ１は、［１／ｈ１（Ｘ
ｅ）］＊［δｈ１（Ｘｅ）／δＸｅ］＝Ｋｅとして表わ
され、ＫｅはＸｅから独立である。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、フィードバックコントロールシ
ステムに関する。
ステムに関する。
【０００２】
【背景技術】図１に示されるフィードバックコントロー
ルシステムにおいて、パワーコンバータ１０は、電圧Ｖ
inの入力電源１４から電力を受け入れ、調整された負荷
電圧Ｖoutにて負荷１８に電力を供給する。出力電圧調
整は、ネガティブフィードバックによってなされる。出
力電圧Ｖoutの所望の設定値を示す基準電圧３２と分圧
器２４によって得られる電圧Ｖｄ，３１すなわちＶout
の測定値との差を示すエラー電圧Ｖe,３４がコントロー
ラ２８に供給され、コントローラ２８は、コントロール
信号Ｖcont，２２を電力変換ステージ１２に供給する。
もし、ＶｄがＶrefより高いときは、Ｖcontは減少す
る。もし、ＶｄがＶrefより低いときは、Ｖcontは高く
なる。Ｖcontの値は、電力変換ステージ１２の出力を制
御するパラメータの値を示している。例えば、パルス幅
変調（ＰＷＭ）電力変換形式の場合、Ｖcontは、デュー
ティ比を示している。また、零電流スイッチング電力変
換形式の場合、Ｖcontは動作周波数を示している。Ｖco
ntの上昇及び下降は電力変換ステージを通る電力を増大
し及び減少せしめる。
ルシステムにおいて、パワーコンバータ１０は、電圧Ｖ
inの入力電源１４から電力を受け入れ、調整された負荷
電圧Ｖoutにて負荷１８に電力を供給する。出力電圧調
整は、ネガティブフィードバックによってなされる。出
力電圧Ｖoutの所望の設定値を示す基準電圧３２と分圧
器２４によって得られる電圧Ｖｄ，３１すなわちＶout
の測定値との差を示すエラー電圧Ｖe,３４がコントロー
ラ２８に供給され、コントローラ２８は、コントロール
信号Ｖcont，２２を電力変換ステージ１２に供給する。
もし、ＶｄがＶrefより高いときは、Ｖcontは減少す
る。もし、ＶｄがＶrefより低いときは、Ｖcontは高く
なる。Ｖcontの値は、電力変換ステージ１２の出力を制
御するパラメータの値を示している。例えば、パルス幅
変調（ＰＷＭ）電力変換形式の場合、Ｖcontは、デュー
ティ比を示している。また、零電流スイッチング電力変
換形式の場合、Ｖcontは動作周波数を示している。Ｖco
ntの上昇及び下降は電力変換ステージを通る電力を増大
し及び減少せしめる。
【０００３】閉ループの安定性やフィードバック制御閉
ループの定常状態及び過渡状態特性について種々の文献
がある。この点について、フィードバックコントロール
システム１０の開ループ特性、すなわち、周波数の関数
としての開ループゲイン及び位相シフト特性が重要であ
る。通常、閉ループシステムの設計においては、ループ
内の異なる素子のゲイン／位相特性を理解してリニアな
コントローラを設計することである。ここに言うリニア
なコントローラとは、ゲインが動作点の関数ではなく、
図１の例においては、Ｖｅの固定的増加変化に起因する
Ｖcontの増加的変化はＶｅ及びＶcontの平均値に無関係
に同じであるようなコントローラである。かかるリニア
なコントローラは、他のループ素子と組み合わされて、
あらかじめ定められた安定状態及び過渡状態特性条件を
充足する開ループゲイン／位相特性を生ずるのである。
よって、例えば、コントローラは、単純に、図２に示さ
れるような周波数対開ループゲイン特性を呈するように
ゲイン／位相特性を有するリニアアンプによって構成出
来る。この開ループゲインは、周波数ｆ１まではほぼ一
定でＡ１に等しく周波数ｆ１を超えると、ゲインはロー
ルオフしてゲインＡｏ１＝１における周波数でのゲイン
及び位相（位相は図示されていない）は、安定な閉ルー
プ動作に整合している。
ループの定常状態及び過渡状態特性について種々の文献
がある。この点について、フィードバックコントロール
システム１０の開ループ特性、すなわち、周波数の関数
としての開ループゲイン及び位相シフト特性が重要であ
る。通常、閉ループシステムの設計においては、ループ
内の異なる素子のゲイン／位相特性を理解してリニアな
コントローラを設計することである。ここに言うリニア
なコントローラとは、ゲインが動作点の関数ではなく、
図１の例においては、Ｖｅの固定的増加変化に起因する
Ｖcontの増加的変化はＶｅ及びＶcontの平均値に無関係
に同じであるようなコントローラである。かかるリニア
なコントローラは、他のループ素子と組み合わされて、
あらかじめ定められた安定状態及び過渡状態特性条件を
充足する開ループゲイン／位相特性を生ずるのである。
よって、例えば、コントローラは、単純に、図２に示さ
れるような周波数対開ループゲイン特性を呈するように
ゲイン／位相特性を有するリニアアンプによって構成出
来る。この開ループゲインは、周波数ｆ１まではほぼ一
定でＡ１に等しく周波数ｆ１を超えると、ゲインはロー
ルオフしてゲインＡｏ１＝１における周波数でのゲイン
及び位相（位相は図示されていない）は、安定な閉ルー
プ動作に整合している。
【０００４】また、コントローラ２８は、図３に示すが
如く変形されて、図４の特性３８の如き開ループゲイン
特性を呈する。変形されたコントローラ２８において、
アンプ４２は周波数変化によってロールオフする非常に
高いＤＣゲインを有する（すなわち積分器である）。閉
ループシステムにおいて、このアンプ４２は、その出力
電圧Ｖｅｑをシステムエラー電圧Ｖｅの平均値をゼロと
する平均値に調整し、従って、コンバータのＤＣ出力電
圧Ｖoutを非常に精確に調整することを確実にする。ア
ンプ４２の出力電圧Ｖｅｑは、別のリニアアンプ４０の
出力に加算される。リニアアンプ４０は、これが他のル
ープ素子と組み合わされたとき、開ループゲイン特性が
図４に示された如くなるように設計されている。周波数
ｆｏ以下においては、積分アンプの高ゲインが支配的で
ある。ｆｏ以上においては、リニアアンプが支配的であ
り、比較的高い、“中域”ゲイン領域（周波数ｆｏとｆ
１との間）及びｆ１以上におけるロールオフするゲイン
の領域を生じ、クロスオーバ点（周波数ｆ２でゲインＡ
０１＝１）におけるゲイン（及び位相）マージンが安定
的閉ループ動作に整合することを確実にしている。
如く変形されて、図４の特性３８の如き開ループゲイン
特性を呈する。変形されたコントローラ２８において、
アンプ４２は周波数変化によってロールオフする非常に
高いＤＣゲインを有する（すなわち積分器である）。閉
ループシステムにおいて、このアンプ４２は、その出力
電圧Ｖｅｑをシステムエラー電圧Ｖｅの平均値をゼロと
する平均値に調整し、従って、コンバータのＤＣ出力電
圧Ｖoutを非常に精確に調整することを確実にする。ア
ンプ４２の出力電圧Ｖｅｑは、別のリニアアンプ４０の
出力に加算される。リニアアンプ４０は、これが他のル
ープ素子と組み合わされたとき、開ループゲイン特性が
図４に示された如くなるように設計されている。周波数
ｆｏ以下においては、積分アンプの高ゲインが支配的で
ある。ｆｏ以上においては、リニアアンプが支配的であ
り、比較的高い、“中域”ゲイン領域（周波数ｆｏとｆ
１との間）及びｆ１以上におけるロールオフするゲイン
の領域を生じ、クロスオーバ点（周波数ｆ２でゲインＡ
０１＝１）におけるゲイン（及び位相）マージンが安定
的閉ループ動作に整合することを確実にしている。
【０００５】多くの装置において、開ループゲイン特性
は、システムの動作点及び環境ファクタによって変化す
る。例えば、広いクラスのＰＷＭパワーコントロールス
テージは、コンバータ入力電圧Ｖinに比例するゲイン特
性を呈する。このことは、かかるコンバータを用いるシ
ステムが入力電圧変化の４：１のレンジに亘って動作す
るように設計されるならば、開ループゲインは、Ｖinが
当該レンジに亘って変化するにつれてこの量だけ変化す
ることを意味する。例えば、零電流スイッチングコンバ
ータの如き他のタイプのコンバータも動作条件（Ｖin，
出力電圧，等）によるゲイン変化やノンリニアゲイン特
性を呈する。非理想的システムにおいて、システムコン
ポーネントの正規許容誤差の変化、エネルギ蓄積素子の
ロス及びコンポーネント特性の温度等の環境ファクタへ
の依存性は、開ループゲインに影響を与える。
は、システムの動作点及び環境ファクタによって変化す
る。例えば、広いクラスのＰＷＭパワーコントロールス
テージは、コンバータ入力電圧Ｖinに比例するゲイン特
性を呈する。このことは、かかるコンバータを用いるシ
ステムが入力電圧変化の４：１のレンジに亘って動作す
るように設計されるならば、開ループゲインは、Ｖinが
当該レンジに亘って変化するにつれてこの量だけ変化す
ることを意味する。例えば、零電流スイッチングコンバ
ータの如き他のタイプのコンバータも動作条件（Ｖin，
出力電圧，等）によるゲイン変化やノンリニアゲイン特
性を呈する。非理想的システムにおいて、システムコン
ポーネントの正規許容誤差の変化、エネルギ蓄積素子の
ロス及びコンポーネント特性の温度等の環境ファクタへ
の依存性は、開ループゲインに影響を与える。
【０００６】その結果、多くの場合、開ループゲイン
は、図２及び図４に示したような単一プロットによって
表わすことは出来ない。換言すれば、開ループゲイン
は、図５の多数のゲインプロットによって示したよう
に、システムの動作点及び環境の変化によって種々変化
するのである。開ループゲインが変化した場合、低域及
び中域ゲイン、クロスオーバー周波数、及びゲイン／位
相マージンがこれに伴って変化して、閉ループ効率及び
閉ループシステムの安定特性を変化させる。故に、従来
のフィードバックコントロールシステムの設計において
は、種々の動作条件の下での閉ループ効率をトレードオ
フして“最悪のケース”の条件の下での安定な閉ループ
動作を達成するようにするのである。
は、図２及び図４に示したような単一プロットによって
表わすことは出来ない。換言すれば、開ループゲイン
は、図５の多数のゲインプロットによって示したよう
に、システムの動作点及び環境の変化によって種々変化
するのである。開ループゲインが変化した場合、低域及
び中域ゲイン、クロスオーバー周波数、及びゲイン／位
相マージンがこれに伴って変化して、閉ループ効率及び
閉ループシステムの安定特性を変化させる。故に、従来
のフィードバックコントロールシステムの設計において
は、種々の動作条件の下での閉ループ効率をトレードオ
フして“最悪のケース”の条件の下での安定な閉ループ
動作を達成するようにするのである。
【０００７】
【発明の概要】本発明の１つの特徴によれば、第１及び
第２ゲイン要素を含む閉ループフィードバックシステム
が提供される。当該第１ゲイン要素は Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Z なる伝達関数を有する。ここで、Ｘcontは第１ゲイン要
素の制御変化入力信号であり、Ｘｄは、第１ゲイン要素
の被制御変化出力信号であり、Ｋｇ及びＺはＸcontから
独立である。当該第２ゲイン要素は、Ｘcont＝ｈ１（Ｘ
ｅ）を充足する伝達関数ｈ１を有する。ここで、Ｘｅは
第２ゲイン要素の制御変化入力信号を示し、Ｘcontは第
２ゲイン要素の被制御変化出力信号を示している。関数
ｈ１は、次式を充足する形態である。すなわち、 ［１／ｈ１（Ｘｅ）］＊［δｈ１（Ｘｅ）／δＸｅ］＝
Ｋｅ ここで、ＫｅはＸｅに対して独立している。
第２ゲイン要素を含む閉ループフィードバックシステム
が提供される。当該第１ゲイン要素は Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Z なる伝達関数を有する。ここで、Ｘcontは第１ゲイン要
素の制御変化入力信号であり、Ｘｄは、第１ゲイン要素
の被制御変化出力信号であり、Ｋｇ及びＺはＸcontから
独立である。当該第２ゲイン要素は、Ｘcont＝ｈ１（Ｘ
ｅ）を充足する伝達関数ｈ１を有する。ここで、Ｘｅは
第２ゲイン要素の制御変化入力信号を示し、Ｘcontは第
２ゲイン要素の被制御変化出力信号を示している。関数
ｈ１は、次式を充足する形態である。すなわち、 ［１／ｈ１（Ｘｅ）］＊［δｈ１（Ｘｅ）／δＸｅ］＝
Ｋｅ ここで、ＫｅはＸｅに対して独立している。
【０００８】本発明による実施例においては次の点を特
徴としている。すなわち、関数ｈ１は次式によって表わ
される。すなわち、 ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｘｅ） ここで、Ｋｘ及びＫｅはＸｅに対して独立である。シス
テムへの入力は所定の値Ｘrefであり得る。このＸrefは
システムの出力信号Ｘｄの所望の値を示している。この
システムはｚ＊Ｋｅ＊Ｘｄにほぼ等しい開ループゲイン
Ａｏ１を有する。また、第２ゲイン要素のゲインはその
平均出力信号に比例し得る。第２ゲイン要素はゲインコ
ントロール入力端子を有する可変ゲインアンプと、該可
変ゲインアンプのゲインコントロール入力端に接続した
ゲインコントロール出力端を有する制御回路とを有する
回路を含み得る。該コントロール回路は高ゲインアンプ
からなる。この高ゲインアンプはシステムの開ループ特
性の帯域より狭い帯域を有し得る。可変ゲインアンプの
出力及びコントロールの回路の出力は加算要素によって
相加えられる。可変ゲインアンプ及びコントロール回路
の入力は同一の入力信号を受信するように接続され得
る。システム入力信号は、システムへの別な入力である
所定の基準値Ｘrefからのシステムの出力Ｘｄの偏倚の
度合を示すエラー信号Ｘｅであり得る。該コントロール
回路は積分器すなわちローパスフィルタを含み得る。該
ローパスフィルタは可変ゲインアンプのゲインコントロ
ール入力に接続された出力を有し、該ローパスフィルタ
は該ゲインコントロールアンプの出力に接続された入力
を有する。
徴としている。すなわち、関数ｈ１は次式によって表わ
される。すなわち、 ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｘｅ） ここで、Ｋｘ及びＫｅはＸｅに対して独立である。シス
テムへの入力は所定の値Ｘrefであり得る。このＸrefは
システムの出力信号Ｘｄの所望の値を示している。この
システムはｚ＊Ｋｅ＊Ｘｄにほぼ等しい開ループゲイン
Ａｏ１を有する。また、第２ゲイン要素のゲインはその
平均出力信号に比例し得る。第２ゲイン要素はゲインコ
ントロール入力端子を有する可変ゲインアンプと、該可
変ゲインアンプのゲインコントロール入力端に接続した
ゲインコントロール出力端を有する制御回路とを有する
回路を含み得る。該コントロール回路は高ゲインアンプ
からなる。この高ゲインアンプはシステムの開ループ特
性の帯域より狭い帯域を有し得る。可変ゲインアンプの
出力及びコントロールの回路の出力は加算要素によって
相加えられる。可変ゲインアンプ及びコントロール回路
の入力は同一の入力信号を受信するように接続され得
る。システム入力信号は、システムへの別な入力である
所定の基準値Ｘrefからのシステムの出力Ｘｄの偏倚の
度合を示すエラー信号Ｘｅであり得る。該コントロール
回路は積分器すなわちローパスフィルタを含み得る。該
ローパスフィルタは可変ゲインアンプのゲインコントロ
ール入力に接続された出力を有し、該ローパスフィルタ
は該ゲインコントロールアンプの出力に接続された入力
を有する。
【０００９】該第１のゲイン要素は電源と負荷との間に
接続されたパワーコンバータからなる。該パワーコンバ
ータは制御されて変化する動作周波数を有し、この動作
周波数はパワーコンバータの入力において受信するコン
トロール信号に基づいて制御され得る。この第２ゲイン
要素はパワーコンバータの出力に接続された入力及びコ
ンバータのコントロール入力に接続された出力を有す
る。該コントローラはコントローラの入力からコントロ
ーラの出力を電流的アイソレーションするためのアイソ
レーション素子を含み得る。このアイソレーション素子
は磁気カプラであってもよい。また、該コントローラは
ゲイン適応アンプを有し、このゲイン適応アンプのゲイ
ンはコントローラの出力の平均値に比例する。該パワー
コンバータはＰＷＭパワーコンバータであってもよい。
また、このパワーコンバータは零電流スイッチングパワ
ーコンバータであってもよい。
接続されたパワーコンバータからなる。該パワーコンバ
ータは制御されて変化する動作周波数を有し、この動作
周波数はパワーコンバータの入力において受信するコン
トロール信号に基づいて制御され得る。この第２ゲイン
要素はパワーコンバータの出力に接続された入力及びコ
ンバータのコントロール入力に接続された出力を有す
る。該コントローラはコントローラの入力からコントロ
ーラの出力を電流的アイソレーションするためのアイソ
レーション素子を含み得る。このアイソレーション素子
は磁気カプラであってもよい。また、該コントローラは
ゲイン適応アンプを有し、このゲイン適応アンプのゲイ
ンはコントローラの出力の平均値に比例する。該パワー
コンバータはＰＷＭパワーコンバータであってもよい。
また、このパワーコンバータは零電流スイッチングパワ
ーコンバータであってもよい。
【００１０】システムの開ループゲインは、中低周波域
においては一定のゲインを有し、その他の周波数帯域に
おいては周波数の増加と共に減少するゲインを有するこ
とが出来る。第１の（第２の）ゲイン要素はサブ要素を
含むことができ、該第１（第２）ゲイン要素の伝達関数
は複合伝達関数であり得る。Ｘｄ，Ｘｅ，Ｘref及びＸc
ontは各々電圧又は電流である。
においては一定のゲインを有し、その他の周波数帯域に
おいては周波数の増加と共に減少するゲインを有するこ
とが出来る。第１の（第２の）ゲイン要素はサブ要素を
含むことができ、該第１（第２）ゲイン要素の伝達関数
は複合伝達関数であり得る。Ｘｄ，Ｘｅ，Ｘref及びＸc
ontは各々電圧又は電流である。
【００１１】本発明においては、電源から負荷に供給さ
れる電力を変換する電力変換システムが提供され、この
電力変換システムはパワーコンバータ及び上記した特徴
を備えたコントローラからなる閉ループフィードバック
システムを構成している。また、本発明の他の特徴によ
れば、上記した特徴によってほぼ一定の値の開ループゲ
インを有する閉ループフィードバックシステムを構成す
る方法を提供する。
れる電力を変換する電力変換システムが提供され、この
電力変換システムはパワーコンバータ及び上記した特徴
を備えたコントローラからなる閉ループフィードバック
システムを構成している。また、本発明の他の特徴によ
れば、上記した特徴によってほぼ一定の値の開ループゲ
インを有する閉ループフィードバックシステムを構成す
る方法を提供する。
【００１２】本発明の有利な点の１つは以下の通りであ
る。すなわち、開ループゲインにおける変化は閉ループ
システムの動作及び安定性に大きな影響を及ぼすので、
システムの動作点または環境条件の変動によっても変化
しないか又は予測可能に変化する開ループゲイン特性
（式６）を提供するコントローラを用いることは大いな
る利点を提供する。例えば、かかるコントローラを用い
ることによって電気的及び環境の動作条件の広い範囲に
わたる変化において閉ループシステムの動作は均一であ
り、あるいは予測可能となるのである。
る。すなわち、開ループゲインにおける変化は閉ループ
システムの動作及び安定性に大きな影響を及ぼすので、
システムの動作点または環境条件の変動によっても変化
しないか又は予測可能に変化する開ループゲイン特性
（式６）を提供するコントローラを用いることは大いな
る利点を提供する。例えば、かかるコントローラを用い
ることによって電気的及び環境の動作条件の広い範囲に
わたる変化において閉ループシステムの動作は均一であ
り、あるいは予測可能となるのである。
【００１３】その他の利点及び特徴は以下の図面及び請
求の範囲からも明らかである。
求の範囲からも明らかである。
【００１４】
【実施例】図６は閉ループフィードバックコントロール
システム 100を全体として示している。ループ出力Ｖｄ
はループ基準点Ｖrefと比較され、その差すなわちエラ
ー信号Ｖｅは第２ゲイン要素 102の入力として供給され
る。この第２ゲイン要素 102はコントロール信号Ｖcont
を第１ゲイン要素 104に供給し、第１ゲイン要素 104は
ループ出力Ｖｄを生成する。このループは、電圧Ｖｄの
値のＶrefの値からの偏倚がＶｅ及びＶcontの変化に帰
結し、これらの変化がその偏倚に対抗するようになって
いる。この閉ループを構成する要素 102,104の各要素
は、その伝達関数及びゲインによって特徴づけられる。
例えば、図７は仮想的な第１ゲイン要素104の為の伝達
関数５０の一部を示している。伝達関数５０はこの要素
の出力の絶対値Ｖoutをこの要素への入力の絶対値Ｖcon
tを関連づけている。伝達関数５０の各点は動作点を示
しており、例えば、図示した如く、入力Ｖcont＝Ｖcont
１は出力Ｖout＝Ｖｒに帰結する。どの動作点において
も、ゲイン要素のゲインはその動作点における伝達関数
の傾斜に等しい。図示した動作点６０においては、ゲイ
ンがＡｃ１である。図７の下方のグラフにおいては、ゲ
イン要素への仮想入力Ｖcont（ｔ）の波形６２が示され
ており、この仮想入力波形はＶcont１に等しいＤＣ成分
と周波数ｆｓのピーク間振巾がΔＶcontを有する正弦波
成分とからなっている。この図示された入力波形によっ
て、伝達関数は出力波形６４によって示される出力電圧
Ｖout（ｔ）を生成し、この出力電圧Ｖout（ｔ）はＶｒ
に等しいＤＣ成分と、ΔＶoutに等しい。ピーク間振巾
を有し、周波数ｆｓの正弦波成分を有する。ここで、Δ
Ｖout＝Ａｃ１＊ΔＶcontである。
システム 100を全体として示している。ループ出力Ｖｄ
はループ基準点Ｖrefと比較され、その差すなわちエラ
ー信号Ｖｅは第２ゲイン要素 102の入力として供給され
る。この第２ゲイン要素 102はコントロール信号Ｖcont
を第１ゲイン要素 104に供給し、第１ゲイン要素 104は
ループ出力Ｖｄを生成する。このループは、電圧Ｖｄの
値のＶrefの値からの偏倚がＶｅ及びＶcontの変化に帰
結し、これらの変化がその偏倚に対抗するようになって
いる。この閉ループを構成する要素 102,104の各要素
は、その伝達関数及びゲインによって特徴づけられる。
例えば、図７は仮想的な第１ゲイン要素104の為の伝達
関数５０の一部を示している。伝達関数５０はこの要素
の出力の絶対値Ｖoutをこの要素への入力の絶対値Ｖcon
tを関連づけている。伝達関数５０の各点は動作点を示
しており、例えば、図示した如く、入力Ｖcont＝Ｖcont
１は出力Ｖout＝Ｖｒに帰結する。どの動作点において
も、ゲイン要素のゲインはその動作点における伝達関数
の傾斜に等しい。図示した動作点６０においては、ゲイ
ンがＡｃ１である。図７の下方のグラフにおいては、ゲ
イン要素への仮想入力Ｖcont（ｔ）の波形６２が示され
ており、この仮想入力波形はＶcont１に等しいＤＣ成分
と周波数ｆｓのピーク間振巾がΔＶcontを有する正弦波
成分とからなっている。この図示された入力波形によっ
て、伝達関数は出力波形６４によって示される出力電圧
Ｖout（ｔ）を生成し、この出力電圧Ｖout（ｔ）はＶｒ
に等しいＤＣ成分と、ΔＶoutに等しい。ピーク間振巾
を有し、周波数ｆｓの正弦波成分を有する。ここで、Δ
Ｖout＝Ａｃ１＊ΔＶcontである。
【００１５】ゲイン要素の伝達関数、すなわち、ゲイン
特性は周波数ｆｓの変化の範囲に亘って適用されるとす
る。また、ある周波数以上において、各要素の伝達関数
及びゲインは、開ループシステムの伝達関数及びゲイン
全体が閉ループの安定性及び動作の条件を満たすように
なっているとする。例えば、図２，４及び５に示したよ
うな特性である。ここで、“なされている”とは、ゲイ
ン要素の周波数特性が、コントローラ素子の周波数応答
特性を成形すべく補償コンポーネントを加えるようにす
るなどして意図的に定めることを意味するか又は周波数
特性が該要素内に存在したはずの回路コンポーネント及
び寄生容量によって定まることを意味する。上記した回
路コンポーネントとしてはスイッチングパワーコンバー
タステージ内に存在する出力フィルタ素子がある。以下
の説明において、伝達関数及びゲインは、特に断らない
限りＤＣから周波数ｆ１に至る周波数範囲における回路
の振舞いをさすこととする。ここでｆ１はこれを越えた
周波数範囲においては中域ゲインがロールオフして閉ル
ープ動作の安定を確実にする周波数である。すなわち、
ｆ１は図２，４及び５に示した周波数ｆ１である。ま
た、単一のゲイン要素がいくつかの副要素の組合せを表
わすように用いることができる。例えば図６のゲイン要
素 102はアンプ、アイソレーション素子及び付加的素子
（例えば図１２の素子 228）を含むことが考えられる。
しかし乍ら、ゲイン要素の伝達関数及びゲインはこのゲ
イン要素が含む全てのサブ素子の組合せ効果を示すもの
である。
特性は周波数ｆｓの変化の範囲に亘って適用されるとす
る。また、ある周波数以上において、各要素の伝達関数
及びゲインは、開ループシステムの伝達関数及びゲイン
全体が閉ループの安定性及び動作の条件を満たすように
なっているとする。例えば、図２，４及び５に示したよ
うな特性である。ここで、“なされている”とは、ゲイ
ン要素の周波数特性が、コントローラ素子の周波数応答
特性を成形すべく補償コンポーネントを加えるようにす
るなどして意図的に定めることを意味するか又は周波数
特性が該要素内に存在したはずの回路コンポーネント及
び寄生容量によって定まることを意味する。上記した回
路コンポーネントとしてはスイッチングパワーコンバー
タステージ内に存在する出力フィルタ素子がある。以下
の説明において、伝達関数及びゲインは、特に断らない
限りＤＣから周波数ｆ１に至る周波数範囲における回路
の振舞いをさすこととする。ここでｆ１はこれを越えた
周波数範囲においては中域ゲインがロールオフして閉ル
ープ動作の安定を確実にする周波数である。すなわち、
ｆ１は図２，４及び５に示した周波数ｆ１である。ま
た、単一のゲイン要素がいくつかの副要素の組合せを表
わすように用いることができる。例えば図６のゲイン要
素 102はアンプ、アイソレーション素子及び付加的素子
（例えば図１２の素子 228）を含むことが考えられる。
しかし乍ら、ゲイン要素の伝達関数及びゲインはこのゲ
イン要素が含む全てのサブ素子の組合せ効果を示すもの
である。
【００１６】ゲイン要素の伝達関数は、しばしば入力コ
ントロール信号の他の変数に依存する。例えば、図７の
伝達関数がパワーコンバータステージのものであるとす
るならば、コントロール入力の固定値（例えばＶcont
１）については、ステージの出力電圧Ｖoutは動作温度
Ｔ及び入力電圧Ｖinの値に依存し得る。よって、これら
の変数が変化するならば、ゲイン要素の伝達関数及びゲ
インも変化し、これらの変化は図７の破線によって示さ
れる追加の伝達関数プロット５２，５４によって示され
ている。ループ内の信号条件に影響を及ぼす変数の種類
を識別するためにある術語を定義することは有益であ
る。
ントロール信号の他の変数に依存する。例えば、図７の
伝達関数がパワーコンバータステージのものであるとす
るならば、コントロール入力の固定値（例えばＶcont
１）については、ステージの出力電圧Ｖoutは動作温度
Ｔ及び入力電圧Ｖinの値に依存し得る。よって、これら
の変数が変化するならば、ゲイン要素の伝達関数及びゲ
インも変化し、これらの変化は図７の破線によって示さ
れる追加の伝達関数プロット５２，５４によって示され
ている。ループ内の信号条件に影響を及ぼす変数の種類
を識別するためにある術語を定義することは有益であ
る。
【００１７】閉ループシステムの各要素は少なくとも１
つの入力信号及び少なくとも１つの出力信号を有する。
（図６のループにおいては、要素 102,104の各々が１つ
の入力信号及び１つの出力信号を有する。）制御される
変数が要素によって送出される出力信号として定義され
る。制御変数は要素の入力でありこの入力はループにお
ける他の要素の出力でもある。例えば、図６においてＶ
cont及びＶｄは要素 102及び104の被制御変数（すなわ
ち出力信号）である。Ｖcontはゲイン要素のための制御
変数であり、ゲイン要素 102の出力端子から導出され
る。Ｖｅはゲイン要素 102への制御変数であり、加算接
続 103を介してゲイン要素 104の出力から導かれる。従
って、この閉ループにおいては、各制御変数が被制御変
数でもある。他の変数がゲイン要素の出力に影響を与え
るので、これらの変数を“攪乱（パータービング）変
数”と名づけるが、これらはループを形成するゲイン要
素の出力からは導かれない。すなわち、これらの変数は
被制御変数ではない。１つの例において、Ｋｇの値すな
わち、ゲイン要素 104の伝達関数及びゲインは動作温度
によって影響を受ける。しかしながら、動作温度は被制
御変数ではなく、すなわち、他のループ要素の出力では
ない。よって、この動作温度は攪乱変数である。同様
に、Ｖinの変動分は図１のパワーコンバータステージ１
２の出力に影響を与える。しかし乍ら、Ｖinは被制御変
数ではなく、攪乱変数である。図７において、伝達関数
５０は攪乱変数を固定した状態においてゲイン要素の被
制御及び制御変数の間の関係を示している。攪乱変数の
変化は異なる伝達関数（例えば伝達関数５２，５４）を
生ずる。典型的な攪乱変数の例としては、環境条件（例
えば温度、高度、圧力）、ループ内素子へのバイアス電
圧又は入力電圧、回路素子の回路定数の変化等である。
つの入力信号及び少なくとも１つの出力信号を有する。
（図６のループにおいては、要素 102,104の各々が１つ
の入力信号及び１つの出力信号を有する。）制御される
変数が要素によって送出される出力信号として定義され
る。制御変数は要素の入力でありこの入力はループにお
ける他の要素の出力でもある。例えば、図６においてＶ
cont及びＶｄは要素 102及び104の被制御変数（すなわ
ち出力信号）である。Ｖcontはゲイン要素のための制御
変数であり、ゲイン要素 102の出力端子から導出され
る。Ｖｅはゲイン要素 102への制御変数であり、加算接
続 103を介してゲイン要素 104の出力から導かれる。従
って、この閉ループにおいては、各制御変数が被制御変
数でもある。他の変数がゲイン要素の出力に影響を与え
るので、これらの変数を“攪乱（パータービング）変
数”と名づけるが、これらはループを形成するゲイン要
素の出力からは導かれない。すなわち、これらの変数は
被制御変数ではない。１つの例において、Ｋｇの値すな
わち、ゲイン要素 104の伝達関数及びゲインは動作温度
によって影響を受ける。しかしながら、動作温度は被制
御変数ではなく、すなわち、他のループ要素の出力では
ない。よって、この動作温度は攪乱変数である。同様
に、Ｖinの変動分は図１のパワーコンバータステージ１
２の出力に影響を与える。しかし乍ら、Ｖinは被制御変
数ではなく、攪乱変数である。図７において、伝達関数
５０は攪乱変数を固定した状態においてゲイン要素の被
制御及び制御変数の間の関係を示している。攪乱変数の
変化は異なる伝達関数（例えば伝達関数５２，５４）を
生ずる。典型的な攪乱変数の例としては、環境条件（例
えば温度、高度、圧力）、ループ内素子へのバイアス電
圧又は入力電圧、回路素子の回路定数の変化等である。
【００１８】図６において、第２ゲイン要素は伝達関数
Ｖcont＝ｈ１（Ｖｅ）を有するものと仮定する。そうす
ると、第２ゲイン要素の出力Ｖcontが次のような伝達関
数を有する第１ゲイン要素に伝送される。すなわち、 Ｖｄ＝Ｋｇ＊（Ｖcont）Z （１） ここでＫｇ及びｚはＶcontから独立している。ゲイン要
素 102及び 104の伝達関数を組合せるとシステムの開ル
ープ伝達関数は次のようになる。すなわち、 Ｖｄ＝Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z （２） となる。
Ｖcont＝ｈ１（Ｖｅ）を有するものと仮定する。そうす
ると、第２ゲイン要素の出力Ｖcontが次のような伝達関
数を有する第１ゲイン要素に伝送される。すなわち、 Ｖｄ＝Ｋｇ＊（Ｖcont）Z （１） ここでＫｇ及びｚはＶcontから独立している。ゲイン要
素 102及び 104の伝達関数を組合せるとシステムの開ル
ープ伝達関数は次のようになる。すなわち、 Ｖｄ＝Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z （２） となる。
【００１９】また、このシステムのある動作点における
開ループゲインは次のようになる。すなわち、 Ａｏ１＝δＶｄ／δＶｅ＝ｚ＊Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z-1＊δｈ１（Ｖｅ） ／δＶｅ＝ｚ＊［Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z］＊［１／ｈ１（Ｖｅ）］ ＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］ （３） ここで、δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅの表現は、ｈ１（Ｖ
ｅ）のＶｅに対する部分導関数であり、全ての値は１つ
の動作点に対応している。
開ループゲインは次のようになる。すなわち、 Ａｏ１＝δＶｄ／δＶｅ＝ｚ＊Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z-1＊δｈ１（Ｖｅ） ／δＶｅ＝ｚ＊［Ｋｇ＊（ｈ１（Ｖｅ））Z］＊［１／ｈ１（Ｖｅ）］ ＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］ （３） ここで、δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅの表現は、ｈ１（Ｖ
ｅ）のＶｅに対する部分導関数であり、全ての値は１つ
の動作点に対応している。
【００２０】上記（２）式を（３）式に代入すると、次
の式が得られる。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖｄ＊［１／ｈ１（Ｖｅ）］＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］ （４） ここで、第２ゲイン要素の伝達関数ｈ１（Ｖｅ）が次の
式、すなわち、 ［１／ｈ１（Ｖｅ）］＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］＝Ｋｅ （５） を充足する場合（ここで、ＫｅはＶｅから独立してい
る）、システムの開ループゲインは次の式によって表わ
される。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖｄ＊Ｋｅ （６） したがって、システムの開ループゲインの変化はｚ、Ｖ
ｄ及びＫｅの変化にのみ依存する。そして、もし、よく
ある事であるが、システムのゲインが比較的高い場合、
Ｖｄは基準値Ｖrefにほぼ等しいかこれに非常に近い値
であり、これらの条件の下でｚ及びＫｅが一定であるな
らば、開ループゲインＡｏ１はほぼ一定であり、以下の
式で表わされる。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖref＊Ｋｅ （７） 式（６）によって予測される動作をなす閉ループシステ
ムの一例においては、式（５）を満たす１つの伝達関数
は以下の通りである。すなわち、 Ｖcont＝ｈ１（Ｖｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （８） である。
の式が得られる。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖｄ＊［１／ｈ１（Ｖｅ）］＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］ （４） ここで、第２ゲイン要素の伝達関数ｈ１（Ｖｅ）が次の
式、すなわち、 ［１／ｈ１（Ｖｅ）］＊［δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ］＝Ｋｅ （５） を充足する場合（ここで、ＫｅはＶｅから独立してい
る）、システムの開ループゲインは次の式によって表わ
される。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖｄ＊Ｋｅ （６） したがって、システムの開ループゲインの変化はｚ、Ｖ
ｄ及びＫｅの変化にのみ依存する。そして、もし、よく
ある事であるが、システムのゲインが比較的高い場合、
Ｖｄは基準値Ｖrefにほぼ等しいかこれに非常に近い値
であり、これらの条件の下でｚ及びＫｅが一定であるな
らば、開ループゲインＡｏ１はほぼ一定であり、以下の
式で表わされる。すなわち、 Ａｏ１＝ｚ＊Ｖref＊Ｋｅ （７） 式（６）によって予測される動作をなす閉ループシステ
ムの一例においては、式（５）を満たす１つの伝達関数
は以下の通りである。すなわち、 Ｖcont＝ｈ１（Ｖｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （８） である。
【００２１】ところで上記した指数（すなわちアンチロ
グ）伝達関数を有するアンプはよく知られており、標準
のモノリシック集積回路として入手可能である。例え
ば、米国マサチューセッツ州ノーウードのアナログデバ
イスインク社によって製造された部品 NO.755Ｎ“Wideb
and Log, Antilog Amplifier”がある。図８に示した電
力変換システム 110において、コントローラ 128は式
（８）の伝達関数を有する指数アンプであるとする。ま
た、電力変換ステージ 112はＶout＝Ｋｐ＊Ｖin＊Ｖcon
tなる伝達関数を有するＰＷＭコンバータであるとす
る。なお、この伝達関数は式（１）においてｚ＝１とし
た場合である。また分圧器 124はＶｄ＝Ｋｄ＊Ｖout
（ここでＫｄは＜１）の分圧比を有するものとする。そ
うして、各ゲイン要素のこれらの伝達関数を組合せて全
体として開ループ伝達関数は次のように表わされる。す
なわち、 Ｖｄ＝Ｋｄ＊Ｋｐ＊Ｖin＊Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （９） となる。
グ）伝達関数を有するアンプはよく知られており、標準
のモノリシック集積回路として入手可能である。例え
ば、米国マサチューセッツ州ノーウードのアナログデバ
イスインク社によって製造された部品 NO.755Ｎ“Wideb
and Log, Antilog Amplifier”がある。図８に示した電
力変換システム 110において、コントローラ 128は式
（８）の伝達関数を有する指数アンプであるとする。ま
た、電力変換ステージ 112はＶout＝Ｋｐ＊Ｖin＊Ｖcon
tなる伝達関数を有するＰＷＭコンバータであるとす
る。なお、この伝達関数は式（１）においてｚ＝１とし
た場合である。また分圧器 124はＶｄ＝Ｋｄ＊Ｖout
（ここでＫｄは＜１）の分圧比を有するものとする。そ
うして、各ゲイン要素のこれらの伝達関数を組合せて全
体として開ループ伝達関数は次のように表わされる。す
なわち、 Ｖｄ＝Ｋｄ＊Ｋｐ＊Ｖin＊Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （９） となる。
【００２２】よって全体としての開ループゲインは次の
ようになる。すなわち、 Ａｏ１＝δＶｄ／δＶｅ ＝Ｋｅ＊Ｋｄ＊Ｋｐ＊Ｖin＊Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （１０）と なる。ここで、式（９）を式（１０）に代入すれば、次
の式が得られる。すなわち、 Ａｏ１＝Ｋｅ＊Ｖｄ （１１） となる。
ようになる。すなわち、 Ａｏ１＝δＶｄ／δＶｅ ＝Ｋｅ＊Ｋｄ＊Ｋｐ＊Ｖin＊Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｖｅ） （１０）と なる。ここで、式（９）を式（１０）に代入すれば、次
の式が得られる。すなわち、 Ａｏ１＝Ｋｅ＊Ｖｄ （１１） となる。
【００２３】このゲインは、ｚ＝１とした時の式（５）
によって表わされる開ループゲインに対応する。閉ルー
プシステムの出力ＶｄがＶrefの値に近い時、開ループ
ゲインは次の式によって近似される。すなわち、 Ａｏ１＝Ｋｅ＊Ｖref （１２） 式（１２）はシステムの開ループゲインがＶref及びＫ
ｅのみの関数であることを示している。コントローラと
してリニアアンプを用い、攪乱変数Ｖinの変化又は温度
等の他の攪乱変数の変換によるＫｄ，Ｋｐ及びＫ１の変
化が開ループゲインに直接影響を与えるようなシステム
に対して、このシステムにおいてはＫｄ，Ｋｐ，Ｖin及
びＫ１の変化は開ループゲインに対して影響を与えな
い。ただＫｅ及びＶrefの変化のみが開ループゲインに
影響を与える。
によって表わされる開ループゲインに対応する。閉ルー
プシステムの出力ＶｄがＶrefの値に近い時、開ループ
ゲインは次の式によって近似される。すなわち、 Ａｏ１＝Ｋｅ＊Ｖref （１２） 式（１２）はシステムの開ループゲインがＶref及びＫ
ｅのみの関数であることを示している。コントローラと
してリニアアンプを用い、攪乱変数Ｖinの変化又は温度
等の他の攪乱変数の変換によるＫｄ，Ｋｐ及びＫ１の変
化が開ループゲインに直接影響を与えるようなシステム
に対して、このシステムにおいてはＫｄ，Ｋｐ，Ｖin及
びＫ１の変化は開ループゲインに対して影響を与えな
い。ただＫｅ及びＶrefの変化のみが開ループゲインに
影響を与える。
【００２４】このシステムの動作及び利点を明らかにす
るためにこのシステムはＶout＝Ｋｐ＊Ｖin＊Ｖcontな
る伝達関数を有するＰＷＭ電力変換ステージ 112を含む
こととし、この電力変換ステージにおけるＫｐ＊Ｖinの
値は２０〜 180まで変化することとする。このことはＶ
inの４：１レンジに亘る変化にＫｐの値における２：１
変化を生ずるような温度変化を組合せたものを示してい
る。さらに、指数アンプ 128のＫｘの値が２〜２２（１
１：１レンジの変化）をすることとし、さらにＫｅの値
は４０であるとする。Ｖref及びＫｄの値は５ボルトの
Ｖoutの公称電圧に対応して各々 2.5ボルト及び 0.5で
あると仮定する。図８及び式（９）及び（１０）を参照
して、閉ループ動作点（すなわち、Ｖｅ，Ｖcont）及び
閉ループシステムのゲインＡｏ１はＫｘ，Ｋｅ及びＶin
の変動範囲に亘って計算される。この計算結果は図９に
おいて示されている。Ｋｐ＊Ｖin及びＫｘの９９：１レ
ンジ（9900％）の組合せ変化にも拘らず、開ループゲイ
ンＡｏ１は 102.1及び 106.6の範囲の変化をするだけで
あり、この変化は 4.5％よりも小さい変化である。ゲイ
ンＡｏ１のこれらの値は式（１１）によって正確に予想
でき、Ａｏ１における変化はＶｄ＝Ｖref−Ｖerrの変化
のみによるのである。これはループのゲインが有限であ
ることに起因する。しかしながら、ゲインは十分高く、
Ａｏ１の値の範囲は式（１２）によって予想される範囲
にほぼ一致する（すなわち、Ａｏ１＝ 100）。
るためにこのシステムはＶout＝Ｋｐ＊Ｖin＊Ｖcontな
る伝達関数を有するＰＷＭ電力変換ステージ 112を含む
こととし、この電力変換ステージにおけるＫｐ＊Ｖinの
値は２０〜 180まで変化することとする。このことはＶ
inの４：１レンジに亘る変化にＫｐの値における２：１
変化を生ずるような温度変化を組合せたものを示してい
る。さらに、指数アンプ 128のＫｘの値が２〜２２（１
１：１レンジの変化）をすることとし、さらにＫｅの値
は４０であるとする。Ｖref及びＫｄの値は５ボルトの
Ｖoutの公称電圧に対応して各々 2.5ボルト及び 0.5で
あると仮定する。図８及び式（９）及び（１０）を参照
して、閉ループ動作点（すなわち、Ｖｅ，Ｖcont）及び
閉ループシステムのゲインＡｏ１はＫｘ，Ｋｅ及びＶin
の変動範囲に亘って計算される。この計算結果は図９に
おいて示されている。Ｋｐ＊Ｖin及びＫｘの９９：１レ
ンジ（9900％）の組合せ変化にも拘らず、開ループゲイ
ンＡｏ１は 102.1及び 106.6の範囲の変化をするだけで
あり、この変化は 4.5％よりも小さい変化である。ゲイ
ンＡｏ１のこれらの値は式（１１）によって正確に予想
でき、Ａｏ１における変化はＶｄ＝Ｖref−Ｖerrの変化
のみによるのである。これはループのゲインが有限であ
ることに起因する。しかしながら、ゲインは十分高く、
Ａｏ１の値の範囲は式（１２）によって予想される範囲
にほぼ一致する（すなわち、Ａｏ１＝ 100）。
【００２５】もし、図８の指数（アンチログ）アンプが
上記したＫｘの変動（１１：１）と同じ範囲の変動を示
す伝達関数を有するリニアアンプに置き変えられた場
合、そして、このアンプが上記したＰＷＭ電力変換ステ
ージ 112と共に用いられた場合開ループゲインの変動は
９９：１（9900％）である。図５を参照して既に検討し
たように、攪乱変数の影響の結果としての開ループゲイ
ンの変動は開ループクロスオーバ周波数に直接的な影響
を与え、従って、閉ループシステムの動作及び安定性を
損なうのであり、式（６）に示されるようなシステムの
動作点又は環境条件の変動によっても変化しないか又は
予測できるように変化する開ループゲイン特性を有する
コントローラは大いに有利である。例えば、かかるコン
トローラを用いることによって電気的及び環境的攪乱変
数における大なる変動にも拘らず閉ループシステムの動
作においてクロスオーバ周波数が固定されるか又は予想
し得る変化をするのである。
上記したＫｘの変動（１１：１）と同じ範囲の変動を示
す伝達関数を有するリニアアンプに置き変えられた場
合、そして、このアンプが上記したＰＷＭ電力変換ステ
ージ 112と共に用いられた場合開ループゲインの変動は
９９：１（9900％）である。図５を参照して既に検討し
たように、攪乱変数の影響の結果としての開ループゲイ
ンの変動は開ループクロスオーバ周波数に直接的な影響
を与え、従って、閉ループシステムの動作及び安定性を
損なうのであり、式（６）に示されるようなシステムの
動作点又は環境条件の変動によっても変化しないか又は
予測できるように変化する開ループゲイン特性を有する
コントローラは大いに有利である。例えば、かかるコン
トローラを用いることによって電気的及び環境的攪乱変
数における大なる変動にも拘らず閉ループシステムの動
作においてクロスオーバ周波数が固定されるか又は予想
し得る変化をするのである。
【００２６】上述した例においては、開ループゲインの
小なる変化はシステムの有限なゲインによる有限なエラ
ー電圧によるものであった。しかしながら、既に式
（３）及び（４）を参照して検討した如く平均のループ
エラーをほぼ零にすることが望ましい場合が多いのであ
る。本発明の範囲の中でこのことをなす方法が式（５）
によって示唆されている。ここで、式（５）を変形すれ
ば、次の式が得られる。すなわち、 δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ＝Ｋｅ＊ｈ１（Ｖｅ） （１３） である。式（１３）の左辺はある動作点におけるコント
ローラのゲインであり、右辺はＫｅによって乗算された
コントローラの出力Ｖcontである。よって、その平均出
力信号に比例するゲインを有するコントローラは所望の
結果を生ずる。さらに、Ｖcont（図６）の平均値がＶｅ
ｑの値になるように制御されて第２ゲイン要素（図６，
104）の出力が正確にＶrefに等しくなるようになされ
るならば、また第１ゲイン要素（図６，102）のゲイン
がＶｅｑに比例するならば、システムの開ループゲイン
は式（１２）によって与えられる。別な方法に言及する
ならば、もし第２ゲイン要素が式（１）に示される形の
伝達関数を有し、かつＶcontの値がＶｅｑに等しい場
合、第２ゲイン要素 112の出力がＶｄ＝Ｖrefに等しく
なるならば、その動作点における第２ゲイン要素のゲイ
ンはＡｃ＝ｚ＊Ｖref／Ｖｅｑに等しくなる。一定のル
ープゲインを得るためには、第１ステージ 128のゲイン
がＶｅｑに比例しなければならない（すなわちＡａ＝Ｋ
ｘ＊Ｖｅｑ）。なんとなれば、これは２つの要素の積が
一定になることになるからである。
小なる変化はシステムの有限なゲインによる有限なエラ
ー電圧によるものであった。しかしながら、既に式
（３）及び（４）を参照して検討した如く平均のループ
エラーをほぼ零にすることが望ましい場合が多いのであ
る。本発明の範囲の中でこのことをなす方法が式（５）
によって示唆されている。ここで、式（５）を変形すれ
ば、次の式が得られる。すなわち、 δｈ１（Ｖｅ）／δＶｅ＝Ｋｅ＊ｈ１（Ｖｅ） （１３） である。式（１３）の左辺はある動作点におけるコント
ローラのゲインであり、右辺はＫｅによって乗算された
コントローラの出力Ｖcontである。よって、その平均出
力信号に比例するゲインを有するコントローラは所望の
結果を生ずる。さらに、Ｖcont（図６）の平均値がＶｅ
ｑの値になるように制御されて第２ゲイン要素（図６，
104）の出力が正確にＶrefに等しくなるようになされ
るならば、また第１ゲイン要素（図６，102）のゲイン
がＶｅｑに比例するならば、システムの開ループゲイン
は式（１２）によって与えられる。別な方法に言及する
ならば、もし第２ゲイン要素が式（１）に示される形の
伝達関数を有し、かつＶcontの値がＶｅｑに等しい場
合、第２ゲイン要素 112の出力がＶｄ＝Ｖrefに等しく
なるならば、その動作点における第２ゲイン要素のゲイ
ンはＡｃ＝ｚ＊Ｖref／Ｖｅｑに等しくなる。一定のル
ープゲインを得るためには、第１ステージ 128のゲイン
がＶｅｑに比例しなければならない（すなわちＡａ＝Ｋ
ｘ＊Ｖｅｑ）。なんとなれば、これは２つの要素の積が
一定になることになるからである。
【００２７】これをなす１つの方法が図１０に示されて
いる。コントローラ 528（すなわち図６における第１ゲ
イン要素に等価である。）は、低周波の狭帯域の高ゲイ
ンのアンプ 142（すなわち積分器）を含んでいる。この
アンプは閉ループシステムにおいて信号Ｖｅｑを送出す
る。この信号Ｖｅｑの平均値はループエラーＶｅの平均
値をほぼ零にするに十分である。コントローラ 528は更
に広帯域の可変ゲインアンプ 140を含んでいる。この可
変ゲインアンプ 140はＶｅｑに比例するゲインすなわち
Ａａ＝Ｋｘ＊Ｖｅｑなるゲインを有する。図１０に示し
た種類のコントローラ 528は図４に示したようなゲイン
対周波数特性を生成するのに用いられ得る。このコント
ローラにおいては高ゲインアンプ 142によって大なるＤ
Ｃゲインが与えられてこれによって平均出力電圧におけ
るエラーが小さくなるのである。しかしながら、Ｖｄの
値はほぼ一定でＶrefに等しいので中域ゲインは式（１
２）によって与えられ、もしｚ及びＫｅがほぼ一定であ
るならば図９の例において示されたゲインのわずかな変
化さえも除去されるのである。
いる。コントローラ 528（すなわち図６における第１ゲ
イン要素に等価である。）は、低周波の狭帯域の高ゲイ
ンのアンプ 142（すなわち積分器）を含んでいる。この
アンプは閉ループシステムにおいて信号Ｖｅｑを送出す
る。この信号Ｖｅｑの平均値はループエラーＶｅの平均
値をほぼ零にするに十分である。コントローラ 528は更
に広帯域の可変ゲインアンプ 140を含んでいる。この可
変ゲインアンプ 140はＶｅｑに比例するゲインすなわち
Ａａ＝Ｋｘ＊Ｖｅｑなるゲインを有する。図１０に示し
た種類のコントローラ 528は図４に示したようなゲイン
対周波数特性を生成するのに用いられ得る。このコント
ローラにおいては高ゲインアンプ 142によって大なるＤ
Ｃゲインが与えられてこれによって平均出力電圧におけ
るエラーが小さくなるのである。しかしながら、Ｖｄの
値はほぼ一定でＶrefに等しいので中域ゲインは式（１
２）によって与えられ、もしｚ及びＫｅがほぼ一定であ
るならば図９の例において示されたゲインのわずかな変
化さえも除去されるのである。
【００２８】図１０の方式は図１１に示した如く積分器
を除いても用いることができる。この場合、コントロー
ラ 128は図１０のコントローラにおいて用いられたと同
じ可変ゲインアンプ 140を用いている。しかしながら、
ＶcontのＤＣ成分Ｖｃｄｃはローパスフィルタ 144を用
いて導かれてアンプ 140のゲインをセットするために用
いられる。これは図９に示されたと同様な結果を生ず
る。なんとなれば、Ｖｅの平均値は零に駆動されないか
らである。
を除いても用いることができる。この場合、コントロー
ラ 128は図１０のコントローラにおいて用いられたと同
じ可変ゲインアンプ 140を用いている。しかしながら、
ＶcontのＤＣ成分Ｖｃｄｃはローパスフィルタ 144を用
いて導かれてアンプ 140のゲインをセットするために用
いられる。これは図９に示されたと同様な結果を生ず
る。なんとなれば、Ｖｅの平均値は零に駆動されないか
らである。
【００２９】図８，１０及び１１に示されたタイプのコ
ントローラであって、ゲイン要素のバランスの基での伝
達関数が式（１）によって示される形であるような閉ル
ープシステムに用いられるコントローラ（すなわち、図
８の第２ゲイン要素 112）は“ゲイン適応”コントロー
ラと称すことにする。式（１）によって示されたよう
に、もしゲイン適応コントローラがノンリニアな第２ゲ
イン要素（すなわち式（１）に示された伝達関数であっ
てｚが１ではない伝達関数を有する第２ゲイン要素）に
組合されるならば同様な開ループゲイン特性が達成され
る。式（１）によって近似される特性の伝達関数を有す
る要素の一例は零電流スイッチングコンバータ（米国特
許第 4,415,959号に記載されているコンバータ）であ
る。かかるコンバータは、電流シンク負荷に対してはＶ
out＝Ｋｗ＊Ｖcont／Ｉoutによって近似される伝達関数
を有する。ここで、Ｖcontはコンバータ動作周波数を示
す制御信号入力であり、Ｉoutは負荷に供給される出力
電流を表わす。もし、図８のシステム 110において、電
力変換ステージ 112が零電流スイッチングコンバータで
あって負荷 118が電流シンク負荷であるならば開ループ
ゲインはｚ＝１とした式（６）によって与えられる。一
方、同じコンバータ 112が抵抗負荷 118に電流を供給す
る場合コンバータの伝達関数はＶout＝ｓｑｒｔ（Ｋｗ
＊Ｖcont＊Ｒｏ）によって近似される。ここで、Ｒｏは
負荷の抵抗である。この場合は、システムは式（５）に
おいてｚ＝１／２とした時の開ループゲインを示す。も
し図８のコントローラが図１０のコントローラ 528に置
き替えられた場合、システム（電流シンク負荷及び抵抗
負荷のシステム）の開ループゲインは式（６）において
Ｖｄ＝Ｖrefとすることによって与えられる。
ントローラであって、ゲイン要素のバランスの基での伝
達関数が式（１）によって示される形であるような閉ル
ープシステムに用いられるコントローラ（すなわち、図
８の第２ゲイン要素 112）は“ゲイン適応”コントロー
ラと称すことにする。式（１）によって示されたよう
に、もしゲイン適応コントローラがノンリニアな第２ゲ
イン要素（すなわち式（１）に示された伝達関数であっ
てｚが１ではない伝達関数を有する第２ゲイン要素）に
組合されるならば同様な開ループゲイン特性が達成され
る。式（１）によって近似される特性の伝達関数を有す
る要素の一例は零電流スイッチングコンバータ（米国特
許第 4,415,959号に記載されているコンバータ）であ
る。かかるコンバータは、電流シンク負荷に対してはＶ
out＝Ｋｗ＊Ｖcont／Ｉoutによって近似される伝達関数
を有する。ここで、Ｖcontはコンバータ動作周波数を示
す制御信号入力であり、Ｉoutは負荷に供給される出力
電流を表わす。もし、図８のシステム 110において、電
力変換ステージ 112が零電流スイッチングコンバータで
あって負荷 118が電流シンク負荷であるならば開ループ
ゲインはｚ＝１とした式（６）によって与えられる。一
方、同じコンバータ 112が抵抗負荷 118に電流を供給す
る場合コンバータの伝達関数はＶout＝ｓｑｒｔ（Ｋｗ
＊Ｖcont＊Ｒｏ）によって近似される。ここで、Ｒｏは
負荷の抵抗である。この場合は、システムは式（５）に
おいてｚ＝１／２とした時の開ループゲインを示す。も
し図８のコントローラが図１０のコントローラ 528に置
き替えられた場合、システム（電流シンク負荷及び抵抗
負荷のシステム）の開ループゲインは式（６）において
Ｖｄ＝Ｖrefとすることによって与えられる。
【００３０】図１０に示した種類のゲイン適応コントロ
ーラ 228の一例が図１２及び図１３によって以下に説明
される。図１２に示された閉ループＤＣ−ＤＣ電力変換
システムは零電流スイッチングコンバータ 240及びコン
トローラ 228からなる。このコントローラ 228の中にお
いて、ゲイン適応アンプ 328は電流Ｉcontrolを生成
し、この電流は磁気的アイソレーションカップリング回
路 229を介して電圧制御発振器 230の周波数ｆcontrol
を制御する。この周波数ｆcontrolはＺＣＳコンバータ
240の動作周波数をセットする。実際の用途において、
コンバータ最大動作周波数（例えば１ＭHz）及び出力電
力はコントローラ出力電流Ｉcontrolがほぼ２ミリアン
ペアに等しい時に達成される。かかるシステムの詳細は
“Power Converter Configuration, Control and Const
ruction”と題する米国特許出願第 08/077,011号におい
て開示されている。
ーラ 228の一例が図１２及び図１３によって以下に説明
される。図１２に示された閉ループＤＣ−ＤＣ電力変換
システムは零電流スイッチングコンバータ 240及びコン
トローラ 228からなる。このコントローラ 228の中にお
いて、ゲイン適応アンプ 328は電流Ｉcontrolを生成
し、この電流は磁気的アイソレーションカップリング回
路 229を介して電圧制御発振器 230の周波数ｆcontrol
を制御する。この周波数ｆcontrolはＺＣＳコンバータ
240の動作周波数をセットする。実際の用途において、
コンバータ最大動作周波数（例えば１ＭHz）及び出力電
力はコントローラ出力電流Ｉcontrolがほぼ２ミリアン
ペアに等しい時に達成される。かかるシステムの詳細は
“Power Converter Configuration, Control and Const
ruction”と題する米国特許出願第 08/077,011号におい
て開示されている。
【００３１】図１３はゲイン適応アンプ 328の回路例を
示している。ゲイン適応アンプ 328は、２つのアンプか
らなっている。すなわち、狭帯域高ゲインアンプ８２及
び広帯域低ゲインアンプ８６である。トータルのエラー
電圧Ｖerr（例えば図１２におけるＶref及びＶｄの差）
が両方のアンプの入力端の間に現われる。高ゲインアン
プ８２への入力においてＶerrは差動アンプとして接続
された一対のＰＮＰトランジスタ 130,132に供給され
る。アンプは電流Ｉｄ（約 375マイクロアンペア）によ
ってバイアスされる。２つのマッチングしたＮＰＮトラ
ンジスタ 150,151からなる電流ミラー 134はトランジス
タ 130のコレクタ電流Ｉｐをトランジスタ 132及びキャ
パシタ 136に接続したノード 152に供給する。ノード 1
52における電圧Ｖｎはバイアストランジスタ 138のベー
ス及び抵抗 146の両端に現われる。抵抗 146はほぼ 100
0Ωに等しい抵抗値Ｒを有する。かかるアンプのＤＣト
ランスコンダクタンス（すなわちトランジスタ 138のコ
レクタ電流ＩＣのＶerrの直流成分Ｖｄｃに対する比）
は次の式によって近似され得る。すなわち、 Ｉｃ／Ｖｄｃ＝Ｉｄ＊Ｒcomp／２＊Ｖｔ＊Ｒ （１４） である。ここで、ＲcompはＣが接続されているノードに
おけるＤＣインピーダンスであり、Ｖｔはｋ＊Ｔａ／ｑ
（ｋ＝ボルツマン定数＝ 1.381×１０-23ジュール／°
Ｋ；Ｔａ＝ケルビン温度における絶対温度；ｑ＝電子の
電荷＝ 1.602＊１０-19クーロン）に等しい。
示している。ゲイン適応アンプ 328は、２つのアンプか
らなっている。すなわち、狭帯域高ゲインアンプ８２及
び広帯域低ゲインアンプ８６である。トータルのエラー
電圧Ｖerr（例えば図１２におけるＶref及びＶｄの差）
が両方のアンプの入力端の間に現われる。高ゲインアン
プ８２への入力においてＶerrは差動アンプとして接続
された一対のＰＮＰトランジスタ 130,132に供給され
る。アンプは電流Ｉｄ（約 375マイクロアンペア）によ
ってバイアスされる。２つのマッチングしたＮＰＮトラ
ンジスタ 150,151からなる電流ミラー 134はトランジス
タ 130のコレクタ電流Ｉｐをトランジスタ 132及びキャ
パシタ 136に接続したノード 152に供給する。ノード 1
52における電圧Ｖｎはバイアストランジスタ 138のベー
ス及び抵抗 146の両端に現われる。抵抗 146はほぼ 100
0Ωに等しい抵抗値Ｒを有する。かかるアンプのＤＣト
ランスコンダクタンス（すなわちトランジスタ 138のコ
レクタ電流ＩＣのＶerrの直流成分Ｖｄｃに対する比）
は次の式によって近似され得る。すなわち、 Ｉｃ／Ｖｄｃ＝Ｉｄ＊Ｒcomp／２＊Ｖｔ＊Ｒ （１４） である。ここで、ＲcompはＣが接続されているノードに
おけるＤＣインピーダンスであり、Ｖｔはｋ＊Ｔａ／ｑ
（ｋ＝ボルツマン定数＝ 1.381×１０-23ジュール／°
Ｋ；Ｔａ＝ケルビン温度における絶対温度；ｑ＝電子の
電荷＝ 1.602＊１０-19クーロン）に等しい。
【００３２】ここで、抵抗Ｒは１ＫΩであり、トランジ
スタ 138の直流電流ゲインを 150とし、Ｒcompの値を約
100,000Ωとする。常温（Ｔａ＝ 273°Ｋ）のもとで
は、高ゲインアンプ８２及びバイアストランジスタ 138
の組合せのＤＣトランスコンダクタンスは約 0.72アン
ペア／ボルトである。以下において示す如く、この大き
なＤＣトランスコンダクタンスはＶerrのＤＣ成分を殆
ど無視し得る値（例えば３ミリボルト以下）にまで減少
せしめる。高ゲインアンプ８２の帯域はキャパシタ 136
の値及びノードインピーダンスＲcompによって定まる。
キャパシタＣの値が 0.1マイクロファラッドであると、
アンプ８２のトランスコンダクタンスは約１／（２＊ｐ
ｉ＊Ｒcomp＊Ｃ）＝１６Ｈｚの第１のブレークポイント
周波数を越えると周波数と共にリニアに減少しはじめ
る。
スタ 138の直流電流ゲインを 150とし、Ｒcompの値を約
100,000Ωとする。常温（Ｔａ＝ 273°Ｋ）のもとで
は、高ゲインアンプ８２及びバイアストランジスタ 138
の組合せのＤＣトランスコンダクタンスは約 0.72アン
ペア／ボルトである。以下において示す如く、この大き
なＤＣトランスコンダクタンスはＶerrのＤＣ成分を殆
ど無視し得る値（例えば３ミリボルト以下）にまで減少
せしめる。高ゲインアンプ８２の帯域はキャパシタ 136
の値及びノードインピーダンスＲcompによって定まる。
キャパシタＣの値が 0.1マイクロファラッドであると、
アンプ８２のトランスコンダクタンスは約１／（２＊ｐ
ｉ＊Ｒcomp＊Ｃ）＝１６Ｈｚの第１のブレークポイント
周波数を越えると周波数と共にリニアに減少しはじめ
る。
【００３３】バイアストランジスタ 138によって運ばれ
る（ほぼ直流の）電流Ｉｃは、広帯域アンプ８６の差動
対を構成するＮＰＮトランジスタ 160,162のエミッタに
供給されるバイアス電流Ｉｂの一部をなしている。図１
３において示すように、トランジスタ 162のコレクタ電
流Ｉ１はカレントミラー 164及びデュアルカレントミラ
ー 166のトランジスタ 170,172及び抵抗 176,178を介し
てトランジスタ 172のコレクタ電流に反映され電流Ｉｃ
に加えられてバイアス電流Ｉｂを形成する。よって、Ｉ
ｂ＝Ｉｃ＋Ｉ１である。ＩｂはまたＩ１＋Ｉ２に等しい
ので、Ｉ２＝Ｉｃである。閉ループシステムがバランス
状態にあるとき、ＶerrのＤＣ成分はほぼ零であり、ト
ランジスタ 160,162のベース間のＤＣ電圧はほぼ零であ
り、トランジスタ 160,162のＤＣベース・エミッタ電圧
及びＤＣコレクタ電流は共にほぼ等しいのである。よっ
て、Ｉ２のＤＣ成分＝Ｉｃならば、Ｉ１のＤＣ成分もま
たＩｃに等しい。電流Ｉ１＝Ｉｃは、トランジスタ 17
0,180及び抵抗 178,182によって構成されるデュアルカ
レントミラーの部分によってＩcontrolに反映せしめら
れる。しかしながら、抵抗 182は抵抗 178の半分の値な
ので、ＩcontrolのＤＣ成分は２＊Ｉｃに等しくなる。
よって、アンプ８２の入力からアンプ８６の出力に至る
までの全体のＤＣトランスコンダクタンスは高ゲインア
ンプ８２及びバイアストランジスタ 138の組合せのトラ
ンスコンダクタンス（式１４）の２倍であり、すなわち
約 1.44アンペア／ボルトである。もし、ＩcontrolのＤ
Ｃ値＝２ミリアンペアがＺＣＳコンバータ（ 240，図１
２）のフルパワー出力を招来するならば、フルパワース
ループットを実現するに必要なＶerrのＤＣ成分は約 1.
4ミリボルトである。もし、コンバータの基準電圧Ｖref
が 2.5ボルトならばこのエラー電圧は 0.06％以下の出
力電圧エラーを表わす。
る（ほぼ直流の）電流Ｉｃは、広帯域アンプ８６の差動
対を構成するＮＰＮトランジスタ 160,162のエミッタに
供給されるバイアス電流Ｉｂの一部をなしている。図１
３において示すように、トランジスタ 162のコレクタ電
流Ｉ１はカレントミラー 164及びデュアルカレントミラ
ー 166のトランジスタ 170,172及び抵抗 176,178を介し
てトランジスタ 172のコレクタ電流に反映され電流Ｉｃ
に加えられてバイアス電流Ｉｂを形成する。よって、Ｉ
ｂ＝Ｉｃ＋Ｉ１である。ＩｂはまたＩ１＋Ｉ２に等しい
ので、Ｉ２＝Ｉｃである。閉ループシステムがバランス
状態にあるとき、ＶerrのＤＣ成分はほぼ零であり、ト
ランジスタ 160,162のベース間のＤＣ電圧はほぼ零であ
り、トランジスタ 160,162のＤＣベース・エミッタ電圧
及びＤＣコレクタ電流は共にほぼ等しいのである。よっ
て、Ｉ２のＤＣ成分＝Ｉｃならば、Ｉ１のＤＣ成分もま
たＩｃに等しい。電流Ｉ１＝Ｉｃは、トランジスタ 17
0,180及び抵抗 178,182によって構成されるデュアルカ
レントミラーの部分によってＩcontrolに反映せしめら
れる。しかしながら、抵抗 182は抵抗 178の半分の値な
ので、ＩcontrolのＤＣ成分は２＊Ｉｃに等しくなる。
よって、アンプ８２の入力からアンプ８６の出力に至る
までの全体のＤＣトランスコンダクタンスは高ゲインア
ンプ８２及びバイアストランジスタ 138の組合せのトラ
ンスコンダクタンス（式１４）の２倍であり、すなわち
約 1.44アンペア／ボルトである。もし、ＩcontrolのＤ
Ｃ値＝２ミリアンペアがＺＣＳコンバータ（ 240，図１
２）のフルパワー出力を招来するならば、フルパワース
ループットを実現するに必要なＶerrのＤＣ成分は約 1.
4ミリボルトである。もし、コンバータの基準電圧Ｖref
が 2.5ボルトならばこのエラー電圧は 0.06％以下の出
力電圧エラーを表わす。
【００３４】高周波帯域においては、高ゲインアンプ８
２のゲインが減少する故、広帯域アンプ８６のゲインが
支配的となり、システムの中域ゲインを設定する。差動
対トランジスタ 160,162のゲインはバイアス電流Ｉｂの
関数である。上記した如く、閉ループが安定状態にある
ときは、この電流ＩｂのＤＣ値は２＊Ｉｃ（Ｉｃは式１
４で与えられる）であり、電流Ｉ１及びＩ２のＤＣ成分
は各々Ｉｃに等しい。そこで、差動対のゲインはほぼ次
の式によって近似される。すなわち、 δＩ１／δＶerr＝（Ｉｃ／Ｖｔ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１５） である。
２のゲインが減少する故、広帯域アンプ８６のゲインが
支配的となり、システムの中域ゲインを設定する。差動
対トランジスタ 160,162のゲインはバイアス電流Ｉｂの
関数である。上記した如く、閉ループが安定状態にある
ときは、この電流ＩｂのＤＣ値は２＊Ｉｃ（Ｉｃは式１
４で与えられる）であり、電流Ｉ１及びＩ２のＤＣ成分
は各々Ｉｃに等しい。そこで、差動対のゲインはほぼ次
の式によって近似される。すなわち、 δＩ１／δＶerr＝（Ｉｃ／Ｖｔ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１５） である。
【００３５】また、カレントミラー 166はこの電流を２
倍にする故、アンプの中域ゲインは次の式で与えられ
る。すなわち、 Ａａ＝δＩcontrol／δＶerr＝（２＊Ｉｃ／Ｖｔ） ＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１６） である。
倍にする故、アンプの中域ゲインは次の式で与えられ
る。すなわち、 Ａａ＝δＩcontrol／δＶerr＝（２＊Ｉｃ／Ｖｔ） ＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１６） である。
【００３６】Ｖｔに対してＶinが小さい場合、Ａａ＝２
＊Ｉｃ／Ｖｔ及びＫｅ＝２／Ｖｔとなる。式１６は、ア
ンプ８６のゲインがその平均出力電流Ｉｃに比例するこ
とを示し、このことは、式１３によって既に述べた如く
式６によって予測される開ループゲインの振舞いを達成
するに必要な条件である。要約すれば、図１３のゲイン
適応アンプ 328はほぼ２＊Ｉｃに等しいＤＣ成分を含む
出力電流Ｉcontrolを生成するのである。ここでＩｃは
閉ループのエラーをほぼ零（すなわちＶｄ＝Ｖref）と
する為に必要な電流である。電流Ｉｃは高ゲインアンプ
８２によって設定されバイアス電流Ｉｂを介した低ゲイ
ンアンプ８６を通過する。低ゲインアンプのゲインはま
たＩｃの値によって設定され、このアンプのゲインを平
均出力電流に依存せしめるのである。よって、高ゲイン
アンプ８２は図１０のアンプ 142に等価であり実質的に
直流の電流Ｉｃは図１０の信号Ｖｅｑに等価であり、低
ゲインアンプ８６は図１０のアンプ 140に対応する。
＊Ｉｃ／Ｖｔ及びＫｅ＝２／Ｖｔとなる。式１６は、ア
ンプ８６のゲインがその平均出力電流Ｉｃに比例するこ
とを示し、このことは、式１３によって既に述べた如く
式６によって予測される開ループゲインの振舞いを達成
するに必要な条件である。要約すれば、図１３のゲイン
適応アンプ 328はほぼ２＊Ｉｃに等しいＤＣ成分を含む
出力電流Ｉcontrolを生成するのである。ここでＩｃは
閉ループのエラーをほぼ零（すなわちＶｄ＝Ｖref）と
する為に必要な電流である。電流Ｉｃは高ゲインアンプ
８２によって設定されバイアス電流Ｉｂを介した低ゲイ
ンアンプ８６を通過する。低ゲインアンプのゲインはま
たＩｃの値によって設定され、このアンプのゲインを平
均出力電流に依存せしめるのである。よって、高ゲイン
アンプ８２は図１０のアンプ 142に等価であり実質的に
直流の電流Ｉｃは図１０の信号Ｖｅｑに等価であり、低
ゲインアンプ８６は図１０のアンプ 140に対応する。
【００３７】図１２のシステムの開ループゲインは図４
に示した如く振舞い、ここで中域開ループゲインはＡ１
に等しく、このＡ１は次式によって示される。すなわ
ち、 Ａ１＝ｚ＊Ｋｅ＊Ｖref＝２＊ｚ＊Ｖref／Ｖｔ （１７） である。既に明らかなように、零電流スイッチングコン
バータについては、ｚは負荷（すなわち、電流シンク又
は抵抗性負荷）の特性に応じて 0.5及び１の間の値をと
るのである。ここでｚ＝１及びＶref＝ 2.5Ｖとするな
らば、中域ゲインＡ１は２５℃（ 298°Ｋ）において 1
92となる。図１３のアンプはＫｅの一定の値をとらず、
Ｋｅは絶対温度（Ｋｅ＝２／Ｖｔ＝（２＊ｑ）／（ｋ＊
Ｔ））に依存することがわかる。温度が−５５℃から＋
105℃（ 218Ｋ〜 378Ｋ）に亘って変化すると、Ｖｔの
値は 0.019ボルトから 0.033ボルトに亘って変化し、Ｋ
ｅは105.2から 60.6に亘って変化し、Ａ１は 264〜152
に亘って変化する。ここで更に注意すべきは、Ｖin又は
他の攪乱変数の変化によるループ内の他の素子のゲイン
変化はこれらの素子の組合せ伝達関数の振舞いが式１に
よって示された振舞いに従う限り、開ループゲインには
なんらの影響を及ぼさないことである。
に示した如く振舞い、ここで中域開ループゲインはＡ１
に等しく、このＡ１は次式によって示される。すなわ
ち、 Ａ１＝ｚ＊Ｋｅ＊Ｖref＝２＊ｚ＊Ｖref／Ｖｔ （１７） である。既に明らかなように、零電流スイッチングコン
バータについては、ｚは負荷（すなわち、電流シンク又
は抵抗性負荷）の特性に応じて 0.5及び１の間の値をと
るのである。ここでｚ＝１及びＶref＝ 2.5Ｖとするな
らば、中域ゲインＡ１は２５℃（ 298°Ｋ）において 1
92となる。図１３のアンプはＫｅの一定の値をとらず、
Ｋｅは絶対温度（Ｋｅ＝２／Ｖｔ＝（２＊ｑ）／（ｋ＊
Ｔ））に依存することがわかる。温度が−５５℃から＋
105℃（ 218Ｋ〜 378Ｋ）に亘って変化すると、Ｖｔの
値は 0.019ボルトから 0.033ボルトに亘って変化し、Ｋ
ｅは105.2から 60.6に亘って変化し、Ａ１は 264〜152
に亘って変化する。ここで更に注意すべきは、Ｖin又は
他の攪乱変数の変化によるループ内の他の素子のゲイン
変化はこれらの素子の組合せ伝達関数の振舞いが式１に
よって示された振舞いに従う限り、開ループゲインには
なんらの影響を及ぼさないことである。
【００３８】図１３に示したゲイン適応アンプの例は回
路の簡略化のために小にしてかつ予測できる温度依存量
を取扱った。同様な結果を達成できる温度補償回路のそ
の他の例が多数考えられる。例えば図１４はかかるアン
プのブロック図である。図１４においては、ゲイン適応
アンプ 428は高ゲイン狭帯域アンプ 482（図１３におけ
るアンプ８２と同じであってもよい）を含み、このアン
プ 428は閉ループエラーのＤＣ成分のＶerrをほぼ零に
するに必要とされる直流電流Ｉｃを生成する。電流ミラ
ー 462はマルチプライヤ 466の１つの入力にＩｃを反映
させる。ここで用いるマルチプライヤとしては、米国マ
サチューセッツ州ノーウードのアナログディバイスイン
ク社によって刊行されたAnalog Devices 1990/91 Liner
Products Databookのセクション６に記載されている。
マルチプライヤ 466の他方の入力はＫ１＊Ｔａの値の電
流を受け入れる。ここで、Ｋ１は定数であり、Ｔａは絶
対温度である。絶対温度に比例する信号を送出する装置
ＰＴＡＴの例としてはアナログデバイスインク社によっ
て製造されかつ上記したアナログデバイス社のデータブ
ックの１２乃至７頁に記載され且つ米国特許第 4,123,6
98号に記載された部品番号ＡＤ 590を用いることができ
る。このマルチプライヤの出力は、２つの電流の積に等
しい電流であり、カレントミラー 461に供給され、バイ
アス電流Ｉｂ＝Ｋ１＊Ｔａ＊Ｉｃとして広帯域アンプ 4
86に含まれて差動結合されたＮＰＮトランジスタ 450,4
52のエミッタに反映せしめられる。高ゲインアンプ 482
はＩｃをＶerrのＤＣ成分の閉ループ値をほぼ零にする
故、コレクタ電流Ｉ１及びＩ２のＤＣ成分はほぼ等し
い。カレントミラー 464は、Ｉ１及びＩ２の差に電流Ｉ
３を等しくするようになされている故、Ｉ３のＤＣの成
分はほぼ零となる。Ｉ３の値は次の式によって近似され
る。すなわち、 Ｉ３＝Ｉｂ＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１８） である。
路の簡略化のために小にしてかつ予測できる温度依存量
を取扱った。同様な結果を達成できる温度補償回路のそ
の他の例が多数考えられる。例えば図１４はかかるアン
プのブロック図である。図１４においては、ゲイン適応
アンプ 428は高ゲイン狭帯域アンプ 482（図１３におけ
るアンプ８２と同じであってもよい）を含み、このアン
プ 428は閉ループエラーのＤＣ成分のＶerrをほぼ零に
するに必要とされる直流電流Ｉｃを生成する。電流ミラ
ー 462はマルチプライヤ 466の１つの入力にＩｃを反映
させる。ここで用いるマルチプライヤとしては、米国マ
サチューセッツ州ノーウードのアナログディバイスイン
ク社によって刊行されたAnalog Devices 1990/91 Liner
Products Databookのセクション６に記載されている。
マルチプライヤ 466の他方の入力はＫ１＊Ｔａの値の電
流を受け入れる。ここで、Ｋ１は定数であり、Ｔａは絶
対温度である。絶対温度に比例する信号を送出する装置
ＰＴＡＴの例としてはアナログデバイスインク社によっ
て製造されかつ上記したアナログデバイス社のデータブ
ックの１２乃至７頁に記載され且つ米国特許第 4,123,6
98号に記載された部品番号ＡＤ 590を用いることができ
る。このマルチプライヤの出力は、２つの電流の積に等
しい電流であり、カレントミラー 461に供給され、バイ
アス電流Ｉｂ＝Ｋ１＊Ｔａ＊Ｉｃとして広帯域アンプ 4
86に含まれて差動結合されたＮＰＮトランジスタ 450,4
52のエミッタに反映せしめられる。高ゲインアンプ 482
はＩｃをＶerrのＤＣ成分の閉ループ値をほぼ零にする
故、コレクタ電流Ｉ１及びＩ２のＤＣ成分はほぼ等し
い。カレントミラー 464は、Ｉ１及びＩ２の差に電流Ｉ
３を等しくするようになされている故、Ｉ３のＤＣの成
分はほぼ零となる。Ｉ３の値は次の式によって近似され
る。すなわち、 Ｉ３＝Ｉｂ＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１８） である。
【００３９】また、アンプ 486のゲインは次式で表され
る。すなわち、 δＩ３／δＶerr＝（Ｉｂ／Ｖｔ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） ＝（Ｋ１＊Ｉｃ＊ｑ／ｋ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１９） である。Ｖerrの値がＶｔに対して比較的小なる値であ
る場合、次式が成立する。すなわち、 δＩ３／δＶerr＝Ｋ１＊ｑ＊Ｉｃ／ｋ （２０） である。
る。すなわち、 δＩ３／δＶerr＝（Ｉｂ／Ｖｔ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） ＝（Ｋ１＊Ｉｃ＊ｑ／ｋ）＊ｅｘｐ（Ｖerr／Ｖｔ） （１９） である。Ｖerrの値がＶｔに対して比較的小なる値であ
る場合、次式が成立する。すなわち、 δＩ３／δＶerr＝Ｋ１＊ｑ＊Ｉｃ／ｋ （２０） である。
【００４０】ここで、ｋはボルツマン定数である。ゲイ
ンは温度から独立しており、結果としてＫｅ＝Ｋ１＊ｑ
／ｋである。もし、図１３の高ゲインアンプ８２が図１
４のアンプ 482の為に用いられた場合ＤＣトランスコン
ダクタンスにおいて温度依存性が依然として存在するこ
とに注意すべきである（式１４はＶｔを含んでいる）。
実際の応用においては、かかる効果は余り重要ではな
い。低周波ゲインは非常に高く、直流出力変化における
温度変化の影響は余り重要ではない。同様に低周波特性
はループ過渡動作及び安定性に対して余り大きな影響を
与えない。なんとなれば、中域ゲインＡ１及びクロスオ
ーバー周波数ｆ２は、基本的には、広帯域アンプ（例え
ば図１４の 486）のゲインの関数からである。例えば積
分器として構成されたオペアンプのような殆ど温度依存
性を持たない高ゲインアンプを用いることによって更に
回路の複雑さを増すことは明らかである。
ンは温度から独立しており、結果としてＫｅ＝Ｋ１＊ｑ
／ｋである。もし、図１３の高ゲインアンプ８２が図１
４のアンプ 482の為に用いられた場合ＤＣトランスコン
ダクタンスにおいて温度依存性が依然として存在するこ
とに注意すべきである（式１４はＶｔを含んでいる）。
実際の応用においては、かかる効果は余り重要ではな
い。低周波ゲインは非常に高く、直流出力変化における
温度変化の影響は余り重要ではない。同様に低周波特性
はループ過渡動作及び安定性に対して余り大きな影響を
与えない。なんとなれば、中域ゲインＡ１及びクロスオ
ーバー周波数ｆ２は、基本的には、広帯域アンプ（例え
ば図１４の 486）のゲインの関数からである。例えば積
分器として構成されたオペアンプのような殆ど温度依存
性を持たない高ゲインアンプを用いることによって更に
回路の複雑さを増すことは明らかである。
【図１】 フィードバックコントロールシステムのブロ
ックダイヤグラムである。
ックダイヤグラムである。
【図２】 周波数に対する開ループゲインの変化を示す
グラフ。
グラフ。
【図３】 閉ループシステムに用いるコントローラのブ
ロックダイヤグラム。
ロックダイヤグラム。
【図４】 周波数に対する開ループゲインの変化の別の
態様を示すグラフ。
態様を示すグラフ。
【図５】 周波数に対する開ルーブゲインの変化を示す
グラフ。
グラフ。
【図６】 別のフィードバックコントロールシステムの
ブロックダイヤグラム。
ブロックダイヤグラム。
【図７】 要素の伝達関数とその要素のゲインとの関係
を示すグラフ。
を示すグラフ。
【図８】 ゲイン適応アンプを含む閉ループ電力変換シ
ステムのブロックダイヤグラム。
ステムのブロックダイヤグラム。
【図９】 開ループゲイン及び他のループ変数の変化を
示す表。
示す表。
【図１０】 他のゲイン適応コントローラのブロックダ
イヤグラム。
イヤグラム。
【図１１】 他のゲイン適応コントローラのブロックダ
イヤグラム。
イヤグラム。
【図１２】 別の閉ループ電力変換システムのブロック
ダイヤグラム。
ダイヤグラム。
【図１３】 ゲイン適応アンプの回路図。
【図１４】 ゲイン適応アンプの回路図。
Claims (51)
- 【請求項１】 閉ループフィードバックシステムであっ
て、 Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Zなる伝達関数を有する第１ゲ
イン要素（ここで、Ｘcontは前記第１ゲイン要素への制
御変化入力信号を示し、Ｘｄは前記第１ゲイン要素から
の被制御変化出力信号を示し、Ｋｇ及びｚはＸcontから
独立している）と、 Ｘcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関
数を有する第２ゲイン要素（ここで、Ｘｅは前記第２ゲ
イン要素への制御変化入力信号を示し、Ｘcontは前記第
２ゲイン要素からの被制御変化出力信号を示す）と、か
らなり、 ＸｅはＸｄの関数であり、 前記関数ｈ１は、 ［１／ｈ１（Ｘｅ）］＊［δｈ１（Ｘｅ）／δＸｅ］＝
Ｋｅを充足し、ＫｅはＸｅから独立していることを特徴
とするシステム。 - 【請求項２】 請求項１記載のシステムであって、前記
関数ｈ１は、ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｘ
ｅ）として表され、Ｋｘ及びＫｅはＸｅから独立してい
ることを特徴としていることを特徴とするシステム。 - 【請求項３】 請求項１記載のシステムであって、前記
システムの出力信号Ｘｄの為の所望の値を示す設定値Ｘ
refを前記システムへの入力として更に有することを特
徴とするシステム。 - 【請求項４】 請求項３記載のシステムであって、ｚ＊
Ｋｅ＊Ｘｄにほぼ等しい開ループゲインＡｏ１を有する
ことを特徴とするシステム。 - 【請求項５】 請求項１記載のシステムであって、前記
第２ゲイン要素のゲインがその平均出力信号に比例して
いることを特徴とするシステム。 - 【請求項６】 請求項５記載のシステムであって、前記
第２ゲイン要素は、 ゲイン制御入力端を有する可変ゲインアンプと、 前記可変ゲインアンプの前記ゲイン制御入力端に接続し
たゲイン制御出力を有する制御回路と、からなる回路を
有することを特徴とするシステム。 - 【請求項７】 請求項６記載のシステムであって、前記
制御回路は高ゲインアンプを有することを特徴とするシ
ステム。 - 【請求項８】 請求項７記載のシステムであって、前記
高ゲインアンプは、前記システムの開ループ特性の帯域
幅より狭い帯域幅を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項９】 請求項６記載のシステムであって、前記
可変ゲインアンプは出力端を有し、前記制御回路は出力
端を有し、前記出力端の双方からの出力が加算回路によ
って互いに加算されることを特徴とするシステム。 - 【請求項１０】 請求項６記載のシステムであって、前
記可変ゲインアンプは入力端を有し、前記制御回路は入
力端を有し、前記入力端の双方は互いに接続されて同一
の入力信号を受け入れることを特徴とするシステム。 - 【請求項１１】 請求項１０記載のシステムであって、
前記入力信号は前記システムの出力Ｘｄが前記システム
への１つの入力である所定の設定値Ｘrefからの偏倚の
度合を示すエラー信号Ｘｅであることを特徴とするシス
テム。 - 【請求項１２】 請求項１１記載のシステムであって、
前記システムの開ループゲインＡｏ１はｚ＊Ｋｅ＊Ｘre
fにほぼ等しいことを特徴とするシステム。 - 【請求項１３】 請求項６記載のシステムであって、前
記制御回路は積分器を含むことを特徴とするシステム。 - 【請求項１４】 請求項６記載のシステムであって、前
記制御回路はローパスフィルタを含むことを特徴とする
システム。 - 【請求項１５】 請求項１４記載のシステムであって、
前記ローパスフィルタは前記可変ゲインアンプのゲイン
コントロール入力に接続された出力端を有し、前記ロー
パスフィルタは前記ゲインコントロールアンプの出力に
接続された入力端を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項１６】 請求項１記載のシステムであって、前
記第１ゲイン要素は電源及び負荷の間に接続した電力コ
ンバータを含むことを特徴とするシステム。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のシステムであって、
前記電力コンバータはその動作周波数を変化させること
により制御され、前記動作周波数は前記電力コンバータ
の入力として受け入れた前記制御入力変化信号としての
第１の制御信号に基づいて制御されることを特徴とする
システム。 - 【請求項１８】 請求項１６記載のシステムであって、
前記第２ゲイン要素は前記電力コンバータの出力端に接
続した入力端を有するコントローラと、前記電力コンバ
ータの制御入力に接続した出力端とを有することを特徴
とするシステム。 - 【請求項１９】 請求項１８記載のシステムであって、
前記コントローラは前記コントローラの出力を前記コン
トローラの入力から電流的にアイソレーションするアイ
ソレーション素子を含むことを特徴とするシステム。 - 【請求項２０】 請求項１９記載のシステムであって、
前記アイソレーション素子は磁気カプラであることを特
徴とするシステム。 - 【請求項２１】 請求項１８記載のシステムであって、
前記コントローラは、ゲイン適応アンプを含み前記適応
アンプのゲインは前記コントローラの出力の平均値に比
例することを特徴とするシステム。 - 【請求項２２】 請求項１６記載のシステムであって、
前記電力コンバータはパルス幅変調（ＰＷＭ）電力コン
バータからなることを特徴とするシステム。 - 【請求項２３】 請求項１６記載のシステムであって、
前記電力コンバータは零電流スイッチング電力コンバー
タからなることを特徴とするシステム。 - 【請求項２４】 請求項１記載のシステムであって、前
記システムの開ループゲインは中域周波数帯域における
一定のゲイン及び他の周波数帯域における周波数の増大
と共に減少するゲインとを含むことを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項２５】 請求項１記載のシステムであって、前
記第１ゲイン要素はいくつかのサブ要素を含み、前記第
１ゲイン要素の伝達関数は組合せ伝達関数であることを
特徴とするシステム。 - 【請求項２６】 請求項１記載のシステムであって、前
記第２ゲイン要素はいくつかのサブ要素からなり、前記
第２ゲイン要素の伝達関数は組合せ伝達関数であること
を特徴とするシステム。 - 【請求項２７】 請求項３記載のシステムであって、前
記Ｘｄ，Ｘｅ，Ｘref及びＸcontは各々電圧又は電流で
あることを特徴とするシステム。 - 【請求項２８】 閉ループフィードバックシステムであ
って、 Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Zなる伝達関数を有する第１ゲ
イン要素（前記Ｘcontは前記第１ゲイン要素への制御変
化入力信号を示し、Ｘｄは前記第１ゲイン要素からの被
制御変化出力信号を示し、Ｋｇ及びｚはＸcontから独立
している）と、 Ｘcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関数ｈ１を有する第２ゲ
イン要素（Ｘｅは前記第２ゲイン要素の制御変化入力信
号を示し、Ｘcontは前記第２ゲイン要素からの被制御変
化出力信号を示すと、からなり、 ＸｅはＸｄの関数であり、 前記第２ゲイン要素は前記第２ゲイン要素の出力の平均
値に比例するゲインを有し、 前記システムへの入力として、前記システムの出力信号
Ｘｄの所望の値を示す設定値Ｘrefを受け入れ、 前記システムの開ループゲインはある周波数範囲にわた
ってＡｏ１＝ｚ＊Ｋｅ＊Ｘｄ（ＫｅはＸｅから独立して
いる）にほぼ等しいことを特徴とするシステム。 - 【請求項２９】 請求項２８記載のシステムであって、
前記伝達関数ｈ１は、ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋ
ｅ＊Ｘｅ）として表され、Ｋｘ及びＫｅはＸｅから独立
していることを特徴とするシステム。 - 【請求項３０】 請求項２８記載のシステムであって、
前記周波数範囲の外の帯域においては周波数の増加とと
もに前記ゲインが減少することを特徴とするシステム。 - 【請求項３１】 電源から負荷に供給される電力を変換
する電力コンバータシステムであって、 Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Zなる伝達関数を有する電力コ
ンバータ（Ｘcontは前記電力コンバータの制御変化入力
信号であり、Ｘｄは前記電力コンバータの被制御変化出
力信号であり、Ｋｇ及びｚはＸcontから独立している）
と；Ｘcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関数ｈ１を有するコ
ントローラ（Ｘｅは前記コントローラの制御変化入力信
号であり、Ｘcontは前記コントローラの被制御変化出力
信号である）と、からなる閉ループフィードバックシス
テムを有し、 前記コントローラは前記コントローラの出力の平均値に
比例するゲインを有し、前記システムは、前記システム
の出力信号Ｘｄの所望の値を示す設定値Ｘrefを入力と
して受け入れ、 前記システムの開ループゲインはある周波数範囲に亘っ
てＡｏ１＝ｚ＊Ｋｅ＊Ｘｄにほぼ等しいことを特徴とす
るシステム。 - 【請求項３２】 請求項３１記載の電力コンバータシス
テムであって、前記伝達関数ｈ１は、ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋ
ｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊Ｘｅ）と表され、Ｋｘ及びＫｅはＸ
ｅから独立していることを特徴とするシステム。 - 【請求項３３】 請求項３１記載のシステムであって、
前記コントローラはゲインコントロール入力端を有する
可変ゲインアンプと、前記可変ゲインアンプの前記ゲイ
ンコントロール入力端に接続したゲインコントロール出
力端を有するコントロール回路と、からなることを特徴
とするシステム。 - 【請求項３４】 請求項３３記載のシステムであって、
前記コントロール回路は高ゲインアンプを含むことを特
徴とするシステム。 - 【請求項３５】 請求項３４記載のシステムであって、
前記高ゲインアンプは前記システムの開ループ特性の帯
域より狭い帯域を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項３６】 請求項３３記載のシステムであって、
前記可変ゲインアンプは出力端を有し、前記コントロー
ル回路は出力端を有し、前記出力端の双方の出力が加算
回路によって加算されることを特徴とするシステム。 - 【請求項３７】 請求項３３記載のシステムであって、
前記可変ゲインアンプは入力端を有し、前記コントロー
ル回路は入力端を有し、前記入力端の双方は互いに接続
されて同一の入力信号を受け入れることを特徴とするシ
ステム。 - 【請求項３８】 請求項３７記載のシステムであって、
前記入力信号は、前記システムへの入力である所定の設
定値Ｘrefからの前記システムの出力Ｘｄの偏倚の度合
を示すエラー信号Ｘｅであることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項３９】 請求項３８記載のシステムであって、
前記システムの開ループゲインＡｏ１は、ｚ＊Ｋｅ＊Ｘ
refにほぼ等しいことを特徴とするシステム。 - 【請求項４０】 請求項３３記載のシステムであって、
前記コントロール回路は積分器からなることを特徴とす
るシステム。 - 【請求項４１】 請求項３３記載のシステムであって、
前記コントロール回路はローパスフィルタからなること
を特徴とするシステム。 - 【請求項４２】 請求項４１記載のシステムであって、
前記ローパスフィルタは前記可変ゲインアンプのゲイン
コントロール入力端に接続した出力端を有し、前記ロー
パスフィルタは前記ゲインコントロールアンプの出力端
に接続した入力端を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項４３】 請求項３１記載のシステムであって、
前記電力コンバータはその動作周波数を変化させること
により制御され、前記動作周波数は前記電力コンバータ
の入力端において受け入れた前記制御入力変化信号とし
ての第１の制御信号に基づいて制御されることを特徴と
するシステム。 - 【請求項４４】 請求項４３記載のシステムであって、
前記コントローラは前記コントローラの出力と前記コン
トローラの入力とを電流的アイソレーションをなすアイ
ソレーション素子を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項４５】 請求項４４記載のシステムであって、
前記アイソレーション素子は磁気カプラからなることを
特徴とするシステム。 - 【請求項４６】 請求項３１記載のシステムであって、
前記コントローラはゲイン適応アンプからなり前記適応
アンプは前記コントローラの出力の平均値に比例するゲ
インを有することを特徴とするシステム。 - 【請求項４７】 請求項３１記載のシステムであって、
前記電力コンバータは零電流スイッチング電力コンバー
タからなることを特徴とするシステム。 - 【請求項４８】 閉ループフィードバックシステムがほ
ぼ一定値の開ループゲインを有するようになす方法であ
って、前記フィードバックシステムは、 Ｘｄ＝Ｋｇ＊（Ｘcont）Zなる伝達関数を有する第１ゲ
イン要素（Ｘcontは前記第１ゲイン要素の制御変化入力
信号であり、Ｘｄは前記第１ゲイン要素からの被制御変
化出力信号であり、Ｋｇ及びｚはＸcontから独立であ
る）と、 Ｘcont＝ｈ１（Ｘｅ）なる伝達関数を有する第２ゲイン
要素（Ｘｅは前記第２ゲイン要素への制御変化入力信号
であり、Ｘcontは前記第２ゲイン要素からの被制御変化
出力信号である）と、からなるシステムであり、 ＸｅはＸｄの関数であり、 前記伝達関数ｈ１は［１／ｈ１（Ｘｅ）］＊［δｈ１
（Ｘｅ）／δＸｅ］＝Ｋｅで表わされ、ＫｅはＸｅから
独立していることを特徴とする方法。 - 【請求項４９】 請求項４８記載の方法であって、前記
伝達関数ｈ１は、ｈ１（Ｘｅ）＝Ｋｘ＊ｅｘｐ（Ｋｅ＊
Ｘｅ）として表されるようになされ、Ｋｘ及びＫｅはＸ
ｅから独立となされていることを特徴とする方法。 - 【請求項５０】 請求項４８記載の方法であって、前記
システムの出力信号Ｘｄの所望値を示す設定値Ｘrefを
前記システムの入力信号として供給するステップを更に
有することを特徴とする方法。 - 【請求項５１】 請求項４８記載の方法であって、 前記システムの出力信号と基準値との間の差に基づくエ
ラー信号を生成するステップと、 高ゲイン制御回路及びゲイン適応アンプからなるコント
ローラを設けて前記コントローラの出力の平均値を前記
ゲイン適応アンプのゲインを設定するための基準として
用いて前記エラー信号を零に近づけるようになすステッ
プと、をさらに有することを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/238960 | 1994-05-06 | ||
| US08/238,960 US5490057A (en) | 1994-05-06 | 1994-05-06 | Feedback control system having predictable open-loop gain |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10945295A Division JP3283723B2 (ja) | 1994-05-06 | 1995-05-08 | フィードバックコントロールシステム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1131001A true JPH1131001A (ja) | 1999-02-02 |
Family
ID=22900047
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10945295A Expired - Fee Related JP3283723B2 (ja) | 1994-05-06 | 1995-05-08 | フィードバックコントロールシステム |
| JP10043099A Pending JPH1131001A (ja) | 1994-05-06 | 1998-02-25 | フィードバックコントロールシステム |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10945295A Expired - Fee Related JP3283723B2 (ja) | 1994-05-06 | 1995-05-08 | フィードバックコントロールシステム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5490057A (ja) |
| EP (1) | EP0691600B1 (ja) |
| JP (2) | JP3283723B2 (ja) |
| DE (1) | DE69521566T2 (ja) |
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| USD854497S1 (en) | 2016-12-05 | 2019-07-23 | Delta-Q Technologies Corp. | Battery charger |
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| US10879813B2 (en) | 2018-09-21 | 2020-12-29 | Delta-Q Technologies Corp. | Bridgeless single-stage AC/DC converter |
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