JPH0774562A - 時分割多重信号伝送用の伝送システムおよび送信機ならびに制御ループ - Google Patents
時分割多重信号伝送用の伝送システムおよび送信機ならびに制御ループInfo
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- JPH0774562A JPH0774562A JP6172610A JP17261094A JPH0774562A JP H0774562 A JPH0774562 A JP H0774562A JP 6172610 A JP6172610 A JP 6172610A JP 17261094 A JP17261094 A JP 17261094A JP H0774562 A JPH0774562 A JP H0774562A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 51
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 title claims description 11
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000005526 G1 to G0 transition Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 239000000725 suspension Substances 0.000 description 1
- 230000002277 temperature effect Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
- H03G3/3047—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers for intermittent signals, e.g. burst signals
Landscapes
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 時分割多重信号伝送用の伝送システムにおい
て、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によっ
ても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システムを
提供する。 【構成】 出力信号ＲＦout の電力の時間経過特性を定
める目標値電圧を生成する手段４と、検出器電圧Ｕ0 ＋
Ｕist と、前記検出器無負荷時電圧Ｕ0 の重畳された目
標値電圧Ｕsollとの差から、制御電圧Ｕc を生成する手
段５が設けられている。
て、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によっ
ても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システムを
提供する。 【構成】 出力信号ＲＦout の電力の時間経過特性を定
める目標値電圧を生成する手段４と、検出器電圧Ｕ0 ＋
Ｕist と、前記検出器無負荷時電圧Ｕ0 の重畳された目
標値電圧Ｕsollとの差から、制御電圧Ｕc を生成する手
段５が設けられている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、制御電圧の供給される
制御入力側を備えており高周波入力信号を高周波出力信
号へ増幅する電力増幅器と、前記出力信号の電力を検出
し検出器電圧を供給する検出器が設けられており、前記
検出器電圧は検出器無負荷時（休止時）電圧と実際値電
圧の和である、少なくとも１つの送信機を有する時分割
多重信号伝送用伝送システムに関する。さらに本発明
は、上記の形式の伝送システムのための送信機および制
御ループに関する。
制御入力側を備えており高周波入力信号を高周波出力信
号へ増幅する電力増幅器と、前記出力信号の電力を検出
し検出器電圧を供給する検出器が設けられており、前記
検出器電圧は検出器無負荷時（休止時）電圧と実際値電
圧の和である、少なくとも１つの送信機を有する時分割
多重信号伝送用伝送システムに関する。さらに本発明
は、上記の形式の伝送システムのための送信機および制
御ループに関する。
【０００２】このような伝送システムはたとえば、ＧＳ
Ｍ規格による移動無線システムである。この種のシステ
ムはＴＤＭＡモードつまり時分割多重アクセスモードで
動作する。
Ｍ規格による移動無線システムである。この種のシステ
ムはＴＤＭＡモードつまり時分割多重アクセスモードで
動作する。
【０００３】
【従来の技術】ヨーロッパ特許出願公開第０４６２７７
３号公報から、ＴＤＭＡシステムにおける送信電力を制
御する制御回路が知られている。この場合、検出器を用
いることにより、差動増幅器を介して送信電力の一部が
電力増幅器の一方の制御入力側へフィードバックされ
る。このような構成により送信出力レベルが制御され
る。そして電力増幅器の他方の制御入力側へ供給される
信号により、タイムスロット始端および終端における送
信電力の立ち上がりないし立ち下がりの形が制御され
る。このような形式の回路では、たとえばＧＳＭ仕様に
おけるように送信電力の時間経過特性や許容スペクトル
範囲に対して高度な要求が課される場合、安定性に関す
る問題が生じる。さらに、検出器が温度に左右されるこ
とにより回路の動作機能が損なわれる。
３号公報から、ＴＤＭＡシステムにおける送信電力を制
御する制御回路が知られている。この場合、検出器を用
いることにより、差動増幅器を介して送信電力の一部が
電力増幅器の一方の制御入力側へフィードバックされ
る。このような構成により送信出力レベルが制御され
る。そして電力増幅器の他方の制御入力側へ供給される
信号により、タイムスロット始端および終端における送
信電力の立ち上がりないし立ち下がりの形が制御され
る。このような形式の回路では、たとえばＧＳＭ仕様に
おけるように送信電力の時間経過特性や許容スペクトル
範囲に対して高度な要求が課される場合、安定性に関す
る問題が生じる。さらに、検出器が温度に左右されるこ
とにより回路の動作機能が損なわれる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の課
題は、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によ
っても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システム
を提供することにある。
題は、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によ
っても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システム
を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によればこの課題
は、出力信号の電力の時間経過特性を定める目標値電圧
を生成する手段と、検出器電圧と、検出器無負荷時電圧
の重畳された目標値電圧との差から、制御電圧を生成す
る手段が設けられていることにより解決される。
は、出力信号の電力の時間経過特性を定める目標値電圧
を生成する手段と、検出器電圧と、検出器無負荷時電圧
の重畳された目標値電圧との差から、制御電圧を生成す
る手段が設けられていることにより解決される。
【０００６】
【発明の利点】検出器を最適な動作点で作動できるよう
にする目的で、検出器電圧には検出器無負荷時（休止
時）電圧成分が含まれている。電力増幅器の出力信号の
電力が検出不可能な小さい値を有している場合、検出器
にこの検出器無負荷時電圧が印加される。検出器無負荷
時電圧は温度に依存する。本発明による構成によればこ
のような温度依存性は、検出器電圧と、検出器無負荷時
電圧の重畳された目標値電圧との差から制御電圧を形成
することにより補償される。目標値電圧により、電力増
幅器の出力信号の電力の波形ならびにその時間経過特性
のレベルが決定される。上記の電圧差には、検出器無負
荷時電圧に由来するいかなる成分も含まれていない。電
力増幅器の出力側からその制御入力側へのフィードバッ
クは、検出器と制御電圧発生手段とを介して行われる。
電力増幅器の出力側から制御入力側へのフィードバック
ループは短く抑えられており、つまり僅かな移相素子し
か設けられていないので、十分な位相の余裕が得られ、
したがってこのような制御回路における安定性が危険に
晒されることはない。
にする目的で、検出器電圧には検出器無負荷時（休止
時）電圧成分が含まれている。電力増幅器の出力信号の
電力が検出不可能な小さい値を有している場合、検出器
にこの検出器無負荷時電圧が印加される。検出器無負荷
時電圧は温度に依存する。本発明による構成によればこ
のような温度依存性は、検出器電圧と、検出器無負荷時
電圧の重畳された目標値電圧との差から制御電圧を形成
することにより補償される。目標値電圧により、電力増
幅器の出力信号の電力の波形ならびにその時間経過特性
のレベルが決定される。上記の電圧差には、検出器無負
荷時電圧に由来するいかなる成分も含まれていない。電
力増幅器の出力側からその制御入力側へのフィードバッ
クは、検出器と制御電圧発生手段とを介して行われる。
電力増幅器の出力側から制御入力側へのフィードバック
ループは短く抑えられており、つまり僅かな移相素子し
か設けられていないので、十分な位相の余裕が得られ、
したがってこのような制御回路における安定性が危険に
晒されることはない。
【０００７】本発明の１つの実施形態によれば、制御電
圧を生成するために積分コントローラとして接続された
第１の演算増幅器が用いられる。
圧を生成するために積分コントローラとして接続された
第１の演算増幅器が用いられる。
【０００８】積分コントローラはＩコントローラまたは
付加的な比例成分を有するＰＩコントローラとして構成
できる。このような形式のコントローラを用いることに
より、電力増幅器における１次の低域通過フィルタが補
償される。制御回路は有利には、安定性を確実にするの
に十分な位相の余裕を有する。
付加的な比例成分を有するＰＩコントローラとして構成
できる。このような形式のコントローラを用いることに
より、電力増幅器における１次の低域通過フィルタが補
償される。制御回路は有利には、安定性を確実にするの
に十分な位相の余裕を有する。
【０００９】本発明の別の実施形態によれば、検出器ダ
イオードとして用いられる第１のダイオードに直列に、
これと同じ特性値を有する第２のダイオードが接続され
ている。
イオードとして用いられる第１のダイオードに直列に、
これと同じ特性値を有する第２のダイオードが接続され
ている。
【００１０】検出器内に配置された検出器ダイオード
は、電力増幅器の出力信号から導出される減衰された高
周波電圧の整流に用いられる。このようにして検出器ダ
イオードは制御回路の実際値電圧を発生する。検出器の
出力側には検出器電圧が生じ、これは検出器ダイオード
の順方向電圧の影響を受ける。この順方向電圧は温度に
依存しており、あるいはエラー電流によっても変化する
可能性がある。このようにして生じた検出器電圧の温度
依存性またはエラー電流への依存性を補償できるように
する目的で、同じ特性値を有する第２のダイオードが検
出器ダイオードに直列に接続されている。このダイオー
ドには、検出器ダイオードと同じ直流電流が流れる。こ
れら両方のダイオードは等しい温度依存性を有する。し
たがって第２のダイオードの電圧は検出器ダイオードの
順方向電圧と等しく、これは検出器電圧の上述の依存性
を補償するために用いられる。
は、電力増幅器の出力信号から導出される減衰された高
周波電圧の整流に用いられる。このようにして検出器ダ
イオードは制御回路の実際値電圧を発生する。検出器の
出力側には検出器電圧が生じ、これは検出器ダイオード
の順方向電圧の影響を受ける。この順方向電圧は温度に
依存しており、あるいはエラー電流によっても変化する
可能性がある。このようにして生じた検出器電圧の温度
依存性またはエラー電流への依存性を補償できるように
する目的で、同じ特性値を有する第２のダイオードが検
出器ダイオードに直列に接続されている。このダイオー
ドには、検出器ダイオードと同じ直流電流が流れる。こ
れら両方のダイオードは等しい温度依存性を有する。し
たがって第２のダイオードの電圧は検出器ダイオードの
順方向電圧と等しく、これは検出器電圧の上述の依存性
を補償するために用いられる。
【００１１】本発明は以下のようにしてさらに有利に構
成される。すなわち、第１のダイオードと第２のダイオ
ードとの間の接続線路が第２の演算増幅器の非反転入力
側と接続されており、第２のダイオードの別の接続線路
は直流電圧電位におかれており、第２の演算増幅器の出
力側は第１および第２の抵抗から成る直列接続回路を介
して上記の直流電圧電位におかれており、さらにこれら
両方の抵抗の間の接続線路は第２の演算増幅器の反転入
力側と接続されている。
成される。すなわち、第１のダイオードと第２のダイオ
ードとの間の接続線路が第２の演算増幅器の非反転入力
側と接続されており、第２のダイオードの別の接続線路
は直流電圧電位におかれており、第２の演算増幅器の出
力側は第１および第２の抵抗から成る直列接続回路を介
して上記の直流電圧電位におかれており、さらにこれら
両方の抵抗の間の接続線路は第２の演算増幅器の反転入
力側と接続されている。
【００１２】直流電圧電位により検出器無負荷時電圧を
容易に変えることができる。既述の回路によりさらに、
第１のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点に
おける電圧から検出器無負荷時電圧が導出され、したが
ってこの検出器無負荷時電圧は第２の演算増幅器の出力
側に生じ、検出器電圧の温度ならびにエラー電流との既
述の依存性を補償するために用いられ、このことは第１
のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点に負荷
が加わることなく行われる。
容易に変えることができる。既述の回路によりさらに、
第１のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点に
おける電圧から検出器無負荷時電圧が導出され、したが
ってこの検出器無負荷時電圧は第２の演算増幅器の出力
側に生じ、検出器電圧の温度ならびにエラー電流との既
述の依存性を補償するために用いられ、このことは第１
のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点に負荷
が加わることなく行われる。
【００１３】さらに本発明は次のように構成されてい
る。すなわち、制御電圧の上昇の開始時には制御電圧
は、閾値電圧を僅かに下回っている初期値と等しい。
る。すなわち、制御電圧の上昇の開始時には制御電圧
は、閾値電圧を僅かに下回っている初期値と等しい。
【００１４】電力増幅器の非線形の特性曲線は閾値電圧
を有しており、これは電力増幅器の入力側に加わる信号
を増幅するために、少なくとも制御入力側に印加されな
ければならない。制御電圧が１つのタイムスロットの始
めにおいてすでに上述の初期値にあれば、電力増幅器の
電力増幅投入時の時間的遅延が最小化される。
を有しており、これは電力増幅器の入力側に加わる信号
を増幅するために、少なくとも制御入力側に印加されな
ければならない。制御電圧が１つのタイムスロットの始
めにおいてすでに上述の初期値にあれば、電力増幅器の
電力増幅投入時の時間的遅延が最小化される。
【００１５】さらに有利には、制御電圧の上昇の第１時
相において目標値電圧はバイアス電圧と等しい。
相において目標値電圧はバイアス電圧と等しい。
【００１６】このバイアス電圧により上述の制御回路の
立上がり過渡振動（定常化）が可能になり、その後、電
力増幅器の出力信号の電力ないしは送信機の送信電力の
急峻な上昇が行われる。バイアス電圧により、制御回路
のフィードバックループ中に配置されたコントローラの
オフセット電圧によってもコントローラが負の電圧範囲
に調整される可能性がなくなる。このように調整される
ならば、制御回路の機能が妨げられてしまうことにな
る。
立上がり過渡振動（定常化）が可能になり、その後、電
力増幅器の出力信号の電力ないしは送信機の送信電力の
急峻な上昇が行われる。バイアス電圧により、制御回路
のフィードバックループ中に配置されたコントローラの
オフセット電圧によってもコントローラが負の電圧範囲
に調整される可能性がなくなる。このように調整される
ならば、制御回路の機能が妨げられてしまうことにな
る。
【００１７】有利には本発明は次のようにも構成され
る。すなわち、第１の演算増幅器は制御電圧上昇前、不
均衡な抵抗比を有する減算器として接続されており、こ
の減算器の両方の入力側には、検出器電圧と検出器無負
荷時電圧の重畳された目標値電圧とが供給される。
る。すなわち、第１の演算増幅器は制御電圧上昇前、不
均衡な抵抗比を有する減算器として接続されており、こ
の減算器の両方の入力側には、検出器電圧と検出器無負
荷時電圧の重畳された目標値電圧とが供給される。
【００１８】このようにして僅かな回路コストで、第１
の演算増幅器の出力側において制御電圧の初期値が設定
調整される。
の演算増幅器の出力側において制御電圧の初期値が設定
調整される。
【００１９】本発明のさらに別の実施形態の場合、制御
電圧の降下の最後の時相は負の目標値電圧により定めら
れる。
電圧の降下の最後の時相は負の目標値電圧により定めら
れる。
【００２０】１つのタイムスロットの終わりに送信電力
を低減する目的で目標値電圧を値ゼロまで低減すると、
実際値電圧つまりは送信機の送信電力は漸近曲線で値ゼ
ロに近づいていく。しかしこの時相中に負の目標値電圧
を印加すれば、実際値電圧つまりは送信機の送信電力は
著しく短期間で値ゼロまで低減する。
を低減する目的で目標値電圧を値ゼロまで低減すると、
実際値電圧つまりは送信機の送信電力は漸近曲線で値ゼ
ロに近づいていく。しかしこの時相中に負の目標値電圧
を印加すれば、実際値電圧つまりは送信機の送信電力は
著しく短期間で値ゼロまで低減する。
【００２１】さらに本発明は次のように構成される。す
なわち、電力増幅器は高周波入力信号と制御電圧を受信
するためにただ１つの入力側しか有していない。
なわち、電力増幅器は高周波入力信号と制御電圧を受信
するためにただ１つの入力側しか有していない。
【００２２】この実施形態の場合、高周波入力信号と制
御電圧との分離は電力増幅器内部で行われる。この目的
で、高周波入力信号を発生する送信機の領域はコンデン
サを用いることにより直流電圧に関して電力増幅器から
分離されており、これによって送信機のこの領域におけ
る制御電圧の入力結合が阻止される。
御電圧との分離は電力増幅器内部で行われる。この目的
で、高周波入力信号を発生する送信機の領域はコンデン
サを用いることにより直流電圧に関して電力増幅器から
分離されており、これによって送信機のこの領域におけ
る制御電圧の入力結合が阻止される。
【００２３】次に、図面を参照して本発明の実施例を詳
細に説明する。
細に説明する。
【００２４】
【実施例の説明】図１に示された本発明による装置はた
とえば、ＧＳＭ規格によるディジタル移動無線ネットワ
ークの移動ステーションまたはベースステーションの送
信機の一部分である。この場合、情報の伝送はＴＤＭＡ
モードで行われる。このために、個々のタイムスロット
の送信電力の立ち上がりおよび立ち下がりを制御する必
要がある。制御可能な電力増幅器１により、高周波入力
信号ＲＦinが高周波出力信号ＲＦout へ増幅される。検
出器２により、出力信号ＲＦout の電力つまり送信機の
送信電力が検出器電圧に変換され、これは検出器の無負
荷時電圧Ｕ0 と実際値電圧Ｕist の和から得られる。検
出器２には回路ブロック３が結合されており、これはそ
の出力側に生じる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を設定調整す
るために用いられる。回路ブロック３は、たとえば温度
変動に起因する検出器２の変化を検出して、回路ブロッ
ク３の出力側における電圧が実際の検出器無負荷時電圧
Ｕ0 と一致するように処理することができる。回路ブロ
ック３から生じた電圧Ｕ0 は、目標値発生器４から供給
される目標値電圧Ｕsollに重畳される。検出器無負荷時
電圧Ｕ0 の重畳された目標値電圧Ｕsollは、制御電圧発
生器５の第１の入力側へ供給される。制御電圧発生器５
の第２の入力側には、検出器電圧Ｕ0 ＋Ｕist が導かれ
る。制御電圧Ｕc の生じる制御電圧発生器５の出力側
は、電力増幅器１の制御入力側と接続されている。
とえば、ＧＳＭ規格によるディジタル移動無線ネットワ
ークの移動ステーションまたはベースステーションの送
信機の一部分である。この場合、情報の伝送はＴＤＭＡ
モードで行われる。このために、個々のタイムスロット
の送信電力の立ち上がりおよび立ち下がりを制御する必
要がある。制御可能な電力増幅器１により、高周波入力
信号ＲＦinが高周波出力信号ＲＦout へ増幅される。検
出器２により、出力信号ＲＦout の電力つまり送信機の
送信電力が検出器電圧に変換され、これは検出器の無負
荷時電圧Ｕ0 と実際値電圧Ｕist の和から得られる。検
出器２には回路ブロック３が結合されており、これはそ
の出力側に生じる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を設定調整す
るために用いられる。回路ブロック３は、たとえば温度
変動に起因する検出器２の変化を検出して、回路ブロッ
ク３の出力側における電圧が実際の検出器無負荷時電圧
Ｕ0 と一致するように処理することができる。回路ブロ
ック３から生じた電圧Ｕ0 は、目標値発生器４から供給
される目標値電圧Ｕsollに重畳される。検出器無負荷時
電圧Ｕ0 の重畳された目標値電圧Ｕsollは、制御電圧発
生器５の第１の入力側へ供給される。制御電圧発生器５
の第２の入力側には、検出器電圧Ｕ0 ＋Ｕist が導かれ
る。制御電圧Ｕc の生じる制御電圧発生器５の出力側
は、電力増幅器１の制御入力側と接続されている。
【００２５】検出器２により高周波出力信号ＲＦout の
電力が検出され、実際値電圧Ｕistへ変換される。この
実際値電圧Ｕist はこの制御回路の制御量として用いら
れる。目標値電圧Ｕsollは基準量に相応する。これらか
ら得られた制御偏差Ｕsoll−Ｕist により、設定量とし
て用いられる制御電圧Ｕc が決定される。したがって目
標値電圧Ｕsollの時間経過特性ならびに大きさによっ
て、制御可能な電力増幅器１の出力信号ＲＦout の時間
経過特性および電力レベルが決定される。
電力が検出され、実際値電圧Ｕistへ変換される。この
実際値電圧Ｕist はこの制御回路の制御量として用いら
れる。目標値電圧Ｕsollは基準量に相応する。これらか
ら得られた制御偏差Ｕsoll−Ｕist により、設定量とし
て用いられる制御電圧Ｕc が決定される。したがって目
標値電圧Ｕsollの時間経過特性ならびに大きさによっ
て、制御可能な電力増幅器１の出力信号ＲＦout の時間
経過特性および電力レベルが決定される。
【００２６】適切な動作点における検出器２の動作は、
実際値電圧Ｕist に検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳され
ていることを前提としている。検出器無負荷時電圧Ｕ0
は、検出器２の構造ならびに回路ブロック３の制御の結
果として生じる。回路ブロック３により、目標値電圧Ｕ
sollに検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳される。したがっ
て、制御電圧発生器５の両方の入力側に加わる両方の電
圧の差は（Ｕsoll−Ｕist ）に等しい。これは制御回路
の制御偏差であって、これに対し検出器無負荷時電圧Ｕ
0 は作用を及ぼしていない。たとえば温度または給電電
圧への検出器無負荷時電圧Ｕ0 の依存性が補償される。
しかも、回路ブロック３により検出器無負荷時電圧Ｕ0
の大きさを制御できるので、制御電圧発生器５の両方の
入力側に適切な同相電圧が加わることになる。
実際値電圧Ｕist に検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳され
ていることを前提としている。検出器無負荷時電圧Ｕ0
は、検出器２の構造ならびに回路ブロック３の制御の結
果として生じる。回路ブロック３により、目標値電圧Ｕ
sollに検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳される。したがっ
て、制御電圧発生器５の両方の入力側に加わる両方の電
圧の差は（Ｕsoll−Ｕist ）に等しい。これは制御回路
の制御偏差であって、これに対し検出器無負荷時電圧Ｕ
0 は作用を及ぼしていない。たとえば温度または給電電
圧への検出器無負荷時電圧Ｕ0 の依存性が補償される。
しかも、回路ブロック３により検出器無負荷時電圧Ｕ0
の大きさを制御できるので、制御電圧発生器５の両方の
入力側に適切な同相電圧が加わることになる。
【００２７】図２には、図１に示された制御回路の回路
図が示されている。検出器２は減衰素子６、コンデンサ
Ｃ１およびダイオードＤ１により構成されている。減衰
素子６たとえばストリップラインは高周波出力信号ＲＦ
out の電力に相応する減衰された高周波電圧を発生し、
これはコンデンサＣ１を介してダイオードＤ１へ供給さ
れ、このダイオードにより整流される。ダイオードＤ１
のカソードはコンデンサＣ１と接続されている。ダイオ
ードＤ１のアノードは、高周波に関してコンデンサＣ２
を介してアース電位と短絡されている。ダイオードＤ１
に順方向に加わる電圧は、実際値電圧Ｕist を差し引い
た順方向電圧ＵD に等しい。さらに、ダイオードＤ１の
アノードはダイオードＤ２のカソードと接続されてお
り、このダイオードのアノードには電圧ＵR が印加され
る。
図が示されている。検出器２は減衰素子６、コンデンサ
Ｃ１およびダイオードＤ１により構成されている。減衰
素子６たとえばストリップラインは高周波出力信号ＲＦ
out の電力に相応する減衰された高周波電圧を発生し、
これはコンデンサＣ１を介してダイオードＤ１へ供給さ
れ、このダイオードにより整流される。ダイオードＤ１
のカソードはコンデンサＣ１と接続されている。ダイオ
ードＤ１のアノードは、高周波に関してコンデンサＣ２
を介してアース電位と短絡されている。ダイオードＤ１
に順方向に加わる電圧は、実際値電圧Ｕist を差し引い
た順方向電圧ＵD に等しい。さらに、ダイオードＤ１の
アノードはダイオードＤ２のカソードと接続されてお
り、このダイオードのアノードには電圧ＵR が印加され
る。
【００２８】ダイオードＤ２はダイオードＤ１と同じ構
造のものである。ダイオードＤ２のアノードと演算増幅
器ＯＰ２の出力側との間に、２つの抵抗Ｒ１およびＲ２
から成る直列接続回路が設けられている。これらの抵抗
はほぼ等しい抵抗値を有する。演算増幅器ＯＰ２の反転
入力側はＲ１とＲ２の間の点と接続されており、この演
算増幅器ＯＰ２の非反転入力側はダイオードＤ１のアノ
ードと結合されている。さらに演算増幅器ＯＰ２の反転
入力側は、抵抗Ｒ３を介して送信機のディジタル部分の
出力側Ｑと結合されている。
造のものである。ダイオードＤ２のアノードと演算増幅
器ＯＰ２の出力側との間に、２つの抵抗Ｒ１およびＲ２
から成る直列接続回路が設けられている。これらの抵抗
はほぼ等しい抵抗値を有する。演算増幅器ＯＰ２の反転
入力側はＲ１とＲ２の間の点と接続されており、この演
算増幅器ＯＰ２の非反転入力側はダイオードＤ１のアノ
ードと結合されている。さらに演算増幅器ＯＰ２の反転
入力側は、抵抗Ｒ３を介して送信機のディジタル部分の
出力側Ｑと結合されている。
【００２９】ダイオードＤ１のカソードとアース電位と
の間に定電流源が設けられており、これは電流ＩD を供
給する。このようにして、ダイオードＤ１の動作点が決
定される。電流ＩD は、送信機動作時にはダイオードＤ
１が常に導通しているように選定されている。この実施
例では、ＩD は６０μＡに選定されている。ダイオード
Ｄ１のカソードに生じる電圧は、電圧フォロアとして接
続された演算増幅器ＯＰ３の反転入力側へ供給される。
の間に定電流源が設けられており、これは電流ＩD を供
給する。このようにして、ダイオードＤ１の動作点が決
定される。電流ＩD は、送信機動作時にはダイオードＤ
１が常に導通しているように選定されている。この実施
例では、ＩD は６０μＡに選定されている。ダイオード
Ｄ１のカソードに生じる電圧は、電圧フォロアとして接
続された演算増幅器ＯＰ３の反転入力側へ供給される。
【００３０】演算増幅器ＯＰ２の出力側は、抵抗Ｒ４を
介して４次の低域通過フィルタ７の入力側と結合されて
いる。抵抗Ｒ４と並列にスイッチ３が設けられており、
このスイッチの左側の位置では、電流Ｉが抵抗Ｒ４を介
して演算増幅器ＯＰ２の出力側へ流れる。右側のスイッ
チ位置の場合、電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２の出力
側へ流れる。電流Ｉが抵抗Ｒ４を介して導かれる場合、
抵抗Ｒ４において基準電圧Ｕref が降下する。電流Ｉは
次のようにして形成される。すなわち、ディジタル回路
８から制御電圧Ｕが供給され、この制御電圧がディジタ
ル／アナログ変換器ならびに電圧／電流変換器によって
電流Ｉへ変換される。
介して４次の低域通過フィルタ７の入力側と結合されて
いる。抵抗Ｒ４と並列にスイッチ３が設けられており、
このスイッチの左側の位置では、電流Ｉが抵抗Ｒ４を介
して演算増幅器ＯＰ２の出力側へ流れる。右側のスイッ
チ位置の場合、電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２の出力
側へ流れる。電流Ｉが抵抗Ｒ４を介して導かれる場合、
抵抗Ｒ４において基準電圧Ｕref が降下する。電流Ｉは
次のようにして形成される。すなわち、ディジタル回路
８から制御電圧Ｕが供給され、この制御電圧がディジタ
ル／アナログ変換器ならびに電圧／電流変換器によって
電流Ｉへ変換される。
【００３１】演算増幅器ＯＰ３の出力側は、抵抗Ｒ５を
介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力側と接続されてい
る。ＯＰ１の非反転入力側は抵抗Ｒ６の一方の端子と接
続されており、この抵抗の他方の端子は低域通過フィル
タ７の出力側と接続されている。演算増幅器ＯＰ１の反
転入力側からこの演算増幅器の出力側へ至る区間に並列
に、一方ではコンデンサＣ３が、他方では抵抗Ｒ７とス
イッチＳ１から成る直列接続回路が設けられている。Ｏ
Ｐ１の出力側はツェナダイオードＤ３のカソードと接続
されており、このダイオードのアノードはアース電位に
おかれている。このツェナダイオードは制御電圧ＵC の
ための電圧制限器として用いられ、容易に実現可能な保
護回路の成す。ツェナダイオードＤ３のアノードとＯＰ
１の非反転入力側との間に、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ
８およびスイッチＳ２から成る直列接続回路とによって
構成された並列接続回路が配置されている。抵抗Ｒ５，
Ｒ６およびＲ７は等しい抵抗値を有する。抵抗Ｒ８はそ
れらとは異なる抵抗値を有しており、この場合、５０％
だけ大きい抵抗値を有している。Ｃ３およびＣ４の容量
値は等しい。制御電圧ＵC の生じる演算増幅器ＯＰ１の
出力側は、電力増幅器１の制御入力側と接続されてい
る。
介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力側と接続されてい
る。ＯＰ１の非反転入力側は抵抗Ｒ６の一方の端子と接
続されており、この抵抗の他方の端子は低域通過フィル
タ７の出力側と接続されている。演算増幅器ＯＰ１の反
転入力側からこの演算増幅器の出力側へ至る区間に並列
に、一方ではコンデンサＣ３が、他方では抵抗Ｒ７とス
イッチＳ１から成る直列接続回路が設けられている。Ｏ
Ｐ１の出力側はツェナダイオードＤ３のカソードと接続
されており、このダイオードのアノードはアース電位に
おかれている。このツェナダイオードは制御電圧ＵC の
ための電圧制限器として用いられ、容易に実現可能な保
護回路の成す。ツェナダイオードＤ３のアノードとＯＰ
１の非反転入力側との間に、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ
８およびスイッチＳ２から成る直列接続回路とによって
構成された並列接続回路が配置されている。抵抗Ｒ５，
Ｒ６およびＲ７は等しい抵抗値を有する。抵抗Ｒ８はそ
れらとは異なる抵抗値を有しており、この場合、５０％
だけ大きい抵抗値を有している。Ｃ３およびＣ４の容量
値は等しい。制御電圧ＵC の生じる演算増幅器ＯＰ１の
出力側は、電力増幅器１の制御入力側と接続されてい
る。
【００３２】両方のダイオードＤ１とＤ２に流れる定電
流ＩD により、これら両ダイオードは常に導通状態おか
れている。ＩD により、Ｄ１とＤ２の適切な動作点を設
定できる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロと等しけれ
ば、ダイオードＤ１では順方向電圧ＵD しか降下しな
い。ＵD はダイオードＤ２にも加わる。この場合、検出
器２は、 Ｕ0 ＝ ＵR − ２ＵD で算出できる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を送出する。検出
器無負荷時電圧はＵR によって容易に設定調整可能であ
る。さらに検出器無負荷時電圧は、演算増幅器ＯＰ２の
出力側にも生じる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロに等
しいような送信休止中、Ｓ３は右側のスイッチ位置にお
かれている。このため電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２
の出力側へ流れ、抵抗Ｒ４において電圧降下を生じさせ
ない。その結果、低域通過フィルタ７の出力側に検出器
無負荷時電圧Ｕ0 が生じる。Ｕ0 は既述のように検出器
出力側にも生じ、つまりは電圧フォロアとして接続され
た演算増幅器ＯＰ３の出力側にも加わる。送信休止中、
スイッチＳ２とＳ３は閉じられている。この状態では、
コンデンサＣ３およびＣ４は回路技術的に重要ではな
い。
流ＩD により、これら両ダイオードは常に導通状態おか
れている。ＩD により、Ｄ１とＤ２の適切な動作点を設
定できる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロと等しけれ
ば、ダイオードＤ１では順方向電圧ＵD しか降下しな
い。ＵD はダイオードＤ２にも加わる。この場合、検出
器２は、 Ｕ0 ＝ ＵR − ２ＵD で算出できる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を送出する。検出
器無負荷時電圧はＵR によって容易に設定調整可能であ
る。さらに検出器無負荷時電圧は、演算増幅器ＯＰ２の
出力側にも生じる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロに等
しいような送信休止中、Ｓ３は右側のスイッチ位置にお
かれている。このため電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２
の出力側へ流れ、抵抗Ｒ４において電圧降下を生じさせ
ない。その結果、低域通過フィルタ７の出力側に検出器
無負荷時電圧Ｕ0 が生じる。Ｕ0 は既述のように検出器
出力側にも生じ、つまりは電圧フォロアとして接続され
た演算増幅器ＯＰ３の出力側にも加わる。送信休止中、
スイッチＳ２とＳ３は閉じられている。この状態では、
コンデンサＣ３およびＣ４は回路技術的に重要ではな
い。
【００３３】演算増幅器ＯＰ１および抵抗Ｒ５，Ｒ６，
Ｒ７，Ｒ８による回路部分は減算器として動作し、その
２つの入力側は演算増幅器ＯＰ３および低域通過フィル
タ７と接続されている。ＯＰ１の出力側はこの減算器の
出力側を成す。抵抗Ｒ８はＲ５，Ｒ６，Ｒ７とは異なる
抵抗値を有しているので、この非対称性に起因して、既
述の減算器の各入力側に両方の場合とも検出器無負荷時
電圧Ｕ0 が加わるにもかかわらず、ＯＰ１の出力側には
ゼロとは異なる電圧が発生する。ＯＰ１からのこの出力
電圧は、制御電圧ＵC の初期値Ｕhomeに等しい。図３に
示されているように、この初期値Ｕhomeは電力増幅器１
の閾値電圧ＵS を僅かに下回っている。制御電圧ＵC が
閾値電圧ＵS を上回ると、検出器２のダイオードＤ１に
おいて実際値電圧Ｕist を検出できるように、電力増幅
器１は増幅を開始する。
Ｒ７，Ｒ８による回路部分は減算器として動作し、その
２つの入力側は演算増幅器ＯＰ３および低域通過フィル
タ７と接続されている。ＯＰ１の出力側はこの減算器の
出力側を成す。抵抗Ｒ８はＲ５，Ｒ６，Ｒ７とは異なる
抵抗値を有しているので、この非対称性に起因して、既
述の減算器の各入力側に両方の場合とも検出器無負荷時
電圧Ｕ0 が加わるにもかかわらず、ＯＰ１の出力側には
ゼロとは異なる電圧が発生する。ＯＰ１からのこの出力
電圧は、制御電圧ＵC の初期値Ｕhomeに等しい。図３に
示されているように、この初期値Ｕhomeは電力増幅器１
の閾値電圧ＵS を僅かに下回っている。制御電圧ＵC が
閾値電圧ＵS を上回ると、検出器２のダイオードＤ１に
おいて実際値電圧Ｕist を検出できるように、電力増幅
器１は増幅を開始する。
【００３４】送信機内に配置されたディジタル回路９に
よりスイッチＳ１およびＳ２が開放され、スイッチＳ３
が左側の位置に切り換えられることによって、送信過程
が開始される。そして電流Ｉは抵抗Ｒ４を通って流れ、
この抵抗において電圧降下Ｕref を生じさせる。これに
より低域通過フィルタ７の入力側にＵ0 とＵref との和
が生じる。この場合、低域通過フィルタ７の出力側か
ら、検出器無負荷時電圧Ｕ0 と目標値電圧Ｕsollとの和
が送出される。Ｕsollは低域通過フィルタ７によりろ波
された電圧Ｕref に相応し、これは方形の経過特性を有
する。目標値電圧Ｕsollの時間経過特性は、低域通過フ
ィルタ７のフィルタ特性により決定される。Ｕsollの大
きさはＲ４の抵抗値ならびに電流Ｉから導出でき、つま
りはディジタル回路８から供給される電圧Ｕから導出で
きる。この場合、スイッチＳ１およびＳ２の開放によ
り、演算増幅器ＯＰ１は積分コントローラとして接続さ
れている。そしてその時間定数は、 Ｔ＝Ｒ５・Ｃ３ により得られる。コンデンサＣ４は、回路技術的な対称
性のために設けられている。演算増幅器ＯＰ１の出力側
における電圧は上昇する。その理由は、目標値電圧Ｕ
sollの上昇によりその入力側において、つまりは積分コ
ントローラの各入力側において電圧差が生じるからであ
る。この結果として生じる制御電圧ＵC の上昇により電
力増幅器１の増幅率が高まり、したがって出力信号ＲＦ
out の電力が増加する。検出器２のダイオードＤ１は高
周波出力信号ＲＦout の電力を検出し、これを実際値電
圧Ｕist に変換する。この場合、ダイオードＤ１には順
方向に、実際値電圧Ｕist の差し引かれた順方向電圧Ｕ
D が加わる。演算増幅器ＯＰ３の出力側における電圧
は、値Ｕ0 ＋Ｕist まで高まる。したがって積分コント
ローラの両方の入力側には、ＵsollとＵist の差が加わ
る。積分コントローラにより、実際値電圧Ｕist が目標
値電圧Ｕsollを追従するようになる。
よりスイッチＳ１およびＳ２が開放され、スイッチＳ３
が左側の位置に切り換えられることによって、送信過程
が開始される。そして電流Ｉは抵抗Ｒ４を通って流れ、
この抵抗において電圧降下Ｕref を生じさせる。これに
より低域通過フィルタ７の入力側にＵ0 とＵref との和
が生じる。この場合、低域通過フィルタ７の出力側か
ら、検出器無負荷時電圧Ｕ0 と目標値電圧Ｕsollとの和
が送出される。Ｕsollは低域通過フィルタ７によりろ波
された電圧Ｕref に相応し、これは方形の経過特性を有
する。目標値電圧Ｕsollの時間経過特性は、低域通過フ
ィルタ７のフィルタ特性により決定される。Ｕsollの大
きさはＲ４の抵抗値ならびに電流Ｉから導出でき、つま
りはディジタル回路８から供給される電圧Ｕから導出で
きる。この場合、スイッチＳ１およびＳ２の開放によ
り、演算増幅器ＯＰ１は積分コントローラとして接続さ
れている。そしてその時間定数は、 Ｔ＝Ｒ５・Ｃ３ により得られる。コンデンサＣ４は、回路技術的な対称
性のために設けられている。演算増幅器ＯＰ１の出力側
における電圧は上昇する。その理由は、目標値電圧Ｕ
sollの上昇によりその入力側において、つまりは積分コ
ントローラの各入力側において電圧差が生じるからであ
る。この結果として生じる制御電圧ＵC の上昇により電
力増幅器１の増幅率が高まり、したがって出力信号ＲＦ
out の電力が増加する。検出器２のダイオードＤ１は高
周波出力信号ＲＦout の電力を検出し、これを実際値電
圧Ｕist に変換する。この場合、ダイオードＤ１には順
方向に、実際値電圧Ｕist の差し引かれた順方向電圧Ｕ
D が加わる。演算増幅器ＯＰ３の出力側における電圧
は、値Ｕ0 ＋Ｕist まで高まる。したがって積分コント
ローラの両方の入力側には、ＵsollとＵist の差が加わ
る。積分コントローラにより、実際値電圧Ｕist が目標
値電圧Ｕsollを追従するようになる。
【００３５】１つのタイムスロットの伝送すべきデータ
を送信した後、電力増幅器１の出力信号ＲＦout の電力
つまり送信電力を低減するために、スイッチＳ３が右側
の位置へ切り換えられ、その結果、Ｕref はゼロにな
る。送信電力の低減を加速するために、送信機を移動ス
テーションにおいて使用する際、たとえば給電電圧のよ
うな正の電圧が端子Ｑに印加され、これによりＯＰ２の
出力側における電圧が検出器無負荷時電圧Ｕ0 を下回る
ようになる。これは回路内で負の目標値電圧Ｕso llのよ
うに作用し、したがって実際値電圧Ｕist つまり送信電
力は、著しく短期間で値ゼロまで降下する。その際、制
御電圧Ｕc が減少して初期値Ｕhomeを下回る。スイッチ
Ｓ１とＳ２が閉成されると、この初期値Ｕhomeが再び形
成される。この手法はたとえば、２つのタイムスロット
の間で初期値Ｕhomeを新たに形成するのに十分な期間を
利用可能な移動ステーションにおいて用いられる。
を送信した後、電力増幅器１の出力信号ＲＦout の電力
つまり送信電力を低減するために、スイッチＳ３が右側
の位置へ切り換えられ、その結果、Ｕref はゼロにな
る。送信電力の低減を加速するために、送信機を移動ス
テーションにおいて使用する際、たとえば給電電圧のよ
うな正の電圧が端子Ｑに印加され、これによりＯＰ２の
出力側における電圧が検出器無負荷時電圧Ｕ0 を下回る
ようになる。これは回路内で負の目標値電圧Ｕso llのよ
うに作用し、したがって実際値電圧Ｕist つまり送信電
力は、著しく短期間で値ゼロまで降下する。その際、制
御電圧Ｕc が減少して初期値Ｕhomeを下回る。スイッチ
Ｓ１とＳ２が閉成されると、この初期値Ｕhomeが再び形
成される。この手法はたとえば、２つのタイムスロット
の間で初期値Ｕhomeを新たに形成するのに十分な期間を
利用可能な移動ステーションにおいて用いられる。
【００３６】電力増幅器１の出力側から検出器２、電圧
フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ３、ならびに
積分コントローラを介し、この積分コントローラの出力
側が電力増幅器１の制御入力側と結合されているフィー
ドバック経路は、この回路では短く抑えられており、つ
まりできるかぎり僅かな個数の移相素子しか設けられて
いない。このようにして、制御回路における位相の余裕
が多くなり、したがって不安定性に対する危険が減少す
る。積分コントローラの入力側に加わる同相電圧は、電
圧ＵR により容易に設定調整可能である。このように最
も簡単な手段で、積分コントローラの演算増幅器ＯＰ１
の許容同相電圧範囲が守られる。積分コントローラの入
力側の電圧差に対し検出器無負荷時電圧Ｕ0 はいかなる
作用も及ぼさないので、検出器２のダイオードＤ１への
温度の影響は作用を及ぼさない。
フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ３、ならびに
積分コントローラを介し、この積分コントローラの出力
側が電力増幅器１の制御入力側と結合されているフィー
ドバック経路は、この回路では短く抑えられており、つ
まりできるかぎり僅かな個数の移相素子しか設けられて
いない。このようにして、制御回路における位相の余裕
が多くなり、したがって不安定性に対する危険が減少す
る。積分コントローラの入力側に加わる同相電圧は、電
圧ＵR により容易に設定調整可能である。このように最
も簡単な手段で、積分コントローラの演算増幅器ＯＰ１
の許容同相電圧範囲が守られる。積分コントローラの入
力側の電圧差に対し検出器無負荷時電圧Ｕ0 はいかなる
作用も及ぼさないので、検出器２のダイオードＤ１への
温度の影響は作用を及ぼさない。
【００３７】図３に示された特性曲線により電力増幅器
１の非線形の特性が示されている。この図には、制御電
圧Ｕc に対する実際値電圧Ｕist が示されている。この
場合、制御電圧が閾値電圧Ｕs よりも大きくなってはじ
めて、実際値電圧Ｕist がゼロよりも大きい値をとるこ
とがわかる。この図には実例として制御電圧Ｕc の初期
値Ｕhomeが書き込まれており、これは図２で述べたよう
にして生成される。送信過程を開始する際、積分コント
ローラの出力側に生じる制御電圧Ｕc を、閾値電圧Ｕs
と初期値Ｕhomeの差の値だけ高める必要がある。このよ
うにして電力増幅器１を制御することにより、送信機投
入時の遅延が最小化される。
１の非線形の特性が示されている。この図には、制御電
圧Ｕc に対する実際値電圧Ｕist が示されている。この
場合、制御電圧が閾値電圧Ｕs よりも大きくなってはじ
めて、実際値電圧Ｕist がゼロよりも大きい値をとるこ
とがわかる。この図には実例として制御電圧Ｕc の初期
値Ｕhomeが書き込まれており、これは図２で述べたよう
にして生成される。送信過程を開始する際、積分コント
ローラの出力側に生じる制御電圧Ｕc を、閾値電圧Ｕs
と初期値Ｕhomeの差の値だけ高める必要がある。このよ
うにして電力増幅器１を制御することにより、送信機投
入時の遅延が最小化される。
【００３８】図４および図５には、時分割多重信号伝送
用の伝送システムが示されている。ここには移動無線シ
ステムが示されており、このシステムはベースステーシ
ョンＢＳと移動ステーションＭＳを有する。これらは図
１、図２または図６に示されているような制御回路１
０、１１により制御可能な電力増幅器を有している。図
４の場合には移動ステーションＭＳが、図５の場合には
ベースステーションＢＳが送信モードにおかれている。
用の伝送システムが示されている。ここには移動無線シ
ステムが示されており、このシステムはベースステーシ
ョンＢＳと移動ステーションＭＳを有する。これらは図
１、図２または図６に示されているような制御回路１
０、１１により制御可能な電力増幅器を有している。図
４の場合には移動ステーションＭＳが、図５の場合には
ベースステーションＢＳが送信モードにおかれている。
【００３９】図６には、制御構成の変形された制御可能
な電力増幅器１が示されている。図２に対して以下のよ
うな変更が行われている。すなわち、演算増幅器ＯＰ２
の出力側と低域通過フィルタ７の入力側との間に、電圧
Ｕref を供給する電圧源１０が配置されている。図７に
は、この電圧Ｕref の時間経過特性が示されている。さ
らにＯＰ２の出力側と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力側
との間に、電圧源１１、スイッチＳ７および抵抗Ｒ１２
から成る直列接続回路が設けられている。素子ＯＰ１，
Ｃ３，Ｃ４，Ｒ５，Ｒ６から成る積分コントローラは図
２と同じままである。そしてコンデンサＣ３に対し並列
に、スイッチＳ４と抵抗Ｒ９から成る直列接続回路が接
続されている。抵抗Ｒ５に対し並列に、抵抗Ｒ１０とス
イッチＳ５から成る直列接続回路が接続されている。さ
らにコンデンサＣ４に対し並列に、抵抗Ｒ１１およびス
イッチＳ６から成る直列接続回路が設けられている。Ｒ
５，Ｒ６，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２はすべて等し
い抵抗値を有する。スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７
は、送信機のディジタル部分に設けられた回路ブロック
１２により制御される。出力信号ＲＦout の電力がゼロ
と等しくつまりは実際値電圧Ｕist もゼロと等しい送信
休止期間中、電圧源１０はバイアス電圧Ｕvorと等しい
電圧Ｕref を供給する。したがってスイッチＳ４〜Ｓ７
が閉じられているときに減算器として接続される演算増
幅器ＯＰ１は送信休止期間中、初期値Ｕhomeを送出す
る。回路ブロック１２によりスイッチＳ４〜Ｓ７が開放
されることにより、送信過程が開始される。この場合、
抵抗Ｒ９〜Ｒ１２および電圧源１１は、もはやいかなる
作用も有していない。既に図２で述べたように、ＯＰ１
はＣ３，Ｒ５，Ｃ４，Ｒ６とともに積分コントローラと
して動作する。
な電力増幅器１が示されている。図２に対して以下のよ
うな変更が行われている。すなわち、演算増幅器ＯＰ２
の出力側と低域通過フィルタ７の入力側との間に、電圧
Ｕref を供給する電圧源１０が配置されている。図７に
は、この電圧Ｕref の時間経過特性が示されている。さ
らにＯＰ２の出力側と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力側
との間に、電圧源１１、スイッチＳ７および抵抗Ｒ１２
から成る直列接続回路が設けられている。素子ＯＰ１，
Ｃ３，Ｃ４，Ｒ５，Ｒ６から成る積分コントローラは図
２と同じままである。そしてコンデンサＣ３に対し並列
に、スイッチＳ４と抵抗Ｒ９から成る直列接続回路が接
続されている。抵抗Ｒ５に対し並列に、抵抗Ｒ１０とス
イッチＳ５から成る直列接続回路が接続されている。さ
らにコンデンサＣ４に対し並列に、抵抗Ｒ１１およびス
イッチＳ６から成る直列接続回路が設けられている。Ｒ
５，Ｒ６，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２はすべて等し
い抵抗値を有する。スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７
は、送信機のディジタル部分に設けられた回路ブロック
１２により制御される。出力信号ＲＦout の電力がゼロ
と等しくつまりは実際値電圧Ｕist もゼロと等しい送信
休止期間中、電圧源１０はバイアス電圧Ｕvorと等しい
電圧Ｕref を供給する。したがってスイッチＳ４〜Ｓ７
が閉じられているときに減算器として接続される演算増
幅器ＯＰ１は送信休止期間中、初期値Ｕhomeを送出す
る。回路ブロック１２によりスイッチＳ４〜Ｓ７が開放
されることにより、送信過程が開始される。この場合、
抵抗Ｒ９〜Ｒ１２および電圧源１１は、もはやいかなる
作用も有していない。既に図２で述べたように、ＯＰ１
はＣ３，Ｒ５，Ｃ４，Ｒ６とともに積分コントローラと
して動作する。
【００４０】図７のａおよびｂには、図６による電圧Ｕ
ref 、制御電圧Ｕc 、目標値電圧Ｕsollおよび実際値電
圧Ｕist が示されている。送信休止期間中である時点ｔ
＜０の間、電圧Ｕref はバイアス電圧Ｕvor と等しい。
この時点では、制御電圧Ｕcは初期値Ｕhomeと等しい。
Ｕref は時点ｔ１までバイアス電圧Ｕvor の値にとどま
る。時点ｔ＝０において積分コントローラの定常化時相
が始まる。このことは時点ｔ０まで制御電圧Ｕc が上昇
することにより示されている。時点ｔ0 において実際値
電圧Ｕist は、この電圧が目標値電圧Ｕsollないしはバ
イアス電圧Ｕvo r に達するまで上昇し始める。この時点
から時点ｔ１まで、制御電圧Ｕc は一定に保たれる。積
分コントローラの定常化が完了する。時点ｔ１において
出力信号ＲＦout の電力が、伝送すべきディジタルデー
タを送信する値になるまで実際に上昇し始める。このた
め、電圧Ｕref は値Ｕref,max まで高められる。低域通
過フィルタ７によるろ波によって、Ｕref の急峻な側縁
が緩慢に上昇する目標値電圧Ｕsollの曲線的な側縁に置
き換えられる。実際値電圧Ｕist は目標値電圧Ｕso llを
追従する。両方の電圧がそれらの最大値に達したとき
に、データの伝送を行うことができる。ここで時間軸が
途切れている。その理由は、データ伝送に利用できる送
信期間は、その長さゆえにスケールどおりに図面に描く
ことはできないからである。時点ｔ２においてデータの
伝送が終了する。そしてＵref が負の電圧Ｕneg まで減
少する。このことにより目標値電圧Ｕsollの降下、実際
値電圧Ｕist の降下、ひいては制御電圧Ｕc の降下が生
じる。時点ｔ３において、実際値電圧Ｕist は値ゼロに
達する。このことにより制御電圧Ｕc の降下が強められ
る。目下の送信休止期間内のさらに後の時点で図４によ
るスイッチＳ４〜Ｓ７が再び閉じられるまで、制御電圧
Ｕc の値はその初期値Ｕhomeに向かって再び上昇する。
ref 、制御電圧Ｕc 、目標値電圧Ｕsollおよび実際値電
圧Ｕist が示されている。送信休止期間中である時点ｔ
＜０の間、電圧Ｕref はバイアス電圧Ｕvor と等しい。
この時点では、制御電圧Ｕcは初期値Ｕhomeと等しい。
Ｕref は時点ｔ１までバイアス電圧Ｕvor の値にとどま
る。時点ｔ＝０において積分コントローラの定常化時相
が始まる。このことは時点ｔ０まで制御電圧Ｕc が上昇
することにより示されている。時点ｔ0 において実際値
電圧Ｕist は、この電圧が目標値電圧Ｕsollないしはバ
イアス電圧Ｕvo r に達するまで上昇し始める。この時点
から時点ｔ１まで、制御電圧Ｕc は一定に保たれる。積
分コントローラの定常化が完了する。時点ｔ１において
出力信号ＲＦout の電力が、伝送すべきディジタルデー
タを送信する値になるまで実際に上昇し始める。このた
め、電圧Ｕref は値Ｕref,max まで高められる。低域通
過フィルタ７によるろ波によって、Ｕref の急峻な側縁
が緩慢に上昇する目標値電圧Ｕsollの曲線的な側縁に置
き換えられる。実際値電圧Ｕist は目標値電圧Ｕso llを
追従する。両方の電圧がそれらの最大値に達したとき
に、データの伝送を行うことができる。ここで時間軸が
途切れている。その理由は、データ伝送に利用できる送
信期間は、その長さゆえにスケールどおりに図面に描く
ことはできないからである。時点ｔ２においてデータの
伝送が終了する。そしてＵref が負の電圧Ｕneg まで減
少する。このことにより目標値電圧Ｕsollの降下、実際
値電圧Ｕist の降下、ひいては制御電圧Ｕc の降下が生
じる。時点ｔ３において、実際値電圧Ｕist は値ゼロに
達する。このことにより制御電圧Ｕc の降下が強められ
る。目下の送信休止期間内のさらに後の時点で図４によ
るスイッチＳ４〜Ｓ７が再び閉じられるまで、制御電圧
Ｕc の値はその初期値Ｕhomeに向かって再び上昇する。
【００４１】既述の回路を用いることにより、ＧＳＭ規
格によるディジタル移動電話およびそれに所属のベース
ステーションに対してあらかじめ定められている時間マ
スククおよび周波数スペクトルが守られるように、送信
電力の時間経過特性を調整することができる。
格によるディジタル移動電話およびそれに所属のベース
ステーションに対してあらかじめ定められている時間マ
スククおよび周波数スペクトルが守られるように、送信
電力の時間経過特性を調整することができる。
【００４２】
【発明の効果】本発明によれば、容易に安定化可能であ
り検出器の温度依存性によっても動作機能の損なわれな
い時分割多重伝送システムが実現される。
り検出器の温度依存性によっても動作機能の損なわれな
い時分割多重伝送システムが実現される。
【図１】所属の制御構成を備えた電力増幅器のブロック
回路図である。
回路図である。
【図２】所属の制御構成を備えた電力増幅器の第１の回
路装置を示す図である。
路装置を示す図である。
【図３】電力増幅器の制御特性曲線図である。
【図４】時分割多重信号伝送用の伝送システムを示す図
である。
である。
【図５】時分割多重信号伝送用の伝送システムを示す図
である。
である。
【図６】所属の制御構成を備えた電力増幅器の第２の回
路装置を示す図である。
路装置を示す図である。
【図７】基準電圧、目標値電圧、実際値電圧および制御
電圧の時間経過特性図である。
電圧の時間経過特性図である。
１ 電力増幅器 ２ 検出器 ４ 目標値発生器 ５ 制御電圧発生器 ７ 低域通過フィルタ
Claims (11)
- 【請求項１】 制御電圧（Ｕc ）の供給される制御入力
側を備えており高周波入力信号（ＲＦin）を高周波出力
信号（ＲＦout ）へ増幅する電力増幅器（１）と、 前記出力信号（ＲＦout ）の電力を検出し検出器電圧
（Ｕ0 ＋Ｕist ）を供給する検出器（２）が設けられて
おり、前記検出器電圧は検出器無負荷時電圧（Ｕ0 ）と
実際値電圧（Ｕist ）の和である、 少なくとも１つの送信機を有する時分割多重信号伝送用
伝送システムにおいて、 前記出力信号（ＲＦout ）の電力の時間経過特性を定め
る目標値電圧（Ｕsoll）を生成する手段（４）と、 前記検出器電圧（Ｕ0 ＋Ｕist ）と、前記検出器無負荷
時電圧（Ｕ0 ）の重畳された目標値電圧（Ｕsoll）との
差から、制御電圧（Ｕc ）を生成する手段（５）が設け
られていることを特徴とする、 時分割多重信号伝送用伝送システム。 - 【請求項２】 前記制御電圧（Ｕc ）を生成するため
に、積分コントローラとして接続された第１の演算増幅
器（ＯＰ１）が用いられる、請求項１記載の伝送システ
ム。 - 【請求項３】 検出器ダイオードとして用いられる第１
のダイオード（Ｄ１）に直列に、同じ特性値を有する第
２のダイオード（Ｄ２）が接続されている、請求項２記
載の伝送システム。 - 【請求項４】 第１のダイオード（Ｄ１）と第２のダイ
オード（Ｄ２）の間の接続線路が第２の演算増幅器（Ｏ
Ｐ２）の非反転入力側と接続されており、第２のダイオ
ード（Ｄ２）の別の接続線路はアース電位（ＵR ）にお
かれており、第２の演算増幅器（ＯＰ２）の出力側は、
第１および第２の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）を介して前記のア
ース電位（ＵR ）におかれており、前記の両方の抵抗の
間の接続線路は第２の演算増幅器（ＯＰ２）の反転入力
側と接続されている、請求項１〜３のいずれか１項記載
の伝送システム。 - 【請求項５】 制御電圧（Ｕc ）の上昇開始時には該制
御電圧は閾値電圧（Ｕs ）を僅かに下回っている初期値
（Ｕhome）と等しい、請求項１〜４のいずれか１項記載
の伝送システム。 - 【請求項６】 制御電圧（Ｕc ）の上昇の第１時相中、
目標値電圧（Ｕsoll）はバイアス電圧（Ｕvor ）と等し
い、請求項１〜５のいずれか１項記載の伝送システム。 - 【請求項７】 第１の演算増幅器（ＯＰ１）は制御電圧
（Ｕc ）の上昇前、不均衡な抵抗比を有する減算器とし
て接続されており、該減算器の両方の入力側へ検出器電
圧（Ｕ0 ＋Ｕist ）と検出器無負荷時電圧（Ｕ0 ）の重
畳された目標値電圧（Ｕsoll）とが供給される、請求項
２〜６のいずれか１項記載の伝送システム。 - 【請求項８】 制御電圧（Ｕc ）の減少の最後の時相は
負の目標値電圧（Ｕneg ）により定められる、請求項１
〜７のいずれか１項記載の伝送システム。 - 【請求項９】 前記電力増幅器（１）は、高周波入力信
号（ＲＦin）と制御電圧（Ｕc ）を受信するためにただ
１つの入力側を有する、請求項１〜８のいずれか１項記
載の伝送システム。 - 【請求項１０】 制御電圧（Ｕc ）の供給される制御入
力側を備えており高周波入力信号（ＲＦin）を高周波出
力信号（ＲＦout ）へ増幅する電力増幅器（１）と、 送信信号（ＲＦout ）の電力を検出し検出器電圧（Ｕ0
＋Ｕist ）を供給する検出器（２）が設けられている、 時分割多重信号伝送用送信機において、 前記送信信号（ＲＦout ）の電力の時間経過特性を定め
る目標値電圧（Ｕsoll）を生成する手段（４）と、 検出器電圧（Ｕ0 ＋Ｕist ）と、検出器無負荷時電圧
（Ｕ0 ）の重畳された目標値電圧（Ｕsoll）との差か
ら、制御電圧（Ｕc ）を生成する手段（５）が設けられ
ていることを特徴とする、 時分割多重信号伝送用送信機。 - 【請求項１１】 制御電圧（Ｕc ）の供給される制御入
力側を備えており高周波入力信号（ＲＦin）を高周波出
力信号（ＲＦout ）へ増幅する電力増幅器（１）と、 送信信号（ＲＦout ）の電力を検出し検出器電圧（Ｕ0
＋Ｕist ）を供給する検出器（２）が設けられている、 時分割多重信号伝送による送信機のための制御ループに
おいて、 前記送信信号（ＲＦout ）の電力の時間経過特性を定め
る目標値電圧（Ｕsoll）を生成する手段（４）と、 検出器電圧（Ｕ0 ＋Ｕist ）と、検出器無負荷時電圧
（Ｕ0 ）の重畳された目標値電圧（Ｕsoll）との差か
ら、制御電圧（Ｕc ）を生成する手段（５）が設けられ
ていることを特徴とする、 時分割多重信号伝送による送信機のための制御ループ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4324895A DE4324895A1 (de) | 1993-07-24 | 1993-07-24 | Übertragungssystem für Zeitmultiplex-Signalübertragung |
| DE4324895.0 | 1993-07-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0774562A true JPH0774562A (ja) | 1995-03-17 |
| JP3648269B2 JP3648269B2 (ja) | 2005-05-18 |
Family
ID=6493628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17261094A Expired - Lifetime JP3648269B2 (ja) | 1993-07-24 | 1994-07-25 | 時分割多重信号伝送用の伝送システムおよび送信機ならびに制御ループ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5509011A (ja) |
| EP (1) | EP0635936B1 (ja) |
| JP (1) | JP3648269B2 (ja) |
| DE (2) | DE4324895A1 (ja) |
| HK (1) | HK1013178A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09205333A (ja) * | 1996-01-24 | 1997-08-05 | Sony Corp | 電力増幅回路 |
| GB2318004A (en) * | 1996-10-01 | 1998-04-08 | Nokia Mobile Phones Ltd | A diode detector |
| GB2330960A (en) * | 1997-10-29 | 1999-05-05 | Nokia Telecommunications Oy | Feedback rf power control with offset stored during off period removed during on period |
| KR20000033412A (ko) * | 1998-11-23 | 2000-06-15 | 서평원 | 시디엠에이용 송신장치 및 그 방법 |
| TW502521B (en) * | 1999-04-07 | 2002-09-11 | Koninkl Philips Electronics Nv | Arrangement comprising electronic devices exchanging information |
| JP2001016116A (ja) * | 1999-07-02 | 2001-01-19 | Nec Corp | 携帯無線機 |
| EP1120907A1 (en) * | 2000-01-29 | 2001-08-01 | Siemens Aktiengesellschaft | Apparatus for amplifying signals |
| JP2002280842A (ja) * | 2001-03-21 | 2002-09-27 | Hitachi Ltd | 電力増幅器モジュール |
| US7031677B2 (en) * | 2001-06-29 | 2006-04-18 | Infineon Technologies Ag | Optimization of the operating point of power amplifiers in mobile stations |
| CN101523225B (zh) * | 2006-10-17 | 2013-06-05 | 艾利森电话股份有限公司 | 射频处理装置 |
| DE102013018639A1 (de) | 2013-11-06 | 2014-07-24 | Fresenius Medical Care Deutschland Gmbh | Konnektor |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2044672C (en) * | 1990-06-16 | 1994-10-04 | Hidehiko Norimatsu | Burst control circuit for use in tdma communications system |
| US5132634A (en) * | 1991-03-25 | 1992-07-21 | Motorola, Inc. | Amplifier circuit with envelope smoothing |
| US5278994A (en) * | 1991-06-03 | 1994-01-11 | Motorola, Inc. | Power amplifier saturation detection and correction method and apparatus |
| JP2776071B2 (ja) * | 1991-07-19 | 1998-07-16 | 松下電器産業株式会社 | 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 |
| US5426641A (en) * | 1994-01-28 | 1995-06-20 | Bell Communications Research, Inc. | Adaptive class AB amplifier for TDMA wireless communications systems |
-
1993
- 1993-07-24 DE DE4324895A patent/DE4324895A1/de not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-07-19 DE DE59409988T patent/DE59409988D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-19 EP EP94202110A patent/EP0635936B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-20 US US08/278,475 patent/US5509011A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-25 JP JP17261094A patent/JP3648269B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-12-21 HK HK98114119A patent/HK1013178A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0635936A3 (de) | 1995-08-23 |
| DE4324895A1 (de) | 1995-01-26 |
| JP3648269B2 (ja) | 2005-05-18 |
| US5509011A (en) | 1996-04-16 |
| DE59409988D1 (de) | 2002-01-17 |
| EP0635936B1 (de) | 2001-12-05 |
| HK1013178A1 (en) | 1999-08-13 |
| EP0635936A2 (de) | 1995-01-25 |
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