JPH11266283A - デジタル通信方法 - Google Patents
デジタル通信方法Info
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- JPH11266283A JPH11266283A JP10312347A JP31234798A JPH11266283A JP H11266283 A JPH11266283 A JP H11266283A JP 10312347 A JP10312347 A JP 10312347A JP 31234798 A JP31234798 A JP 31234798A JP H11266283 A JPH11266283 A JP H11266283A
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- JP
- Japan
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- equalization
- signal
- filter
- digital communication
- way
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
- H04L25/0305—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure using blind adaptation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 一方向性等化を用いるデジタル通信におい
て、符号間干渉除去能力を高める。 【解決手段】 デジタル信号を送信側で固定事前コーダ
で事前コーディングし、該信号を受信側で一方向性の等
化によって再生するデジタル通信において、一方向性の
等化を総量等化とそれに続く位相等化に区分する。
て、符号間干渉除去能力を高める。 【解決手段】 デジタル信号を送信側で固定事前コーダ
で事前コーディングし、該信号を受信側で一方向性の等
化によって再生するデジタル通信において、一方向性の
等化を総量等化とそれに続く位相等化に区分する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号を送
信側で固定事前コーダによって事前コーディングし、こ
れを受信側で一方向性の等化によって再生する有線デジ
タル通信の方法に関するものである（アメリカ合衆国定
期刊行物「IEEE Journal on Selected Areas in Commun
ications」vol. SAC-13、1995年12月、1622ページ〜163
3ページ）。
信側で固定事前コーダによって事前コーディングし、こ
れを受信側で一方向性の等化によって再生する有線デジ
タル通信の方法に関するものである（アメリカ合衆国定
期刊行物「IEEE Journal on Selected Areas in Commun
ications」vol. SAC-13、1995年12月、1622ページ〜163
3ページ）。
【０００２】本方法は有線通信伝送のみならず無線通信
伝送にも使用できる。主たる応用領域は有線伝送であっ
て、関連するその他の仕様物を含むが、それによって本
発明の範囲に限定を加えられるものではない。
伝送にも使用できる。主たる応用領域は有線伝送であっ
て、関連するその他の仕様物を含むが、それによって本
発明の範囲に限定を加えられるものではない。
【０００３】
【従来の技術】銅線上の高速デジタル伝送技術は、複数
ないしは非常に多くのいわゆる二線式回線（二心線）が
その銅線に平行して収められているものであって、近い
将来に多数の新たなデジタルサービスを導入できるた
め、現在高い関心を呼んでいる。それによって特にガラ
スファイバネットワークへの漸次移行が可能となる。遠
距離通信ネットワークの中継点から加入者までの経路上
の中間増幅器は、経済的理由によって大幅に削減するこ
とが望まれるのでその場合可能な限り最大のケーブル距
離がカバーされる。
ないしは非常に多くのいわゆる二線式回線（二心線）が
その銅線に平行して収められているものであって、近い
将来に多数の新たなデジタルサービスを導入できるた
め、現在高い関心を呼んでいる。それによって特にガラ
スファイバネットワークへの漸次移行が可能となる。遠
距離通信ネットワークの中継点から加入者までの経路上
の中間増幅器は、経済的理由によって大幅に削減するこ
とが望まれるのでその場合可能な限り最大のケーブル距
離がカバーされる。
【０００４】通信信号を有線伝送する場合、減衰とひず
みにより伝送路特有の符号間干渉（ＩＳＩ）が生じる。
ＩＳＩを除去するためには、デジタル通信における判定
帰還型等化（Decision-Feedback-Equalization、ＤＦ
Ｅ）が非常に有効であることがわかっている。この方法
はさほど複雑ではないにもかかわらず、高い性能を持
つ。しかしコード化変調と直接組み合わせるのは、ＤＦ
Ｅを使用する場合不可能である。ＤＦＥのフィードバッ
クフィルタのため、送信された信号に関する判定がただ
ちに必要となるからである。この問題の解決法を、Toml
inson（アメリカ合衆国定期刊行物「Electronics Lette
rs」vol. 7、1971年3月、138及び139ページ）ないしHar
ashima/Miyakawa（アメリカ合衆国定期刊行物「IEEE Tr
ansactionson Communications」vol. COM-20、1972年8
月、774ページ〜780ページ）が記載している。ここでは
ＤＦＥのフィードバックフィルタが送信者側に移され
る。そのほか振幅制限のためにモジュロ演算が導入され
る。この方法はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍ
ａ−事前コーディング（ＴＨＰ）と呼ばれる。しかしな
がら、最適のＴＨＰによる伝送では送信側は伝送路状態
情報を必要とし、この情報は逆方向伝送路を経由して伝
送されなければならない。これにより、伝送両方向のデ
ッドロックを防止するため、コネクションをセットアッ
プする際の複雑なプロトコルが必要となる。しかも、い
ずれの応用時にもかならず逆方向伝送路が存在するとは
限らない。
みにより伝送路特有の符号間干渉（ＩＳＩ）が生じる。
ＩＳＩを除去するためには、デジタル通信における判定
帰還型等化（Decision-Feedback-Equalization、ＤＦ
Ｅ）が非常に有効であることがわかっている。この方法
はさほど複雑ではないにもかかわらず、高い性能を持
つ。しかしコード化変調と直接組み合わせるのは、ＤＦ
Ｅを使用する場合不可能である。ＤＦＥのフィードバッ
クフィルタのため、送信された信号に関する判定がただ
ちに必要となるからである。この問題の解決法を、Toml
inson（アメリカ合衆国定期刊行物「Electronics Lette
rs」vol. 7、1971年3月、138及び139ページ）ないしHar
ashima/Miyakawa（アメリカ合衆国定期刊行物「IEEE Tr
ansactionson Communications」vol. COM-20、1972年8
月、774ページ〜780ページ）が記載している。ここでは
ＤＦＥのフィードバックフィルタが送信者側に移され
る。そのほか振幅制限のためにモジュロ演算が導入され
る。この方法はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍ
ａ−事前コーディング（ＴＨＰ）と呼ばれる。しかしな
がら、最適のＴＨＰによる伝送では送信側は伝送路状態
情報を必要とし、この情報は逆方向伝送路を経由して伝
送されなければならない。これにより、伝送両方向のデ
ッドロックを防止するため、コネクションをセットアッ
プする際の複雑なプロトコルが必要となる。しかも、い
ずれの応用時にもかならず逆方向伝送路が存在するとは
限らない。
【０００５】この問題に対処するため、上記のアメリカ
合衆国定期刊行物から、固定事前コーダを使用すること
が知られている。これによりコネクションセットアップ
が容易となる。しかしそうすると次善最適の事前コーデ
ィングによって、受信側で線形に等化されなければなら
ない残留干渉が生じる。残留干渉に対する線形等化器の
適応はこの場合一方向的に行われる。すなわち適応は、
トレーニングシーケンスを用いることなく行われる。し
かし、再構成すべき信号は、ここでは良好な近似値で離
散型ガウス分布に従うため、符号パルスにおける一方向
性の等化は、ＴＨＰをともなうシステムでは原理的に不
可能である。そのため、実効送信信号のダイナミクスを
制限することによって、有利な統計的条件を持つ信号を
生じるような事前コーディングの修正を行う。このよう
な方法にたとえば「動的整形」（ＤＳ）がある。ＤＳに
よって一方向性の等化が可能となり、その際ＴＨＰの高
い効率が維持されるにとどまらず、さらに高められる。
このアメリカ合衆国定期刊行物中では、特に符号化され
ない伝送でＤＳによるものの場合には、一方向性の等化
のための簡単な標準的方法、Ｓａｔｏ−アルゴリズム
（アメリカ合衆国定期刊行物「IEEE Transactions on C
ommunications」vol. COM-23、1975年6月、679ページ〜
682ページ）を使用できることが確認されている。
合衆国定期刊行物から、固定事前コーダを使用すること
が知られている。これによりコネクションセットアップ
が容易となる。しかしそうすると次善最適の事前コーデ
ィングによって、受信側で線形に等化されなければなら
ない残留干渉が生じる。残留干渉に対する線形等化器の
適応はこの場合一方向的に行われる。すなわち適応は、
トレーニングシーケンスを用いることなく行われる。し
かし、再構成すべき信号は、ここでは良好な近似値で離
散型ガウス分布に従うため、符号パルスにおける一方向
性の等化は、ＴＨＰをともなうシステムでは原理的に不
可能である。そのため、実効送信信号のダイナミクスを
制限することによって、有利な統計的条件を持つ信号を
生じるような事前コーディングの修正を行う。このよう
な方法にたとえば「動的整形」（ＤＳ）がある。ＤＳに
よって一方向性の等化が可能となり、その際ＴＨＰの高
い効率が維持されるにとどまらず、さらに高められる。
このアメリカ合衆国定期刊行物中では、特に符号化され
ない伝送でＤＳによるものの場合には、一方向性の等化
のための簡単な標準的方法、Ｓａｔｏ−アルゴリズム
（アメリカ合衆国定期刊行物「IEEE Transactions on C
ommunications」vol. COM-23、1975年6月、679ページ〜
682ページ）を使用できることが確認されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の基礎にある課
題は、一方向性の等化をさらに改善するよう、冒頭に述
べた方法をさらに発展させることである。
題は、一方向性の等化をさらに改善するよう、冒頭に述
べた方法をさらに発展させることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この課題は、本発明に従
い、一方向性の等化を総量等化とそれに続く位相等化に
区分することによって解決される。
い、一方向性の等化を総量等化とそれに続く位相等化に
区分することによって解決される。
【０００８】デジタル通信のための本発明方法は簡単に
実行できる。この場合重要なのは、等化器で再生される
信号が相関されていることである。知られている方法で
はこれと異なり、ホワイト信号のみが再生される。本発
明方法は、固定事前コーディングと二段階一方向性等化
により、高い性能をもって動作する。この事前コーディ
ングは固定された参照アプリケーションに適応してお
り、これにより、伝送路状態情報のフィードバックは不
要である。そのため生じる残留干渉は、一方向性の等化
を用いることにより除去される。このために、総量な等
化とそれに続く別個の位相等化が用いられる。その際に
総量な等化は、トランス送信シーケンス中に存在する相
関を考慮する。これにより、安定した一方向性等化が、
等化器入口におけるＳＮ比が非常に低い場合でも可能で
ある。特に重要なのは、先行する総量等化のために、位
相等化では簡単な一方向性アルゴリズムを使用できるこ
とである。このことは速やかな収束につながり、また総
量等化器の入口では残留干渉が強いにもかかわらず、Ｓ
ＮＲ（ＳＮ比）が低くなって、再構成すべき符号が相関
されることになる。
実行できる。この場合重要なのは、等化器で再生される
信号が相関されていることである。知られている方法で
はこれと異なり、ホワイト信号のみが再生される。本発
明方法は、固定事前コーディングと二段階一方向性等化
により、高い性能をもって動作する。この事前コーディ
ングは固定された参照アプリケーションに適応してお
り、これにより、伝送路状態情報のフィードバックは不
要である。そのため生じる残留干渉は、一方向性の等化
を用いることにより除去される。このために、総量な等
化とそれに続く別個の位相等化が用いられる。その際に
総量な等化は、トランス送信シーケンス中に存在する相
関を考慮する。これにより、安定した一方向性等化が、
等化器入口におけるＳＮ比が非常に低い場合でも可能で
ある。特に重要なのは、先行する総量等化のために、位
相等化では簡単な一方向性アルゴリズムを使用できるこ
とである。このことは速やかな収束につながり、また総
量等化器の入口では残留干渉が強いにもかかわらず、Ｓ
ＮＲ（ＳＮ比）が低くなって、再構成すべき符号が相関
されることになる。
【０００９】たとえばトレリス符号化のような信号の追
加的符号化によって、カバーできるケーブル距離を増加
することができる。特にこの場合では、分離された位相
等化に先行する総量等化が有利に作用する。等化器入口
におけるＳＮ比が非常に低くなるからである。
加的符号化によって、カバーできるケーブル距離を増加
することができる。特にこの場合では、分離された位相
等化に先行する総量等化が有利に作用する。等化器入口
におけるＳＮ比が非常に低くなるからである。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明による方法を実施形態の図
を用いて説明する。
を用いて説明する。
【００１１】下記の説明では、信号ないしデータをベー
スバンドでデジタル伝送することを前提とする。すべて
の信号及びシステムはそれに対応する実数値とする。こ
の方法は、特に信号が最初に符号化される場合、好まし
くはトレリス符号化される場合について説明する。しか
しながら本発明は、追加的符号化だけに限られるもので
はない。
スバンドでデジタル伝送することを前提とする。すべて
の信号及びシステムはそれに対応する実数値とする。こ
の方法は、特に信号が最初に符号化される場合、好まし
くはトレリス符号化される場合について説明する。しか
しながら本発明は、追加的符号化だけに限られるもので
はない。
【００１２】バイナリデータは図１に従ってまず符号化
される。この符号化は、Ｍ値ＰＡＭ符号列ａ［ｋ］∈
｛±１，±３，．．．．±（Ｍ−１）｝を生成する伝送
路符号化において行われる（ＰＡＭ＝パルス振幅変
調）。列ａ［ｋ］は、動的制限による事前コーディング
により、伝送路符号の列ｘ［ｋ］にマッピングされる。
列ｘ［ｋ］は送信パルスフォーマーＧT（ｆ）にあたえ
られ、長さｌと伝達関数ＨK（ｆ，ｌ）を持つ銅線二線
式回線を経由して伝送される。伝送経路内のノイズｎo
（ｔ）は、ガウス分布に従うものと想定する。ＨＤＳＬ
伝送（高速加入者線デジタル伝送方式線）の場合、ノイ
ズはたとえば、同じ伝送路の平行する二線式回線で信号
を伝送する数多くの他のＨＤＳＬシステムに起因する近
接クロストークからなることがある。
される。この符号化は、Ｍ値ＰＡＭ符号列ａ［ｋ］∈
｛±１，±３，．．．．±（Ｍ−１）｝を生成する伝送
路符号化において行われる（ＰＡＭ＝パルス振幅変
調）。列ａ［ｋ］は、動的制限による事前コーディング
により、伝送路符号の列ｘ［ｋ］にマッピングされる。
列ｘ［ｋ］は送信パルスフォーマーＧT（ｆ）にあたえ
られ、長さｌと伝達関数ＨK（ｆ，ｌ）を持つ銅線二線
式回線を経由して伝送される。伝送経路内のノイズｎo
（ｔ）は、ガウス分布に従うものと想定する。ＨＤＳＬ
伝送（高速加入者線デジタル伝送方式線）の場合、ノイ
ズはたとえば、同じ伝送路の平行する二線式回線で信号
を伝送する数多くの他のＨＤＳＬシステムに起因する近
接クロストークからなることがある。
【００１３】受信機の入力フィルタとしては、最適ナイ
キストフィルタ（ＯＮＦ）ＨR（ｆ，ｌo）が用いられ
る。このフィルタは、実際のケーブル距離が設計距離ｌ
oと一致する限り、送信側のＴＨＰがない場合、符号パ
ルスでの読み取り後にＩＳＩのない信号を生成する。こ
の設計距離は、事前コーダと入力フィルタの仕様に対し
て想定されたものである。残留干渉はＩ＝ｌoの場合に
生じる。ここでは、実際の状況及び参照アプリケーショ
ンのパラメータは、ケーブル距離ｌまではすべて同一で
あると想定する。そのほかのパラメータ差は、等価的な
距離の差によって非常によく表現できるが、これは本質
的限定とはならない。
キストフィルタ（ＯＮＦ）ＨR（ｆ，ｌo）が用いられ
る。このフィルタは、実際のケーブル距離が設計距離ｌ
oと一致する限り、送信側のＴＨＰがない場合、符号パ
ルスでの読み取り後にＩＳＩのない信号を生成する。こ
の設計距離は、事前コーダと入力フィルタの仕様に対し
て想定されたものである。残留干渉はＩ＝ｌoの場合に
生じる。ここでは、実際の状況及び参照アプリケーショ
ンのパラメータは、ケーブル距離ｌまではすべて同一で
あると想定する。そのほかのパラメータ差は、等価的な
距離の差によって非常によく表現できるが、これは本質
的限定とはならない。
【００１４】読み取られた信号は、ＯＮＦが線形等化を
行うため、強く着色されかつ分散の高いノイズによって
妨害されている。ノイズ低減は、ここでは後置続接続さ
れたＦＩＲフィルタＨ（ｚ）によって行うことができ
る。このフィルタは、ノイズをできるだけ白色にする任
務を持つ（ノイズ白色化フィルタ）。このモニックで最
小位相のフィルタの係数は、フィルタ出口におけるノイ
ズ分散を最小にするという要求に従って、Ｙｕｌｅ−Ｗ
ａｌｋｅｒ公式によって計算できる。ケーブル伝送の際
に存在する中継器結合を考慮するため、特にＤＣ（ｚ＝
１）の場合のＨ（ｚ）の零点を指定することができる
（ＤＣ＝直流）。
行うため、強く着色されかつ分散の高いノイズによって
妨害されている。ノイズ低減は、ここでは後置続接続さ
れたＦＩＲフィルタＨ（ｚ）によって行うことができ
る。このフィルタは、ノイズをできるだけ白色にする任
務を持つ（ノイズ白色化フィルタ）。このモニックで最
小位相のフィルタの係数は、フィルタ出口におけるノイ
ズ分散を最小にするという要求に従って、Ｙｕｌｅ−Ｗ
ａｌｋｅｒ公式によって計算できる。ケーブル伝送の際
に存在する中継器結合を考慮するため、特にＤＣ（ｚ＝
１）の場合のＨ（ｚ）の零点を指定することができる
（ＤＣ＝直流）。
【００１５】フィルタＨ（ｚ）の出力信号はｒ［ｋ］で
記述され、このフィルタによってここで再びＩＳＩが生
成される。このＩＳＩの除去が固定事前コーダの課題で
ある。ＴＨＰの場合には、伝送路符号の列ｘ［ｋ］は、
下記の基準に従って符号ごとに生成される。
記述され、このフィルタによってここで再びＩＳＩが生
成される。このＩＳＩの除去が固定事前コーダの課題で
ある。ＴＨＰの場合には、伝送路符号の列ｘ［ｋ］は、
下記の基準に従って符号ごとに生成される。
【００１６】
【数１】
【００１７】この場合符号
【００１８】
【数２】
【００１９】はＴＨＰにおけるモジュロ演算に対応す
る。ｈ［κ］は、次数ｑhのノイズ白色化フィルタのパ
ルス応答を記述する。
る。ｈ［κ］は、次数ｑhのノイズ白色化フィルタのパ
ルス応答を記述する。
【００２０】そのほかの方法に対しては、実効データシ
ーケンス（ＥＤＳ）ｖ［ｋ］が次の式で定義される。
ーケンス（ＥＤＳ）ｖ［ｋ］が次の式で定義される。
【００２１】ｖ［ｋ］＝ａ［ｋ］＋２Ｍ・ｄ［ｋ］ したがって、Ｈ（ｚ）の形式的反転によるｖ［ｋ］のフ
ィルタリングによって、列ｘ［ｋ］を得る。その結果と
して、Ｉ＝ｌoが成立する限り、フィルタＨ（ｚ）の後
には、ノイズのない場合再びＥＤＳが存在することにな
る。モジュロ演算を再度適用することにより、これから
ＰＡＭ符号の列ａ［ｋ］を再生できる。
ィルタリングによって、列ｘ［ｋ］を得る。その結果と
して、Ｉ＝ｌoが成立する限り、フィルタＨ（ｚ）の後
には、ノイズのない場合再びＥＤＳが存在することにな
る。モジュロ演算を再度適用することにより、これから
ＰＡＭ符号の列ａ［ｋ］を再生できる。
【００２２】事前コーディングは、特に有利な統計的条
件を持つ信号を生じるように修正できる。それに適した
方法が、動的整形（ＤＳ）である。ＤＳによって一方向
性の等化が可能となり、その際ＴＨＰの高い効率をさら
に向上できる。ＤＳの場合、列ｄ［ｋ］の選択は、符号
ごとにではなく、長い時間的スパンの観察により、かつ
送信出力を最小にするという基準で行われる。この場
合、補助操作｜ｖ［ｋ］｜≦Ｖmaxを満たすべきであ
る。Ｖmaxは、外部から指定されたＥＤＳ最大振幅であ
る。
件を持つ信号を生じるように修正できる。それに適した
方法が、動的整形（ＤＳ）である。ＤＳによって一方向
性の等化が可能となり、その際ＴＨＰの高い効率をさら
に向上できる。ＤＳの場合、列ｄ［ｋ］の選択は、符号
ごとにではなく、長い時間的スパンの観察により、かつ
送信出力を最小にするという基準で行われる。この場
合、補助操作｜ｖ［ｋ］｜≦Ｖmaxを満たすべきであ
る。Ｖmaxは、外部から指定されたＥＤＳ最大振幅であ
る。
【００２３】しかしＥＤＳの出力密度スペクトル（ＬＤ
Ｓ）の観察は、ＴＨＰのみならずＤＳの場合でも、時間
的に隣接する数値が非常に強い相関を有することを示
す。この相関、ＤＳの場合でもかなり高いＥＤＳの段階
数、ならびに等化器入口における低いＳＮ比は、受信側
で実行すべき一方向性等化を強く要求することになる。
残留干渉は線形等化器によって除去される。この線形等
化器は、ＥＤＳ ｖ［ｋ］を再構成し、トレーニングシ
ーケンスなしに、つまり一方向性適応を受ける。事前コ
ーダ中のモジュロ演算が非線形なので、等化器による列
ａ［ｋ］の直接再構成は不可能である。
Ｓ）の観察は、ＴＨＰのみならずＤＳの場合でも、時間
的に隣接する数値が非常に強い相関を有することを示
す。この相関、ＤＳの場合でもかなり高いＥＤＳの段階
数、ならびに等化器入口における低いＳＮ比は、受信側
で実行すべき一方向性等化を強く要求することになる。
残留干渉は線形等化器によって除去される。この線形等
化器は、ＥＤＳ ｖ［ｋ］を再構成し、トレーニングシ
ーケンスなしに、つまり一方向性適応を受ける。事前コ
ーダ中のモジュロ演算が非線形なので、等化器による列
ａ［ｋ］の直接再構成は不可能である。
【００２４】一方向性の等化は、総量な等化とそれに続
く位相等化に区分される。これにより一方向性の等化の
性能は、単段階構造と比較して改善されることになる。
その構成を図２に示す。この図では、Ｆ（ｚ）は予測フ
ィルタ、Ｄ（ｚ）は着色フィルタ、Ｇ（ｚ）は位相等化
フィルタである。
く位相等化に区分される。これにより一方向性の等化の
性能は、単段階構造と比較して改善されることになる。
その構成を図２に示す。この図では、Ｆ（ｚ）は予測フ
ィルタ、Ｄ（ｚ）は着色フィルタ、Ｇ（ｚ）は位相等化
フィルタである。
【００２５】従来の総量等化の場合、総量等化器の出力
において、最小の分散を持つ、白色に近似した信号が強
制される。しかし総量等化器の白色出力信号が総量ひず
みの除去を保証するのは、送信シーケンスもまた一定し
たＬＤＳを持つ場合に限られる。そうでない場合には、
総量等化を修正して、その出力信号が示す再構成すべき
信号のＬＤＳが一定とならないようにしなければならな
い。そのために次の二つの方法が知られている。その一
つは、中間値としてホワイト信号を生成し、次にこの信
号に適した着色が行われる。もう一つの方法は、希望の
ＬＤＳないしは自己相関列（ＡＫＦ）を直接調整する。
両方法とも、相関された送信信号のために考えられたも
のである。
において、最小の分散を持つ、白色に近似した信号が強
制される。しかし総量等化器の白色出力信号が総量ひず
みの除去を保証するのは、送信シーケンスもまた一定し
たＬＤＳを持つ場合に限られる。そうでない場合には、
総量等化を修正して、その出力信号が示す再構成すべき
信号のＬＤＳが一定とならないようにしなければならな
い。そのために次の二つの方法が知られている。その一
つは、中間値としてホワイト信号を生成し、次にこの信
号に適した着色が行われる。もう一つの方法は、希望の
ＬＤＳないしは自己相関列（ＡＫＦ）を直接調整する。
両方法とも、相関された送信信号のために考えられたも
のである。
【００２６】総量等化の第一変形例 予測エラーフィルタ１−Ｆ（ｚ）は次数ｑfのＦＩＲフ
ィルタの仕様であって、白色に近似した信号を生成す
る。その信号を固定ＦＩＲフィルタＤ（ｚ）によって着
色し、このフィルタの出口でＥＤＳのＬＤＳを良好な近
似値で測定できるようにする。予測係数ｆ［ｋ］を調整
するためには、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴ
リズムを使用できる。その際基準となるのは、予測エラ
ーフィルタの出力信号の出力を最小とすることである。
第一段階で速やかな収束を求める場合は、ＲＬＳアルゴ
リズムを選択すべきである。
ィルタの仕様であって、白色に近似した信号を生成す
る。その信号を固定ＦＩＲフィルタＤ（ｚ）によって着
色し、このフィルタの出口でＥＤＳのＬＤＳを良好な近
似値で測定できるようにする。予測係数ｆ［ｋ］を調整
するためには、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴ
リズムを使用できる。その際基準となるのは、予測エラ
ーフィルタの出力信号の出力を最小とすることである。
第一段階で速やかな収束を求める場合は、ＲＬＳアルゴ
リズムを選択すべきである。
【００２７】着色を行うフィルタＤ（ｚ）を決定するた
め、比較的高い次数ｑwを持つＥＤＳに対して、Ｙｕｌ
ｅ−Ｗａｌｋｅｒ公式の解として、架空の予測エラーフ
ィルタ１−Ｗ（ｚ）をまず最初に求める。もしノイズも
ＩＳＩも存在せず、ｑw＝ｑfが成立するならば、計算さ
れた係数は、適応終了後のフィルタ１−Ｆ（ｚ）の係数
と同一である。
め、比較的高い次数ｑwを持つＥＤＳに対して、Ｙｕｌ
ｅ−Ｗａｌｋｅｒ公式の解として、架空の予測エラーフ
ィルタ１−Ｗ（ｚ）をまず最初に求める。もしノイズも
ＩＳＩも存在せず、ｑw＝ｑfが成立するならば、計算さ
れた係数は、適応終了後のフィルタ１−Ｆ（ｚ）の係数
と同一である。
【００２８】架空のフィルタ１−Ｗ（ｚ）は、ＥＤＳか
ら白色に近似したシーケンスを生成する。着色を行うフ
ィルタＤ（ｚ）として、ここでは逆システム
ら白色に近似したシーケンスを生成する。着色を行うフ
ィルタＤ（ｚ）として、ここでは逆システム
【００２９】
【数３】
【００３０】が適当である。架空のフィルタ１−Ｗ
（ｚ）は最小位相的かつモニックであり、このことは一
般的にＹｕｌｅ−Ｗａｌｋｅｒ公式により計算された予
測エラーフィルタについていえるため、同様に因果関係
的、最小位相的、かつモニックなＦＩＲシステムによっ
て、この逆システムを概算できる。ここでＹｕｌｅ−Ｗ
ａｌｋｅｒ公式は、着色を行うフィルタＤ（ｚ）を決定
するためにもう一度使用される。しかもその目標は、Ａ
ＫＦとして１−Ｗ（ｚ）のフィルタＡＫＦが持つ信号を
できるだけ白色にするというものである。着色を行うフ
ィルタＤ（ｚ）は、固定選択された事前コーダにのみ依
存する。これにより計算と調整固定が可能となる。
（ｚ）は最小位相的かつモニックであり、このことは一
般的にＹｕｌｅ−Ｗａｌｋｅｒ公式により計算された予
測エラーフィルタについていえるため、同様に因果関係
的、最小位相的、かつモニックなＦＩＲシステムによっ
て、この逆システムを概算できる。ここでＹｕｌｅ−Ｗ
ａｌｋｅｒ公式は、着色を行うフィルタＤ（ｚ）を決定
するためにもう一度使用される。しかもその目標は、Ａ
ＫＦとして１−Ｗ（ｚ）のフィルタＡＫＦが持つ信号を
できるだけ白色にするというものである。着色を行うフ
ィルタＤ（ｚ）は、固定選択された事前コーダにのみ依
存する。これにより計算と調整固定が可能となる。
【００３１】上記の手順によって、最小位相フィルタＤ
（ｚ）を得ることが保証される。予測エラーフィルタ１
−Ｆ（ｚ）もまた収束後は最小位相であるので、その結
果、総量等化器の最小位相の全伝送機能を得る。この特
性は後続の位相等化器にとって有利である。等化すべき
伝送機能の位相レスポンスと逆システムの位相レスポン
スが、この場合、最大位相システムよりも最小位相シス
テムの位相レスポンスに近いからである。これにより、
総量等化の後に残る位相等化が強すぎないことが保証さ
れる。総量等化を完全に行うため、フィルタＤ（ｚ）の
後で係数
（ｚ）を得ることが保証される。予測エラーフィルタ１
−Ｆ（ｚ）もまた収束後は最小位相であるので、その結
果、総量等化器の最小位相の全伝送機能を得る。この特
性は後続の位相等化器にとって有利である。等化すべき
伝送機能の位相レスポンスと逆システムの位相レスポン
スが、この場合、最大位相システムよりも最小位相シス
テムの位相レスポンスに近いからである。これにより、
総量等化の後に残る位相等化が強すぎないことが保証さ
れる。総量等化を完全に行うため、フィルタＤ（ｚ）の
後で係数
【００３２】
【数４】
【００３３】による訂正を行うことができる。この係数
は、ｕ［ｋ］とｖ［ｋ］の出力が一致するように調整適
応される。この場合ｕ［ｋ］は、ＡＧＣ（自動利得制
御）の出力信号である。
は、ｕ［ｋ］とｖ［ｋ］の出力が一致するように調整適
応される。この場合ｕ［ｋ］は、ＡＧＣ（自動利得制
御）の出力信号である。
【００３４】総量等化の第二変形例 総量等化はただ一つのフィルタで行われる。このフィル
タの係数は、ＥＤＳのＡＫＦのうち希望のものがこのフ
ィルタの出口に直接存在するよう、許容される係数とな
るまで調整適応される。この許容される係数とは、再び
ＡＧＣによって除去できる係数のことである。これを可
能とするアルゴリズムを以下に記載する。この場合、再
び図２に示す構成を前提とするが、着色を行うフィルタ
Ｄ（ｚ）をともなわない。
タの係数は、ＥＤＳのＡＫＦのうち希望のものがこのフ
ィルタの出口に直接存在するよう、許容される係数とな
るまで調整適応される。この許容される係数とは、再び
ＡＧＣによって除去できる係数のことである。これを可
能とするアルゴリズムを以下に記載する。この場合、再
び図２に示す構成を前提とするが、着色を行うフィルタ
Ｄ（ｚ）をともなわない。
【００３５】Ｆ（ｚ）の（時間依存的）係数ベクトル ｆ[ｋ]＝［ｆ1[ｋ] ｆ2[ｋ]．．．ｆq[ｋ]］T この場合従来の表示とは異なり、係数番号がインデック
スとして表示される。そして上記の係数ベクトルは、下
記の式により再帰的に更新される。
スとして表示される。そして上記の係数ベクトルは、下
記の式により再帰的に更新される。
【００３６】ｆ[ｋ＋１]＝ｆ[ｋ]−μf（｜ｐ[ｋ]｜2ψ
−ｐ[ｋ]ｓ[ｋ]） ここでｐ［ｋ］は１−Ｆ（ｚ）の出力信号を、ｓ［ｋ］
は最後の出力数値ｑfを持つ下記のベクトルを記述す
る。
−ｐ[ｋ]ｓ[ｋ]） ここでｐ［ｋ］は１−Ｆ（ｚ）の出力信号を、ｓ［ｋ］
は最後の出力数値ｑfを持つ下記のベクトルを記述す
る。
【００３７】 ｓ[ｋ]＝［ｐ[ｋ−１] ｐ[ｋ−２]．．．ｐ[ｋ−ｑf]］T そしてψは、希望の（標準的な）フィルタ出力信号ＡＫ
Ｆ値を持つ下記のベクトルを記述する。
Ｆ値を持つ下記のベクトルを記述する。
【００３８】
【数５】
【００３９】ベースバンド伝送に適用される公式ｆ［ｋ
＋１］は、変調された伝送のために、すなわち複素信号
のために容易に修正できる。ｐ［ｋ］とｖ［ｋ］の最初
のｑf＋１ＡＫＦ値は、収束後に一つの係数と一致す
る。これは、ｑfが小さすぎなければ、各ＡＫＦ列が近
似的に全体的に一致するのに十分である。残余の係数
は、引き続きすでに上記したようにＡＧＣで訂正でき
る。
＋１］は、変調された伝送のために、すなわち複素信号
のために容易に修正できる。ｐ［ｋ］とｖ［ｋ］の最初
のｑf＋１ＡＫＦ値は、収束後に一つの係数と一致す
る。これは、ｑfが小さすぎなければ、各ＡＫＦ列が近
似的に全体的に一致するのに十分である。残余の係数
は、引き続きすでに上記したようにＡＧＣで訂正でき
る。
【００４０】この方法の収束後は総量等化が保証されて
いる。この方法は勾配降下を行うものではあるが、その
結果残留干渉等化に応用する際には比較的速やかな収束
を得る。予測エラーフィルタ１−Ｆ（ｚ）によって除去
すべきは、前述のものとは異なり、伝送路により生成さ
れた相関であって、ＥＤＳに含まれる相関ではないから
である。
いる。この方法は勾配降下を行うものではあるが、その
結果残留干渉等化に応用する際には比較的速やかな収束
を得る。予測エラーフィルタ１−Ｆ（ｚ）によって除去
すべきは、前述のものとは異なり、伝送路により生成さ
れた相関であって、ＥＤＳに含まれる相関ではないから
である。
【００４１】総量等化の後は、第一段階後まだ信号中に
残るＩＳＩ、主として位相ひずみによって生じるＩＳＩ
を除去するため、位相等化を行う。そのために完全に一
方向性の方法を用い、それによってさらなるＦＩＲフィ
ルタＧ（ｚ）を適応させる。この第二の適応プロセス
は、まず第一段階の収束後にスタートする。これによ
り、第一のプロセスによる第二のプロセスへのネガティ
ブな影響を防止する。ここではＳａｔｏアルゴリズムを
選択するのが有利である。しかもＢｅｎｖｅｎｉｓｔｅ
の提案により修正されたバリエーションであって、それ
によりＤＤＬＭＳアルゴリズムへの漸次移行が適応の間
に行われるもの、それに静止状態におけるエラー信号の
出力が減少するものを選択するのが有利である。
残るＩＳＩ、主として位相ひずみによって生じるＩＳＩ
を除去するため、位相等化を行う。そのために完全に一
方向性の方法を用い、それによってさらなるＦＩＲフィ
ルタＧ（ｚ）を適応させる。この第二の適応プロセス
は、まず第一段階の収束後にスタートする。これによ
り、第一のプロセスによる第二のプロセスへのネガティ
ブな影響を防止する。ここではＳａｔｏアルゴリズムを
選択するのが有利である。しかもＢｅｎｖｅｎｉｓｔｅ
の提案により修正されたバリエーションであって、それ
によりＤＤＬＭＳアルゴリズムへの漸次移行が適応の間
に行われるもの、それに静止状態におけるエラー信号の
出力が減少するものを選択するのが有利である。
【００４２】総量等化器がその前に接続されているなら
ば、ケーブル距離が長いためＳＮ比が非常に低い場合で
も、第二等化段階における位相等化が収束することが、
シミュレーションの結果判明している。第一段階でＩＳ
Ｉが大幅に減少するため、ＥＤＳにおける相関も同様に
ネガティブな影響は及ぼさない。収束後も適応をさらに
継続して行い、ゆっくり行われる伝送路変更をフォロー
できるようにする。これに対し、総量等化のための予測
フィルタＦ（ｚ）の係数は、位相等化の開始時から固定
できる。
ば、ケーブル距離が長いためＳＮ比が非常に低い場合で
も、第二等化段階における位相等化が収束することが、
シミュレーションの結果判明している。第一段階でＩＳ
Ｉが大幅に減少するため、ＥＤＳにおける相関も同様に
ネガティブな影響は及ぼさない。収束後も適応をさらに
継続して行い、ゆっくり行われる伝送路変更をフォロー
できるようにする。これに対し、総量等化のための予測
フィルタＦ（ｚ）の係数は、位相等化の開始時から固定
できる。
【００４３】受信機構成を変更することにより、読み取
り段階のエラーの影響を受けないようにすることができ
る。そのためには、図３に示した受信機構成を使用でき
る。
り段階のエラーの影響を受けないようにすることができ
る。そのためには、図３に示した受信機構成を使用でき
る。
【００４４】読み取り段階τを含むＴ／２の間隔で、Ｏ
ＮＦ ＨR（ｆ，ｌo）の出口で信号を読み取った後、受
信値は、一つのフィルタバンクの二つの別々の分岐を交
互に導かれてさらに処理される。これにより、読み取り
段階がＴ／２だけたがいにずれている二つのＴ間隔部分
チャンネルが生じる。それぞれ最適な線形等化器による
等化の後、両方の部分チャンネルでＳＮ比の経過を測定
したところ、Ｔ／２読み取りのどの段階を取っても、両
方のＴ間隔部分チャンネルのうち少なくとも一方は、Ｓ
Ｎ比のほぼ最大値を生じる状態にあることが判明した。
両方のチャンネルでそれぞれ別個の一方向性の等化を行
うことが好ましい。それにより文献から知られている収
束時のトラブルを、一方向性のＴ／２間隔等化によって
防止できる。部分チャンネルにおいては、分離された総
量等化と位相等化による方法を再び用いる。収束の後、
フィルタバンクのよりよい方の分岐の出力信号を、後続
するデコーディングのために選択する。これはたとえ
ば、部分チャンネルにおいて両方の一方向性の等化アル
ゴリズムのエラー信号を二乗し、その時間的平均値を比
較することによって行うことができる。
ＮＦ ＨR（ｆ，ｌo）の出口で信号を読み取った後、受
信値は、一つのフィルタバンクの二つの別々の分岐を交
互に導かれてさらに処理される。これにより、読み取り
段階がＴ／２だけたがいにずれている二つのＴ間隔部分
チャンネルが生じる。それぞれ最適な線形等化器による
等化の後、両方の部分チャンネルでＳＮ比の経過を測定
したところ、Ｔ／２読み取りのどの段階を取っても、両
方のＴ間隔部分チャンネルのうち少なくとも一方は、Ｓ
Ｎ比のほぼ最大値を生じる状態にあることが判明した。
両方のチャンネルでそれぞれ別個の一方向性の等化を行
うことが好ましい。それにより文献から知られている収
束時のトラブルを、一方向性のＴ／２間隔等化によって
防止できる。部分チャンネルにおいては、分離された総
量等化と位相等化による方法を再び用いる。収束の後、
フィルタバンクのよりよい方の分岐の出力信号を、後続
するデコーディングのために選択する。これはたとえ
ば、部分チャンネルにおいて両方の一方向性の等化アル
ゴリズムのエラー信号を二乗し、その時間的平均値を比
較することによって行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】有線伝送区間のブロック図である。
【図２】図１のブロック図を補足する図である。
【図３】追加の実施形態を示す図である。
Claims (10)
- 【請求項１】 デジタル信号を送信側で固定事前コーダ
で事前コーディングし、該信号を受信側で一方向性の等
化によって再生するデジタル通信方法であって、一方向
性の等化を総量等化とそれに続く位相等化に区分するこ
とを特徴とするデジタル通信方法。 - 【請求項２】 信号をまず符号化することを特徴とする
請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 事前コーディングを動的整形で修正する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。 - 【請求項４】 実効送信信号のダイナミクスの制限を行
うことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記
載の方法。 - 【請求項５】 総量等化のためにまずホワイト信号を生
成し、続いてこれに着色することを特徴とする請求項１
から４のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項６】 ホワイト信号を生成するために予測エラ
ーフィルタを使用し、続いてそのホワイト信号を固定さ
れたＦＩＲフィルタにかけることを特徴とする請求項１
から５のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項７】 総量等化のために相関列を直接調整する
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載
の方法。 - 【請求項８】 位相等化のためにＳａｔｏアルゴリズム
を用いることを特徴とする請求項１から７のいずれか一
項に記載の方法。 - 【請求項９】 少なくとも二つの分離したチャンネルに
おいて一方向性の等化をたがいに平行して行うことを特
徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項１０】 有線デジタル通信のための、請求項１
から９のいずれか一項に記載の方法の使用。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19748363 | 1997-11-03 | ||
| DE19748363.1 | 1997-11-03 | ||
| DE19835760A DE19835760A1 (de) | 1997-11-03 | 1998-08-07 | Anordnung zur digitalen Nachrichtenübertragung |
| DE19835760.5 | 1998-08-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11266283A true JPH11266283A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=26041269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10312347A Pending JPH11266283A (ja) | 1997-11-03 | 1998-11-02 | デジタル通信方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6519282B1 (ja) |
| EP (1) | EP0921664B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11266283A (ja) |
| AU (1) | AU8961398A (ja) |
| CA (1) | CA2250257A1 (ja) |
| ES (1) | ES2241107T3 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001160771A (ja) * | 1999-10-11 | 2001-06-12 | Robert Bosch Gmbh | 移動ステーションにおける無線信号の受信方法及び無線信号の送受信のための無線ステーション |
| JP2003515972A (ja) * | 1999-11-24 | 2003-05-07 | エリクソン インコーポレイテッド | 通信信号内の信号外乱を白色化する方法と受信装置とシステム |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6859508B1 (en) * | 2000-09-28 | 2005-02-22 | Nec Electronics America, Inc. | Four dimensional equalizer and far-end cross talk canceler in Gigabit Ethernet signals |
| US7606632B2 (en) * | 2004-06-16 | 2009-10-20 | Cryovac, Inc. | Apparatus for dispensing activated monitoring devices |
| TWI597955B (zh) * | 2015-08-05 | 2017-09-01 | 晨星半導體股份有限公司 | 決策回授等化器之前饋等化器係數及反饋等化器係數的計算方法及裝置 |
| US11595137B1 (en) * | 2021-02-17 | 2023-02-28 | Keysight Technologies, Inc. | System and method of measuring error vector magnitude in the time domain |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4853802A (en) * | 1987-10-28 | 1989-08-01 | International Business Machines Corporation | Single stage feedforward equalizer |
| US5572262A (en) * | 1994-12-29 | 1996-11-05 | Philips Electronics North America Corporation | Receiver based methods and devices for combating co-channel NTSC interference in digital transmission |
| FR2738967B1 (fr) * | 1995-09-15 | 1997-12-05 | France Telecom | Dispositif d'egalisation adaptatif pour systemes de communications numeriques |
| US6134265A (en) * | 1996-12-31 | 2000-10-17 | Cirrus Logic, Inc. | Precoding coefficient training in a V.34 modem |
| US6026121A (en) * | 1997-07-25 | 2000-02-15 | At&T Corp | Adaptive per-survivor processor |
-
1998
- 1998-10-15 ES ES98402567T patent/ES2241107T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-15 EP EP98402567A patent/EP0921664B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-29 AU AU89613/98A patent/AU8961398A/en not_active Abandoned
- 1998-11-02 US US09/184,695 patent/US6519282B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-11-02 CA CA002250257A patent/CA2250257A1/en not_active Abandoned
- 1998-11-02 JP JP10312347A patent/JPH11266283A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001160771A (ja) * | 1999-10-11 | 2001-06-12 | Robert Bosch Gmbh | 移動ステーションにおける無線信号の受信方法及び無線信号の送受信のための無線ステーション |
| JP2003515972A (ja) * | 1999-11-24 | 2003-05-07 | エリクソン インコーポレイテッド | 通信信号内の信号外乱を白色化する方法と受信装置とシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2241107T3 (es) | 2005-10-16 |
| EP0921664A3 (de) | 2000-06-21 |
| EP0921664A2 (de) | 1999-06-09 |
| AU8961398A (en) | 1999-05-20 |
| CA2250257A1 (en) | 1999-05-03 |
| US6519282B1 (en) | 2003-02-11 |
| EP0921664B1 (de) | 2005-06-08 |
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