JPH11266224A - Orthogonal frequency multiplex communication equipment - Google Patents

Orthogonal frequency multiplex communication equipment

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JPH11266224A
JPH11266224A JP6859598A JP6859598A JPH11266224A JP H11266224 A JPH11266224 A JP H11266224A JP 6859598 A JP6859598 A JP 6859598A JP 6859598 A JP6859598 A JP 6859598A JP H11266224 A JPH11266224 A JP H11266224A
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JP
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Patent type
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frequency
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plural
signals
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Application number
JP6859598A
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Japanese (ja)
Inventor
Sei Kobayashi
聖 小林
Original Assignee
Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt>
日本電信電話株式会社
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    • Y02D70/444Diversity systems; Multi-antenna systems, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide high transmission quality by low reception signal power when an orthogonal frequency multiplex communication equipment utilizes a channel for generating frequency selective fading and to prevent the decline of frequency utilization efficiency. SOLUTION: A transmitter is provided with the multi-level modulation means 101-104 of plural systems and a frequency conversion means 105 for frequency- converting the output signals to one of plural carrier frequencies and frequency- converting one output signal to two or more carrier frequencies. A receiver is provided with plural multi-level demodulation means for performing demodulation for the respective signals of the plural carrier frequencies included in received signals and a diversity synthesis means for synthesizing the plural signals allocated to the same multi-level modulation means of the transmitter among the signals outputted by the multi-level demodulation means.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、高速無線データ通信等に用いられる直交周波数多重通信装置に関する。 The present invention relates to relates to OFDM communication apparatus used in a high-speed wireless data communication.

【0002】 [0002]

【従来の技術】無線により高速且つ高品質なデータ通信等を実現するためには、多重遅延波による周波数選択性フェージングを克服することが必要である。 In order to realize high-speed and high-quality data communication, etc. 2. Description of the Prior Art Radio, it is necessary to overcome the frequency selective fading due to multiple delay waves. 直交する複数の搬送波を並列に用いて信号伝送を行うOFDM(Or OFDM for performing signal transmission using a plurality of orthogonal carriers in parallel (Or
thogonal Frequency DivisionMultiplex:直交周波数多重)方式は、周波数選択性フェージングの生じる回線において伝送品質を改善するのに有効である。 thogonal Frequency DivisionMultiplex: OFDM) scheme is effective to improve transmission quality in line of occurrence of frequency selective fading.

【0003】使用する複数の搬送波の互いの周波数間隔が1/Tの整数倍の関係にあるものを直交する搬送波と呼ぶ。 [0003] frequency interval of each other of the plurality of carriers to be used is referred to as orthogonal carriers what is integral multiple of the 1 / T. また、周期Tは変調シンボル周期と呼ばれる。 The period T is referred to as the modulation symbol period. 従来の直交周波数多重通信装置の送信装置及び受信装置の構成例を図8に示す。 A configuration example of a transmitter and receiver of a conventional OFDM communication apparatus shown in FIG. 図8に示す直交周波数多重通信装置においては、使用する搬送波周波数の数が8で、それぞれの搬送波がQPSK(Quadrature Phase Shift Key In OFDM communication apparatus shown in FIG. 8, the number of carrier frequencies to be used is 8, each carrier QPSK (Quadrature Phase Shift Key
ing:4相位相シフトキーイング)変調される。 ing: 4 phase-shift keying) is modulated.

【0004】まず、送信装置について説明する。 [0004] First, a description will be given of the transmission device. 入力データは直並列変換回路により2ビット×8系列の並列データに変換される。 Input data is converted into parallel data of 2 bits × 8 series by serial-parallel conversion circuit. 直並列変換回路から出力される2ビット×8系列の並列データは、並列に配置された8個のQPSK変調回路によってそれぞれQPSK変調され、 Parallel data 2 bits × 8 sequence output from the serial-parallel conversion circuit, respectively is QPSK modulated by the eight QPSK modulation circuits arranged in parallel,
8系列の複素変調信号として出力される。 8 is output as a sequence of complex modulated signals. QPSK変調回路が出力する8系列の複素変調信号は逆FFT(Fast Complex modulation signal 8 series QPSK modulation circuit outputs the inverse FFT (Fast
FourierTransform:高速離散フーリエ変換)回路に入力され、逆フーリエ変換される。 FourierTransform: are input to fast discrete Fourier transform) circuit, is inverse Fourier transform. 逆FFT回路の出力には、複数の搬送波をQPSK変調した信号の時間波形が得られる。 The output of the inverse FFT circuit, the time waveform of the signal and the plurality of carrier waves and QPSK modulation is obtained.

【0005】つまり、逆FFT回路におけるサンプリング周波数及びFFTのポイント数をfs及びNsとする場合、逆FFT回路の各入力は周波数間隔(fs/N [0005] That is, when the number of points of sampling frequencies and FFT in inverse FFT circuit and fs and Ns, the input of the inverse FFT circuit frequency interval (fs / N
s)で並ぶ複数の搬送波の各複素振幅に対応する。 Corresponding to each complex amplitude of the plurality of carriers arranged in s). 従って、周波数間隔(fs/Ns)と(1/T)とが等しくなるようにfs,Ns及びTを定めれば逆FFT回路の出力には直交関係にある複数の搬送波をQPSK変調した信号の時間波形が得られる。 Therefore, the frequency interval between (fs / Ns) (1 / T) and is as fs, the QPSK modulated signal a plurality of carriers are orthogonal to the output of the inverse FFT circuit be determined the Ns and T equal time waveform can be obtained.

【0006】ただし、逆FFT回路の出力には8系列の信号の時間波形が並列に現れる。 [0006] However, the time waveform of 8 series signal appears in parallel with the output of the inverse FFT circuit. 従って、並直列変換回路を用いて、逆FFT回路の出力する8系列の並列の信号から時系列の複素直列データを生成する。 Thus, by using the parallel-serial conversion circuit, it generates a complex series data of the time series from the parallel signals of 8 sequence output from the inverse FFT circuit. また、並直列変換回路は、OFDM方式に特有のガードインターバル挿入機能を備える。 Furthermore, parallel-serial conversion circuit comprises a guard interval insertion features that are unique to the OFDM scheme. 例えば、文献(斉藤正典、他: For example, the literature (Saito Masanori, other:
「地上系ディジタル放送用多値OFDM方式」、テレビジョン学会技術報告、Vol.19 ,No.10, BCS95-3, pp.13- "Terrestrial digital broadcasting for the multi-level OFDM system", the Institute of Television Engineers Technical Report, Vol.19, No.10, BCS95-3, pp.13-
18, 1995年2月)に示されるように、ガードインターバルでは時間波形を一定区間繰り返す。 18, as shown in February 1995), in a guard interval to repeat the time waveform certain section. ガードインターバルを設けると、受信側で多重遅延波による符号間干渉の発生を防止可能になる。 The provision of the guard interval allows preventing the occurrence of intersymbol interference due to multiple delayed waves on the receiving side.

【0007】並直列変換回路の出力するディジタル信号は、2つのD/A変換器によってアナログ信号に変換された後、直交変調器により所望の無線周波数に周波数変換され、アンテナから送信される。 [0007] The digital signal output from the parallel-serial conversion circuit is converted into an analog signal by the two D / A converters, frequency converted to the desired radio frequency by the orthogonal modulator, and transmitted from an antenna.

【0008】次に受信装置を説明する。 [0008] will now be described receiving device. アンテナで受信された信号は、直交検波器によってベースバンドに周波数変換され、さらに2つのA/D変換器によって量子化される。 Signal received by the antenna is frequency-converted to baseband by the quadrature detector is further quantized by two A / D converters. 量子化された信号は直並列変換回路によって並列信号に変換された後、FFT回路によりフーリエ変換される。 After quantized signal is converted into parallel signals by the serial-parallel conversion circuit, is Fourier transformed by the FFT circuit. FFT回路におけるサンプリング周波数及びF Sampling frequency and F in the FFT circuit
FTのポイント数をfs及びNsとする場合、FFT回路の出力には、周波数間隔が(fs/Ns)の複数の搬送波の各々の複素振幅を示す信号が得られる。 If it FT a number of points between fs and Ns, the output of the FFT circuit, a signal indicating the frequency interval of the complex amplitude of each of the plurality of carrier waves of (fs / Ns) is obtained. 従って、 Therefore,
fs,Nsを送信装置と同じに定めれば、受信された信号の各搬送波の複素振幅がFFT回路の出力に得られる。 fs, be determined the same as the transmitting apparatus Ns, complex amplitude of each carrier of the received signal is obtained at the output of the FFT circuit.

【0009】FFT回路の出力は、8個のQPSK復調回路によってそれぞれ復調される。 [0009] The output of the FFT circuit are demodulated respectively by the eight QPSK demodulator. さらに各QPSK復調回路が出力する信号は、8個の識別回路によって2ビット×8系列のデータに識別される。 Further signals each QPSK demodulation circuit outputs are identified in the data of 2 bits × 8 sequence by eight identification circuit. 8個の識別回路が出力する2ビット×8系列のデータは、並直列変換回路で直列データに変換され出力される。 2 bits × 8 sequence data eight discrimination circuit outputs are converted into serial data by the parallel-serial converter circuit output. 周波数選択性フェージングを生じる回線においては、伝送路の周波数特性が伝送帯域内で一様ではない。 In the line resulting frequency selective fading, the frequency characteristics of the transmission path is not uniform in the transmission band. 従って、OFDM伝送方式を用いない場合には波形歪みが発生して著しく伝送品質が劣化する。 Accordingly, remarkably transmission quality deteriorates waveform distortion occurs in the case of not using the OFDM transmission scheme.

【0010】図8のような周波数直交多重通信装置においては、送信信号スペクトルは複数の狭帯域信号の和で表される。 [0010] In the frequency orthogonal multiplex communication system shown in FIG. 8, the transmit signal spectrum is represented by the sum of a plurality of narrow-band signals. 狭帯域信号に関する伝送路周波数特性は、各帯域内でほぼ一様(フラットフェージング)とみなせるので、それぞれの狭帯域信号を波形歪み無く伝送できる。 Transmission channel frequency characteristic about the narrowband signal, so can be regarded as substantially uniform (flat fading) in each band can be transmitted to each of the narrowband signal waveform without distortion.

【0011】 [0011]

【発明が解決しようとする課題】従来の直交周波数多重通信装置においては、受信装置が受信する遅延波の遅延時間がガードインターバル内であれば、各狭帯域信号の符号誤り率はフラットフェージング条件での符号誤り率に等しい。 In [0008] Conventional OFDM communication apparatus, if the delay time of the delay wave receiving apparatus receives is within the guard interval, code error rate of each narrowband signal is flat fading conditions equal to the bit error rate. 従って、総合誤り率特性もフラットフェージング条件での符号誤り率特性と何ら変わらず、高い伝送品質を得るためには高いS/N(信号対雑音電力比)を必要とする。 Thus, overall error rate characteristics unchanged any and bit error rate characteristic flat fading conditions, require high S / N (signal-to-noise power ratio) in order to obtain high transmission quality. すなわち、高い受信信号電力が必要であった。 That was required higher received signal power.

【0012】本発明は、直交周波数多重通信装置が周波数選択性フェージングが生じる回線を利用する場合に、 The present invention, when the OFDM communication apparatus utilizing the line frequency selective fading occurs,
低い受信信号電力で高い伝送品質を実現するとともに、 While achieving high transmission quality at a low received signal power,
周波数利用効率の低下を防止することを目的とする。 And an object thereof is to prevent a decrease in frequency utilization efficiency.

【0013】 [0013]

【課題を解決するための手段】請求項1は、互いの周波数の間隔が1/T(Tは実数)の整数倍に定められた複数のM系統の搬送波を並列に用いる直交周波数多重通信装置において、変調シンボル周期がT[s]に定められ、1変調シンボルあたりの伝送ビット数を示す多値数がJの変調信号を出力するM以下のK系統の多値変調手段と、該多値変調手段の出力信号を前記M系統の搬送波の周波数のいずれかに周波数変換するとともに、前記K Means for Solving the Problems] claim 1, the OFDM communication device using a carrier wave of a plurality of M system stipulated in integral multiples in parallel spacing mutual frequency 1 / T (T is a real number) in the modulation symbol period is defined in T [s], and the multi-level modulation means of the following K lines M of multi-level number which indicates the number of transmission bits per modulation symbol and outputs the modulated signal J, multivalued the output signal of the modulating means with frequency conversion to any of the carrier frequency of the M line, the K
系統の多値変調手段からの出力信号のうち少なくとも1 At least one of the output signals from the multi-level modulation means of the system 1
系統については、1つの出力信号を2以上の搬送波周波数に周波数変換する周波数変換手段とを送信装置に設け、受信される信号に含まれるM系統の搬送波周波数のそれぞれの信号について復調を行うM系統の多値復調手段と、該多値復調手段が出力する信号のうち、送信装置の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号を合成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設けたことを特徴とする。 The system, M system performing provided a frequency converting means for frequency converting one output signal into two or more carrier frequencies to the transmitter, the demodulation for each of the signal of the carrier frequency of M lines included in the signal received of a multi-level demodulation means, among the signals output by the multi-value demodulation means, in that a and diversity combining means for combining a plurality of signals assigned to the same multi-level modulation means of the transmitting device to the receiving device and features.

【0014】伝送路の遅延分散が大きい(フェージングの周波数相関が小さい)周波数選択性フェージングが生じる回線を利用する場合には、伝送する信号に含まれる複数の狭帯域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング変動を受ける。 [0014] When utilizing the line delay dispersion of the transmission line is large (small frequency correlation of fading) frequency selective fading occurs, a plurality of narrow-band signal contained in the signal to be transmitted is substantially independent fading respectively subject to change. そこで、請求項1の発明では、2以上の搬送波周波数を用いて同一の信号を並列に伝送する周波数ダイバーシチを行う。 Therefore, in the invention of claim 1, the frequency diversity of transmitting the same signal in parallel using two or more carrier frequencies.

【0015】通常、周波数ダイバーシチを用いると、冗長性が増すため周波数利用効率が低下するという不具合が生じる。 [0015] Typically a frequency diversity, a problem that the frequency utilization efficiency because the redundancy is increased to decreases. 本発明では、変調信号の多値数Jを増加することにより周波数利用効率の低下を回避している。 In the present invention, it avoids the degradation of the spectral efficiency by increasing the number of levels J of the modulation signal.

【0016】変調信号の多値数Jを増加すれば所要受信電力が増加するが、周波数ダイバーシチの併用によってそれを上回るダイバーシチ利得が得られるため、総合的には高い伝送品質が比較的低い所要受信電力で達成される。 [0016] Although the required received power when increasing the number of levels J of the modulation signal increases, the diversity gain exceeding it by combined use of frequency diversity is obtained, overall a relatively low required received high transmission quality is It is achieved by the power. また周波数利用効率の低下も防止される。 The decrease in the frequency utilization efficiency is also prevented. なお、周波数ダイバーシチを行う系統数の最大値Lは、(M− The maximum value L of the number of systems for performing frequency diversity, (M-
K)とKの何れか小さい方の系統数に制限される。 K) as limited to the number of systems of any smaller K.

【0017】請求項2は、請求項1記載の直交周波数多重通信装置において、前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを可変に構成し、送信装置と受信装置との間の無線伝搬路の遅延分散の大きさを検出する遅延分散検出手段と、該遅延分散検出手段の検出結果に応じて前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを制御する制御手段とを設け、検出された遅延分散が比較的大きい場合には少なくとも1系統については多値数Jを大きくして系統数Kを小さくし、検出された遅延分散が比較的小さい場合には少なくとも1系統については多値数Jを小さくして系統数Kを大きくすることを特徴とする。 [0017] Claim 2 is, in the OFDM communication apparatus according to claim 1, wherein the variably configure multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means, the radio between the transmitter and the receiver and delay dispersion detection means for detecting a delay magnitude of the dispersion of the propagation path, and control means for controlling the multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means in accordance with a detection result of the delay spread detection means is provided , to reduce the number of systems K by increasing the multi-level number J for at least one channel when the detected delay spread is relatively large, for at least one channel when the detected delay spread is relatively small characterized by increasing the number of systems K to reduce the multi-level number J.

【0018】一方、伝送路の遅延分散が小さい場合には各狭帯域信号間の周波数相関が大きくなり、十分なダイバーシチ利得が得られなくなる。 Meanwhile, the frequency correlation increases between the narrowband signal when the delay dispersion of the transmission line is small, sufficient diversity gain may not be obtained. そこで本発明の請求項2では、検出した遅延分散の大小に応じて、変調信号の多値数J及び同一信号を送出する搬送波数(ダイバーシチブランチ数:系統数Kと同じ)を減少させる。 Therefore, in claim 2 of the present invention, according to the magnitude of the detected delay spread, number of carrier waves for transmitting a multi-level number J and the same signal of the modulation signal: reducing (number diversity branches identical to the number of systems K). この制御により、遅延分散が小さい場合の伝送品質の劣化が自動的に回避され、一層安定した通信が可能になる。 This control deterioration of the transmission quality when the delay dispersion is small is automatically avoided, allowing more stable communication.

【0019】遅延分散検出手段としては、例えば特開平5−276059号公報に示されるような遅延分散判別回路を利用できる。 [0019] The delay spread detector, available delay dispersion discriminating circuit as shown in Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-276059. 検出された遅延分散を所定の閾値と比較することにより、遅延分散の大小を識別できる。 The detected delay dispersion by comparing with a predetermined threshold value, to identify the magnitude of the delay spread. 遅延分散の検出を周期的に実施すれば、伝送路の状態変化に自動的に適応するように多値変調手段の多値数J及び系統数Kを切り替えることができる。 By carrying out detection of the delay spread periodically, it is possible to switch the multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means to automatically adapt to changes in the state of the transmission path.

【0020】請求項3は、請求項2記載の直交周波数多重通信装置において、前記遅延分散検出手段に、受信装置の受信した信号に含まれるM系統の搬送波周波数のそれぞれの成分の受信信号レベルを検出する複数のレベル検出手段と、該レベル検出手段が検出した複数の受信信号レベルに基づいてそれらの不均一性を示す値を求める演算手段とを設けたことを特徴とする。 The third aspect, in the OFDM communication apparatus according to claim 2, the delay dispersion detecting unit, a reception signal level of each component of the carrier frequency of M lines included in the received signal of the receiving device a plurality of level detection means for detecting, characterized in that a calculating means for obtaining a value indicating their heterogeneity based on a plurality of received signal level said level detecting means detects.

【0021】特開平5−276059号公報に示されるような従来の遅延分散判別回路を用いる場合には、遅延分散の検出のために同期語などの特別な信号を送信装置から受信装置に送出する必要があるため、通信制御が複雑になり、伝送効率が低下する。 [0021] When using the conventional delay dispersion discriminating circuit as shown in JP-A-5-276059 is sent to the receiving device from the transmitting device a special signal such as a synchronization word for the detection of the delay spread since it is necessary, the communication control is complicated, transmission efficiency decreases. 本発明の請求項3では、同期語などの特別な信号を送信装置から受信装置に送出する必要がない。 According to claim 3 of the present invention, it is not necessary to send from the transmitter to the receiver a special signal such as a synchronization word. 従って伝送効率の低下を回避できる。 Thus avoiding a decrease in transmission efficiency.

【0022】周波数選択性フェージングが生じる回線を利用する場合には、伝送する信号に含まれる複数の狭帯域信号は、それぞれほぼ独立なフェージング変動を受ける。 [0022] When utilizing the line frequency selective fading occurs, a plurality of narrow-band signal contained in the signal to be transmitted is subjected to substantially independent fading variations, respectively. 従って、複数の狭帯域信号の受信レベルは不均一になる。 Accordingly, the reception levels of a plurality of narrow-band signal becomes uneven. つまり、レベル検出手段が検出した複数の狭帯域信号の受信レベルの不均一性(ばらつき)を識別することにより、遅延分散の大小を検出できる。 That is, by identifying non-uniformity of the reception levels of a plurality of narrowband signal level detecting means detects (variation), can detect the magnitude of the delay spread.

【0023】請求項4は、請求項2記載の直交周波数多重通信装置において、前記制御手段は前記遅延分散検出手段の検出結果に応じて、多値数J及び系統数Kの切替を指示する無線信号を送信装置を介して通信相手局の受信装置に送信し、多値数J及び系統数Kの切替を指示する無線信号を受信した受信装置は、受信した無線信号に従って前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを切り替えることを特徴とする。 [0023] Claim 4, radio in the OFDM communication apparatus according to claim 2, wherein the control means in response to a detection result of the delay dispersion detecting unit, to instruct the switching of the multi-level number J and line number K sends a signal to the reception device of the communication partner station through a transmitting device, the receiving device receiving the radio signal for instructing the switching of the multi-level number J and line number K is of the multi-level modulation means according to the wireless signal received and switches the multi-level number J and the number of systems K.

【0024】通信装置同士の間でデータを伝送するためには、双方の通信装置の多値数J及び系統数Kが一致している必要がある。 [0024] In order to transmit data between each other communication device needs to multi-level number J and the system number K of both communication devices are matched. 多値数J及び系統数Kが一致しているかどうかを調べるのは難しい。 It is difficult to determine whether multi-level number J and line number K match. 本発明の請求項4では、遅延分散検出手段の検出結果に応じて多値数J及び系統数Kを切り替えるときに、一方の通信装置から通信相手の通信装置に特別な制御信号を送出するので、双方の多値数J及び系統数Kを一致させるのが容易である。 According to claim 4 of the present invention, when switching the multi-level number J and line number K in accordance with the detection result of the delay spread detection means, so it sends a special control signal to the communication device of the communication partner from one of the communication device , it is easy to match the multi-level number J and the system number K of both.

【0025】請求項5は、請求項4記載の直交周波数多重通信装置において、多値数J及び系統数Kの切替を指示する前記制御手段からの制御信号を少なくとも所定時間遅らせて自局の送信装置及び受信装置に印加する遅延手段を設けたことを特徴とする。 [0025] Claim 5, transmits the OFDM communication apparatus according to claim 4, wherein, for at least a predetermined time delay to the own station a control signal from said control means for instructing the switching of the multi-level number J and line number K characterized in that a delay means for applying to the device and a receiving device. 多値数J及び系統数K Multi-level number J and the number of systems K
を切り替えるときに一方の通信装置から制御信号を送出してから通信相手の通信装置が実際に多値数J及び系統数Kを切り替えるまでにはある程度の時間遅れが発生する。 Some time delay occurs in the up communication device of the communication from the sending control signals from one communication apparatus partner actually switch the multi-level number J and line number K when switching.

【0026】本発明の請求項5においては、遅延手段を用いて、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信号を遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数J [0026] In a fifth aspect of the present invention, by using the delay means, since delaying the control signal applied to the transmitter and receiver of its own station, multi-level number J of the communication devices that communicate with each other
及び系統数Kの切替タイミングを同期させることができる。 And it is possible to synchronize the switching timing of the system number K.

【0027】 [0027]

【発明の実施の形態】(第1の実施の形態)この形態の直交周波数多重通信装置の構成を図1及び図2に示す。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (First Embodiment) showing a configuration of the OFDM communication apparatus of this embodiment in FIGS.
この形態は請求項1に対応する。 This embodiment corresponds to claim 1.

【0028】図1は直交周波数多重通信装置の送信装置の構成例を示すブロック図である。 [0028] FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a transmitting apparatus of the OFDM communication apparatus. 図2は直交周波数多重通信装置の受信装置の構成例を示すブロック図である。 Figure 2 is a block diagram showing a configuration example of a receiver of the OFDM communication apparatus. 本発明の直交周波数多重通信装置は、最低1つの送信装置と1つの受信装置とで構成される。 OFDM communication apparatus of the present invention is composed of a minimum of one transmission apparatus and one reception apparatus. この形態では、請求項1の多値変調手段,周波数変換手段,多値復調手段及びダイバーシチ合成手段は、それぞれ16QA In this embodiment, multi-level modulation means according to claim 1, the frequency converter, the multi-level demodulation means and diversity combining means, respectively 16QA
M変調回路101〜104,逆FFT回路105,16 M modulation circuit 101 to 104, the inverse FFT circuit 105,16
QAM復調回路117〜124及びダイバーシチ合成回路125〜128に対応する。 Corresponding to QAM demodulation circuit 117 to 124 and the diversity combining circuit 125 - 128.

【0029】図1及び図2に示す直交周波数多重通信装置は、使用する搬送波の系統数M,係数N,多値変調手段の多値数J及び多値変調手段の系統数Kが、それぞれ8,2,4及び4の場合の構成例を示している。 FIG. 1 and OFDM communication apparatus shown in FIG. 2, lines number M of carrier waves used, the coefficient N, the number of systems K of the multi-level number J and multilevel modulation means of the multi-level modulation means, respectively 8 shows a configuration example in the case of 2,4, and 4. また、 Also,
この例では周波数変換手段が1つの出力信号を2以上の搬送波周波数に周波数変換する系統数(L)は4になっている。 The number of systems in which the frequency conversion means to frequency-convert the two or more carrier frequencies to one output signal in this example (L) is in the 4.

【0030】図1に示すように、この送信装置はディジタル送信信号処理ユニット51,アナログ送信信号処理ユニット52及びアンテナ110で構成されている。 As shown in FIG. 1, the transmitting device a digital transmission signal processing unit 51 is constituted by an analog transmission signal processing unit 52 and an antenna 110. ディジタル送信信号処理ユニット51には、直並列変換回路100,16QAM変調回路101,102,10 The digital transmission signal processing unit 51, the serial-parallel conversion circuit 100,16QAM modulation circuit 101,102,10
3,104,逆FFT回路105及び並直列変換回路1 3,104, inverse FFT circuit 105 and parallel-serial conversion circuit 1
06が備わっている。 06 is equipped. アナログ送信信号処理ユニット5 Analog transmission signal processing unit 5
2にはD/A変換器107,108及び直交変調器10 The 2 D / A converters 107, 108 and quadrature modulator 10
9が備わっている。 9 is equipped.

【0031】ディジタル送信信号処理ユニット51に入力される時系列の入力データは、直並列変換回路100 The input data of the time series to be inputted to the digital transmission signal processing unit 51, serial-parallel conversion circuit 100
によって4系列の4ビット並列データS1,S2,S3 4-bit parallel data S1 of 4 series by, S2, S3
及びS4に変換される。 And it is converted to S4. 直並列変換回路100が出力する4系列の4ビット並列データS1,S2,S3及びS 4-bit parallel data S1 of 4 series-parallel conversion circuit 100 outputs, S2, S3 and S
4は、それぞれ16QAM変調回路101,102,1 4, each 16QAM modulation circuit 101,102,1
03及び104に印加される。 It is applied to the 03 and 104.

【0032】16QAM変調回路101,102,10 [0032] 16QAM modulation circuit 101,102,10
3及び104は、各々、搬送波を16値直交振幅変調(16 Quadrature Amplitude Modulation)した変調波を出力する。 3 and 104, respectively, and outputs the modulated wave 16 quadrature amplitude modulates a carrier (16 Quadrature Amplitude Modulation). これらの変調波は、振幅及び位相の違いによって16値の符号を表すので、実数成分と虚数成分とで構成される複素変調信号の形で16QAM変調回路10 These modulated wave, since they represent a sign of the 16 values ​​by a difference in amplitude and phase, 16QAM modulation circuit 10 in the form of formed complex modulation signal with the real and imaginary components
1,102,103及び104から出力される。 Output from 1,102,103 and 104.

【0033】16QAM変調回路101,102,10 [0033] 16QAM modulation circuit 101,102,10
3及び104が出力する4系統の複素変調信号は、逆F 4 lines complex modulation signal of 3 and 104 outputs is inverted F
FT回路105に入力される。 Is input to the FT circuit 105. ここで、各複素変調信号はそれぞれ2系統に分岐され、分岐された2系統の複素変調信号は逆FFT回路105の互いに異なる入力端子に入力される。 Wherein each complex modulated signal is branched into each of two systems, complex modulation signal of the branched two systems are input to different input terminals of the inverse FFT circuit 105. すなわち、16QAM変調回路101が出力する複素変調信号は、2つの信号S11,S12に分岐され、16QAM変調回路102が出力する複素変調信号は、2つの信号S21,S22に分岐され、16 That is, complex modulation signal outputted from the 16QAM modulation circuit 101 is branched into two signals S11, S12, complex modulation signal outputted from the 16QAM modulation circuit 102 is branched into two signals S21, S22, 16
QAM変調回路103が出力する複素変調信号は、2つの信号S31,S32に分岐され、16QAM変調回路104が出力する複素変調信号は、2つの信号S41, Complex modulation signal QAM modulation circuit 103 outputs is branched into two signals S31, S32, 16QAM complex modulation signal modulating circuit 104 outputs the two signals S41,
S42に分岐され、それぞれの信号S11,S12,S It is branched into S42, each of the signals S11, S12, S
21,S22,S31,S32,S41及びS42が逆FFT回路105に入力される。 21, S22, S31, S32, S41 and S42 are input to the inverse FFT circuit 105.

【0034】逆FFT回路105は逆フーリエ変換を実施するので、逆FFT回路105に入力された信号は、 [0034] Since the inverse FFT circuit 105 for performing an inverse Fourier transform, the signal input to the inverse FFT circuit 105,
所定の搬送波周波数に変換される。 It is converted to a predetermined carrier frequency. また、逆FFT回路105はそれぞれの入力端子の信号を互いに異なる搬送波周波数に変換する。 The inverse FFT circuit 105 converts the signals of respective input terminals to different carrier frequencies. 従って、16QAM変調回路10 Therefore, 16QAM modulation circuit 10
1,102,103及び104が出力する4系統の複素変調信号から8系統の搬送波周波数の信号が生成される。 1,102,103 and 104 signal of the carrier frequency of 8 lines from the complex modulated signal 4 lines that output is generated. すなわち、4系統のそれぞれについて、同一の複素変調信号から搬送波周波数の異なる2つの信号が同時に生成される。 That is, for each of the four systems, two different signals from the same complex modulated signals the carrier frequency is generated at the same time.

【0035】逆FFT回路105は、逆フーリエ変換により8種類の搬送波周波数の信号を生成する。 The inverse FFT circuit 105 generates eight carrier frequency of the signal by the inverse Fourier transform. これらの搬送波周波数は、複数の搬送波が直交するための条件を満たすように予め定められている。 These carrier frequencies is predetermined so as to satisfy the conditions for multiple carriers are orthogonal. すなわち、互いの搬送波周波数の間隔が1/T[Hz](Tは実数)の整数倍になるように変換後の信号の搬送波周波数が定めてある。 In other words, it is determined carrier frequency of the converted signal to be an integral multiple of interval 1 / T of each other carrier frequency [Hz] (T is a real number).

【0036】搬送波周波数の間隔は、逆FFT回路10 The spacing of the carrier frequency, the inverse FFT circuit 10
5におけるサンプリング周波数fsとFFTポイント数Nsとで決定される。 Is determined by the sampling frequency fs and the number of FFT points Ns in 5. 逆FFT回路105の出力には、 The output of the inverse FFT circuit 105,
互いに直交関係にある8系統の搬送波を16QAM変調した信号の時間波形が並列に現れる。 The carrier of 8 lines are orthogonal to each other the time waveform of the 16QAM modulated signal appearing in parallel. その出力を並直列変換回路106を用いて時系列の複素直列データに変換する。 Converting the complex serial data in time series by using the output of the parallel-serial conversion circuit 106.

【0037】また、並直列変換回路106は出力する信号にガードインターバルを挿入する機能を備えている。 Further, a parallel-serial conversion circuit 106 has a function of inserting a guard interval to a signal to be output.
ガードインターバルにおいては、時間波形を一定区間繰り返す。 In the guard interval, repeated time waveform constant interval. 並直列変換回路106の出力は、D/A変換器107,108によってアナログ信号に変換された後、 The output of the parallel-serial conversion circuit 106 is converted into an analog signal by a D / A converter 107,
直交変調器109により所望の無線周波数に周波数変換されてアンテナ110から送信される。 Is frequency converted to a desired radio frequency by the orthogonal modulator 109 is transmitted from antenna 110.

【0038】次に、図2に示す受信装置について説明する。 Next, a description will be given receiving apparatus shown in FIG. この受信装置は、アンテナ111,アナログ受信信号処理ユニット61及びディジタル受信信号処理ユニット62を備えている。 The receiving apparatus includes an antenna 111, an analog received signal processing unit 61 and the digital reception signal processing unit 62. アナログ受信信号処理ユニット6 Analog reception signal processing unit 6
1には直交検波器112,A/D変換器113及び11 Quadrature detector 112 to 1, A / D converters 113 and 11
4が備わっている。 4 is equipped. ディジタル受信信号処理ユニット6 Digital reception signal processing unit 6
2には、直並列変換回路115,FFT回路116,1 The 2, serial-parallel conversion circuit 115, FFT circuit 116,1
6QAM復調回路117〜124,ダイバーシチ合成回路125〜128,識別回路129〜132及び並直列変換回路133が備わっている。 6QAM demodulation circuit 117 to 124, diversity combining circuit 125 to 128, the identification circuit 129-132 and parallel-serial conversion circuit 133 are provided.

【0039】アンテナ111で受信された信号は、直交検波器112によってベースバンドに周波数変換され、 The signal received by the antenna 111 is frequency-converted to baseband by the quadrature detector 112,
さらにA/D変換器113及び114によって量子化される。 Further quantized by A / D converters 113 and 114. 量子化された信号は、直並列変換回路115によって8系統の並列データに変換される。 Quantized signal is converted into parallel data of eight systems by serial-parallel conversion circuit 115. 直並列変換回路115が出力する8系統の並列データは、FFT回路1 Parallel data of 8 lines P converter 115 is outputted, FFT circuit 1
16に入力される。 16 is input to. FFT回路116は入力された8系統の並列データをフーリエ変換(FFT)する。 FFT circuit 116 performs Fourier transform of the parallel data of 8 lines is input (FFT).

【0040】FFT回路116におけるサンプリング周波数及びFFTのポイント数は、図1の送信装置の逆F The number of points of sampling frequency and the FFT in the FFT circuit 116, the inverse F of the transmitter of FIG. 1
FT回路105におけるサンプリング周波数fs及びF The sampling frequency fs and F in FT circuit 105
FTのポイント数Nsと同一に定めてある。 It is defined the same as the number of points Ns of the FT.

【0041】従って、FFT回路116の出力には、周波数間隔が(fs/Ns)の各搬送波の複素振幅、すなわち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の信号が得られる。 [0041] Therefore, the output of the FFT circuit 116, the complex amplitude of each carrier frequency interval (fs / Ns), i.e., the signal of the complex amplitude of each carrier components generated by the transmitting apparatus is obtained. FFT回路116が出力する8つの各搬送波成分の複素振幅信号は16QAM復調回路117 Eight of the complex amplitude signals of the carrier components by the FFT circuit 116 outputs the 16QAM demodulation circuit 117
〜124によってそれぞれ復調される。 It is demodulated respectively by to 124.

【0042】8個の16QAM復調回路117〜124 The eight 16QAM demodulation circuit 117-124
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め4組に区分されている。 It is divided in advance four sets depending on the carrier frequency of the processed signal. すなわち、16QAM復調回路117及び118は第1組に区分され、16QAM復調回路11 That, 16QAM demodulator 117 and 118 is divided into a first set, 16QAM demodulator 11
9及び120は第2組に区分され、16QAM復調回路121及び122は第3組に区分され、16QAM復調回路123及び124は第4組に区分されている。 9 and 120 is divided into a second set, the 16QAM demodulation circuit 121 and 122 is divided into a third set, the 16QAM demodulation circuit 123 and 124 is divided into fourth set.

【0043】第1組に区分された16QAM復調回路1 [0043] 16QAM demodulation circuit 1, which is divided into a first set
17及び118は、送信装置の逆FFT回路105における信号S11及びS12の各搬送波周波数に対応づけられている。 17 and 118 are associated with each carrier frequency of the signals S11 and S12 in the inverse FFT circuit 105 of the transmitting device. 同様に、第2組に区分された16QAM復調回路119及び120は信号S21及びS22の各搬送波周波数に対応づけられ、第3組に区分された16Q Similarly, 16Q 16QAM demodulator 119 and 120 which are divided into the two sets of associated with each carrier frequency of the signals S21 and S22, which is divided into a third set
AM復調回路121及び122は、信号S31及びS3 AM demodulation circuit 121 and 122, signal S31 and S3
2の各搬送波周波数に対応づけられ、第4組に区分された16QAM復調回路123及び124は信号S41及びS42の各搬送波周波数に対応づけられている。 Associated with each carrier frequency of 2, 16QAM demodulation circuit 123 and 124 which are divided into the fourth set are associated with each carrier frequency of the signal S41 and S42.

【0044】つまり、16QAM復調回路117,11 [0044] In other words, 16QAM demodulation circuit 117,11
8,119,120,121,122,123及び12 8,119,120,121,122,123 and 12
4は、それぞれ信号S11,S12,S21,S22, 4, each signal S11, S12, S21, S22,
S31,S32,S41及びS42を復調する。 S31, S32, demodulates the S41 and S42. 第1組に区分された16QAM復調回路117及び118が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路125に入力され、第2組に区分された16QAM復調回路119 Signals of two systems of 16QAM demodulation circuit 117 and 118 which are divided into a first set outputs are input to diversity combining circuit 125, 16QAM demodulator 119 is divided into a second set
及び120が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路126に入力され、第3組に区分された16QAM 16QAM and the two lines of the signal 120 is output is input to the diversity combining circuit 126, which is divided into a third set
復調回路121及び122が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路127に入力され、第4組に区分された16QAM復調回路123及び124が出力する2 Two systems of signal demodulation circuit 121 and the 122 output is input to the diversity synthesizing circuit 127, 16QAM demodulator 123 and 124 which are divided into the fourth set to output 2
系統の信号はダイバーシチ合成回路128に入力される。 Signal lines are input to diversity combining circuit 128.

【0045】ダイバーシチ合成回路125は、第1組の16QAM復調回路117,118から入力される2系統の信号を最大比合成する。 The diversity combining circuit 125, maximum ratio combining the two signals inputted from the first set of 16QAM demodulation circuit 117 and 118. すなわち、互いに異なる搬送波周波数で伝送された2系統の信号をダイバーシチ合成して元の1つの信号(S1)を生成する。 That is, to generate the original one signal (S1) and diversity combining the signals of two systems that have been transmitted at different carrier frequencies. 同様に、ダイバーシチ合成回路126,127及び128は、それぞれに入力される2系統の信号を最大比合成し、合成された信号を出力する。 Similarly, diversity combining circuits 126, 127 and 128, the signals of two systems are input to the respective maximum ratio combining, and outputs the combined signal.

【0046】ダイバーシチ合成回路125,126,1 The diversity combining circuit 125,126,1
27及び128が出力する4系統の信号は、識別回路1 4 strains of the signals 27 and 128 is output, the identification circuit 1
29,130,131及び132によってそれぞれ4ビットのデータに識別される。 Respectively, by 29,130,131 and 132 are identified in 4-bit data. 識別回路129,130, Identification circuit 129, 130,
131及び132が出力する4系統の4ビットデータは、並直列変換回路133によって直列データに変換され出力される。 4-bit data of four lines 131 and 132 output is the parallel-to-serial conversion circuit 133 is converted into serial data output.

【0047】なお、ここでは使用する搬送波の系統数M,係数N,多値変調手段の多値数J及び多値変調手段の系統数Kが、それぞれ8,2,4及び4の場合を説明したが、これらは必要に応じて変更することができる。 [0047] Here, the number of systems of the carrier to be used is M, the coefficient N, the number of systems K of the multi-level number J and multilevel modulation means of the multi-level modulation means, explain each case 8, 2, 4 and 4 but was, it can be changed as needed.
例えば、多値数Jが8の64QAM変調回路及び64Q For example, 64QAM modulation circuit and 64Q of multi-level number J 8
AM復調回路を16QAM変調回路101〜104及び16QAM復調回路117〜124の代わりに用いてもよい。 The AM demodulator circuit may be used instead of 16QAM modulation circuits 101 to 104 and 16QAM demodulation circuit 117-124. また、16QAM変調回路101の出力を3以上の系統に分岐して、3以上の搬送波周波数を同時に利用して1つの信号を伝送してもよい。 The branches the output of the 16QAM modulation circuit 101 into three or more lines, may transmit one signal by using three or more carrier frequencies simultaneously.

【0048】(第2の実施の形態)この形態の直交周波数多重通信装置の構成を図3〜図6に示す。 [0048] (Second Embodiment) showing a configuration of the OFDM communication apparatus of this embodiment in FIGS. 3 to 6. この形態は請求項1,請求項2,請求項4及び請求項5に対応する。 This form according to claim 1, claim 2, corresponds to claims 4 and 5. 図3はこの形態の通信装置を用いるシステムの構成例を示すブロック図である。 Figure 3 is a block diagram showing a configuration example of a system using a communication device of this embodiment. 図4はこの形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。 Figure 4 is a block diagram showing a configuration example of a transmitting apparatus of this embodiment. 図5はこの形態のディジタル受信信号処理ユニット62Bの構成例を示すブロック図である。 Figure 5 is a block diagram showing a configuration example of a digital reception signal processing unit 62B in this embodiment. 図6は多値数可変変調回路201及び多値数可変復調回路217の構成例を示すブロック図である。 6 is a block diagram showing a configuration example of the multi-level number variable modulation circuit 201 and the multi-level number variable demodulation circuit 217.

【0049】なお、図3〜図6において、第1の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付けて示してある。 [0049] Incidentally, in FIGS. 3 to 6, the first same components as the embodiment is shown with the same reference numerals. この形態では、請求項1の多値変調手段,周波数変換手段,多値復調手段及びダイバーシチ合成手段は、それぞれ多値数可変変調回路201〜204,逆FFT回路105,多値数可変復調回路217〜224及びダイバーシチ合成回路225〜228に対応する。 In this embodiment, multi-level modulation means according to claim 1, the frequency converter, the multi-level demodulation means and diversity combining means, each multi-level number variable modulation circuit 201 to 204, the inverse FFT circuit 105, the multi-level number variable demodulation circuit 217 corresponding to to 224, and diversity combining circuit 225 to 228.

【0050】また、請求項2の遅延分散検出手段及び制御手段は、それぞれ遅延分散検出回路249及び制御回路250に対応する。 [0050] Also, delay spread detection means and control means according to claim 2, corresponding to the delay dispersion detection circuit 249 and control circuit 250. 請求項5の遅延手段は遅延回路2 Delay means according to claim 5 delay circuit 2
51に対応する。 Corresponding to 51. この形態では、使用する搬送波の系統数M及び係数Nがそれぞれ8及び2の場合について説明する。 In this embodiment, line numbers M and factor N of the carrier to be used will be described for the case of 8 and 2, respectively. この形態では、多値変調手段の多値数J及び系統数Kは可変である。 In this embodiment, multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means is variable. 具体的には、多値数J及び系統数K Specifically, multi-level number J and line number K
がそれぞれ4及び4の状態と、多値数J及び系統数Kがそれぞれ2及び8の状態との2種類の何れかの状態に自動的に切り替わる。 There and 4 and 4 states, respectively, multi-level number J and line number K is automatically switched to the two any state of the states of 2 and 8.

【0051】互いに通信する通信局の間で多値数J及び系統数Kを一致させる必要があるので、この例では多値数J及び系統数Kの切替を指示する制御信号を第1の通信局から第2の通信局に送信する。 [0051] Since it is necessary to match the multi-level number J and the number of systems K between the communication stations that communicate with each other, a control signal for instructing the switching of the multi-level number J and line number K in this example the first communication transmitting from a station to a second communication station. 従って、図3に示すように互いに通信を行う第1の通信局と第2の通信局は、それぞれが送信装置50A(50B)と受信装置6 Accordingly, the first communication station and a second communication station communicating with one another as shown in Figure 3, each transmitter device 50A (50B) and the receiving device 6
0A(60B)とを備えている。 And a 0A (60B).

【0052】受信装置60Aには、アナログ受信信号処理ユニット61,ディジタル受信信号処理ユニット62 [0052] to the receiving device 60A, the analog reception signal processing unit 61, a digital received signal processing unit 62
B,遅延分散検出回路249,制御回路250及び遅延回路251が備わっている。 B, and equipped with delay spread detection circuit 249, control circuit 250 and the delay circuit 251. 遅延分散検出回路249 Delay dispersion detection circuit 249
は、例えば特開平5−276059号に示されているように、同期語と受信信号との相関係数の時間波形に基づいて遅延分散を検出する。 , For example as shown in JP-A-5-276059, to detect the delay dispersion based on the time waveform of the correlation coefficient between the sync word and the received signal. 検出された遅延分散は予め定めた閾値と比較される。 Detected delay variance is compared with a predetermined threshold value. この比較の結果、遅延分散の大小を示す2値の制御信号が得られる。 The result of this comparison, the control signal 2 values ​​indicating the magnitude of the delay dispersion is obtained.

【0053】通信の間、遅延分散の検出は周期的に繰り返される。 [0053] During the communication, the detection of the delay spread is repeated periodically. 従って遅延分散に応じた制御信号は逐次更新される。 Control signal corresponding to the delay dispersion thus is sequentially updated. 検出された遅延分散の大小が変化すると、制御回路250は多値数J及び系統数Kの切替を指示する制御信号を出力する。 When the magnitude of the detected delay spread changes, the control circuit 250 outputs a control signal for instructing the switching of the multi-level number J and the number of systems K. この制御信号は、送信装置50Aを介して第2の通信局に送信される。 The control signal is transmitted to the second communication station via the transmission device 50A. また、制御回路25 In addition, the control circuit 25
0が出力する制御信号は、遅延回路251を介して自局のディジタル受信信号処理ユニット62Bにも印加される。 Control signal 0 is output is also applied to the digital reception signal processing unit 62B of the own station via the delay circuit 251.

【0054】第2の通信局においては、第1の通信局からの制御信号を受信すると、それを制御信号識別回路6 [0054] In the second communication station receives the control signal from the first communication station, the control signal discrimination circuit it 6
5が識別する。 5 identifies. そして、制御信号識別回路65は制御信号をディジタル送信信号処理ユニット51Bに印加して、その多値数J及び系統数Kが、第1の通信局と一致するように制御する。 The control signal discrimination circuit 65 applies a control signal to a digital transmission signal processing unit 51B, the multi-level number J and line number K is controlled so as to coincide with the first communication station. 第1の通信局で制御回路250が制御信号を生成してから第2の通信局の多値数J及び系統数Kが切り替わるまでにはある程度の時間遅れが発生する。 The from the control circuit 250 in the first communication station generates a control signal to the multi-level number J and the system number K of the second communication station is switched some time delay occurs. 第1の通信局と第2の通信局の多値数J及び系統数Kの切り替わりのタイミングがずれるのを防止するために、遅延回路251はディジタル受信信号処理ユニット62Bに印加する制御信号の出力を少なくとも所定時間遅らせる。 In order to prevent first of timing of switching of the multi-level number J and the system number K of the communication station and the second communication station is displaced, the delay circuit 251 of the control signal applied to the digital reception signal processing unit 62B outputs a delay at least a predetermined time.

【0055】ここでは、遅延分散が閾値より大きい場合に制御信号は1になり、遅延分散が閾値以下の場合には制御信号は0になるものとする。 [0055] Here, the control signal when the delay dispersion is greater than the threshold value becomes 1, if: the delay dispersion threshold control signal is assumed to be 0. 送信装置50Bの動作について、図4を参照して説明する。 The operation of the transmission device 50B, will be described with reference to FIG. ディジタル送信信号処理ユニット51Bに入力される入力データは、直並列変換回路100により(2+2)ビット×4系列の並列データに変換され、多値数可変変調回路201〜20 Input data input to a digital transmission signal processing unit 51B is converted by the serial-parallel conversion circuit 100 (2 + 2) to the parallel data bits × 4 series, the multi-level number variable modulation circuit 201-20
4に入力される。 4 is input to.

【0056】多値数可変変調回路201〜204は、制御信号が1の場合には16QAM変調を行う。 [0056] multi-level number variable modulation circuit 201 to 204, performs the 16QAM modulation when the control signal is 1. すなわち、入力データを4ビット並列データとして扱い、この4ビット並列データで16QAM変調された複素変調信号を出力する。 That treats the input data as 4-bit parallel data, and outputs a complex modulated signal 16QAM modulation in this 4-bit parallel data. この場合、得られた複素変調信号は多値数可変変調回路201〜204内でそれぞれ2系統に分岐されて出力される。 In this case, the complex modulated signal obtained is output is branched into each of two lines in the multi-level number variable modulation circuit 201-204.

【0057】一方、制御信号が0の場合には、多値数可変変調回路201〜204はQPSK変調を行う。 Meanwhile, when the control signal is 0, the multi-level number variable modulation circuit 201 to 204 performs the QPSK modulation. すなわち、入力データを2系統の2ビット並列データとして扱い、2ビット並列データでQPSK変調された2系統の複素変調信号を出力する。 That treats the input data as 2-bit parallel data of two systems, and outputs the complex modulated signal of two systems that are QPSK modulated with 2-bit parallel data. 多値数可変変調回路201 Multilevel value variable modulation circuit 201
〜204が出力する複素変調信号は、逆FFT回路10 Complex modulation signal to 204 outputs the inverse FFT circuit 10
5に入力される。 5 is input to.

【0058】逆FFT回路105のそれぞれの出力端子には、互いに直交関係にある8種類の搬送波を16QA [0058] Each output terminal of the inverse FFT circuit 105, 16QA the eight carriers are orthogonal to each other
M変調又はQPSK変調した信号の時間波形が得られる。 Time waveform of M modulation or QPSK modulated signal is obtained. これらの信号は、並直列変換回路106によって時系列の複素直列データに変換される。 These signals are converted into a complex serial data in time series by the parallel-serial conversion circuit 106. 並直列変換回路1 Parallel-to-serial conversion circuit 1
06はガードインターバルの挿入機能を備えている。 06 is provided with the insertion of the guard interval. ガードインターバルでは、時間波形を一定区間繰り返す。 In the guard interval, repeat the time waveform certain section.

【0059】並直列変換回路106が出力する信号は、 [0059] signal parallel-to-serial conversion circuit 106 is outputted,
D/A変換器107,108によってアナログ信号に変換された後、直交変調器109により所望の無線周波数に周波数変換され、アンテナ110から送信される。 After being converted into an analog signal by a D / A converter 107 is frequency converted to a desired radio frequency by the orthogonal modulator 109 and transmitted from antenna 110. 次に受信装置60Aについて説明する。 Next will be described the receiving apparatus 60A. アンテナ111で受信された信号は、第1の実施の形態と同様に、直交検波器112によりベースバンドに周波数変換され、さらにA/D変換器113,114によって量子化される(図2参照)。 Signal received by the antenna 111, like the first embodiment, are frequency-converted to baseband by a quadrature detector 112, is further quantized by the A / D converter 113 and 114 (see FIG. 2) .

【0060】量子化された信号は、図5に示す直並列変換回路115に入力され、8系統の並列データに変換される。 [0060] quantized signal is input to the serial-parallel conversion circuit 115 shown in FIG. 5, is converted into parallel data of 8 lines. 直並列変換回路115から出力される8系統の並列データは、FFT回路116に入力されてフーリエ変換される。 Parallel data of 8 lines output from the serial-parallel conversion circuit 115 is Fourier transformed is inputted to the FFT circuit 116. FFT回路116におけるサンプリング周波数及びFFTのポイント数は、図4の送信装置の逆FF Number of points of sampling frequency and the FFT in the FFT circuit 116, inverse FF of the transmitter of FIG. 4
T回路105におけるサンプリング周波数fs及びFF The sampling frequency fs and FF in T circuit 105
Tのポイント数Nsと同一に定めてある。 T are defined the same as the number of points Ns of.

【0061】従って、FFT回路116の出力には、周波数間隔が(fs/Ns)の各搬送波の複素振幅、すなわち、送信装置で生成された各搬送波成分の複素振幅の信号が得られる。 [0061] Therefore, the output of the FFT circuit 116, the complex amplitude of each carrier frequency interval (fs / Ns), i.e., the signal of the complex amplitude of each carrier components generated by the transmitting apparatus is obtained. FFT回路116が出力する8系統の信号は、多値数可変復調回路217〜224によってそれぞれ復調される。 8 lines of the signal FFT circuit 116 outputs is demodulated respectively by the multi-level number variable demodulation circuit 217-224.

【0062】制御信号が1の場合には、多値数可変復調回路217〜224は16QAM復調を実施する。 [0062] When the control signal is 1, the multi-level number variable demodulation circuit 217 to 224 is performed a 16QAM demodulation. 多値数可変復調回路217〜224が出力する8系統の信号は、送信された変調信号の区分に応じて2系統ずつ4組に区分されて、ダイバーシチ合成回路225〜228に入力される。 8 lines of the signal output by the multi-value variable demodulation circuit 217 to 224 is partitioned into two by two system 4 sets in accordance with the classification of the transmitted modulated signals are input to diversity combining circuit 225 to 228. 8個の多値数可変復調回路217〜224 Eight multilevel value variable demodulation circuit 217 to 224
は、処理する信号の搬送波周波数に応じて予め4組に区分されている。 It is divided in advance four sets depending on the carrier frequency of the processed signal. すなわち、多値数可変復調回路217及び218は第1組に区分され、多値数可変復調回路21 That is, the multi-level number variable demodulation circuit 217 and 218 is divided into a first set, the multi-level number variable demodulation circuit 21
9及び220は第2組に区分され、多値数可変復調回路221及び222は第3組に区分され、多値数可変復調回路223及び224は第4組に区分されている。 9 and 220 are divided into a second set, the multi-level number variable demodulation circuit 221 and 222 is divided into a third set, the multi-level number variable demodulation circuit 223 and 224 is divided into fourth set.

【0063】第1組に区分された多値数可変復調回路2 [0063] multi-value number is divided into a first set variable demodulation circuit 2
17及び218は、送信装置の逆FFT回路105における信号S11及びS12の各搬送波周波数に対応づけられている。 17 and 218 are associated with each carrier frequency of the signals S11 and S12 in the inverse FFT circuit 105 of the transmitting device. 同様に、第2組に区分された多値数可変復調回路219及び220は信号S21及びS22の各搬送波周波数に対応づけられ、第3組に区分された多値数可変復調回路221及び222は、信号S31及びS3 Similarly, the multi-level number variable demodulation circuit 219 and 220 is divided into a second set is associated with each carrier frequency of the signals S21 and S22, the multi-level number variable demodulation circuit 221 and 222 is divided into a third set is , signal S31 and S3
2の各搬送波周波数に対応づけられ、第4組に区分された多値数可変復調回路223及び224は信号S41及びS42の各搬送波周波数に対応づけられている。 Associated with each carrier frequency of 2, the multi-level number variable demodulation circuit 223 and 224 is divided into fourth set are associated with each carrier frequency of the signal S41 and S42.

【0064】つまり、多値数可変復調回路217,21 [0064] That is, the multi-level number variable demodulation circuit 217,21
8,219,220,221,222,223及び22 8,219,220,221,222,223 and 22
4は、それぞれ信号S11,S12,S21,S22, 4, each signal S11, S12, S21, S22,
S31,S32,S41及びS42を復調する。 S31, S32, demodulates the S41 and S42. 第1組に区分された多値数可変復調回路217及び218が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路225に入力され、第2組に区分された多値数可変復調回路219 Two signals to the multi-level number variable demodulation circuit 217 and 218 which are divided into a first set outputs are input to diversity combining circuit 225, multi-value number which is divided into a second set variable demodulation circuit 219
及び220が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路226に入力され、第3組に区分された多値数可変復調回路221及び222が出力する2系統の信号はダイバーシチ合成回路227に入力され、第4組に区分された多値数可変復調回路223及び224が出力する2 And two systems of signals 220 output is input to the diversity synthesizing circuit 226, two signals that multilevel value variable demodulation circuit 221 and 222 is divided into a third set outputs are input to diversity combining circuit 227, 2 multi-level number variable demodulation circuit 223 and 224 is divided into fourth set outputs
系統の信号はダイバーシチ合成回路228に入力される。 Signal lines are input to diversity combining circuit 228.

【0065】ダイバーシチ合成回路225〜228はそれぞれ入力された2系統の信号を最大比合成した信号を出力する。 [0065] Diversity combining circuit 225 to 228 outputs a maximum ratio combined signal of signals of two systems are input. ダイバーシチ合成回路225〜228が出力する信号は、それぞれ識別回路237〜240によって4ビットのデータに識別される。 Signal diversity combining circuit 225 to 228 outputs is identified by the respective identification circuits 237-240 into 4-bit data. つまり、4系列の4ビットデータが識別回路237〜240の出力に得られる。 That is, 4-bit data of the 4 sequences are obtained at the output of the identification circuit 237-240.

【0066】一方、制御信号が0の場合には、多値数可変復調回路217〜224は入力信号に対してQPSK [0066] On the other hand, when the control signal is 0, QPSK multi-valued number variable demodulation circuit 217 to 224 is the input signal
復調を行う。 It performs demodulation. この場合には、多値数可変復調回路217 In this case, the multi-level number variable demodulation circuit 217
〜224が出力する信号は、それぞれ識別回路229〜 Signal to 224 are outputted, respectively identifying circuit 229~
237によって2ビットのデータに識別される。 237 by the identified 2-bit data. つまり、識別回路229〜237の出力には8系列の2ビットデータが得られる。 In other words, two-bit data of the 8 series is obtained at the output of the identification circuit 229-237.

【0067】このようにして生成される4系列の4ビットデータ及び8系列の2ビットデータが切替回路241 [0067] 2-bit data of the 4-bit data and the 8 series of 4 sequences generated in this way switching circuit 241
〜248に入力される。 Is input to the ~248. 切替回路241〜248は、入力される制御信号の値が1の場合には4系列の4ビットデータを並直列変換回路133に出力し、制御信号の値が0の場合には8系列の2ビットデータを並直列変換回路133に出力する。 Switching circuit 241 to 248 outputs the 4-bit data of the 4 series to the parallel-serial conversion circuit 133 when the value of the control signal to be input is 1, the value of the control signal is 8-series in the case of 0 2 outputs bit data to the parallel-serial conversion circuit 133.

【0068】並直列変換回路133は、入力される4系列の4ビットデータ又は8系列の2ビットデータを直列データに変換して出力する。 [0068] parallel-to-serial conversion circuit 133, a 2-bit data of the 4-bit data or 8 series of 4 sequence input is converted into serial data and outputs. 多値数可変変調回路201 Multilevel value variable modulation circuit 201
及び多値数可変復調回路217は、図6に示すように構成されている。 And multilevel value variable demodulation circuit 217 is configured as shown in FIG. 多値数可変変調回路202〜204の構成は多値数可変変調回路201と同一であり、多値数可変復調回路218〜224の構成は多値数可変復調回路217と同一である。 Configuration of a multilevel variable number modulation circuit 202 to 204 is the same as the multi-level number variable modulation circuit 201, the configuration of the multi-level number variable demodulation circuit 218-224 is the same as the multi-level number variable demodulation circuit 217.

【0069】図6を参照すると、多値数可変変調回路2 [0069] With reference to FIG. 6, the multi-level number variable modulation circuit 2
01は16QAM変調回路81,QPSK変調回路8 01 16QAM modulation circuit 81, QPSK modulation circuit 8
2,83,選択回路84及び85で構成されている。 2,83, and a selection circuit 84 and 85. 多値数可変変調回路201に入力される4ビットデータは、16QAM変調回路81に入力される。 4-bit data input to the multi-level number variable modulation circuit 201 is input to the 16QAM modulation circuit 81. また、多値数可変変調回路201に入力される4ビットデータは、 Further, 4-bit data input to the multi-level number variable modulation circuit 201,
上位2ビットと下位2ビットとに区分され、上位2ビットの信号はQPSK変調回路82に入力され、下位2ビットの信号はQPSK変調回路83に入力される。 Are divided into higher 2 bits and the lower 2 bits, the signal of upper two bits are inputted to the QPSK modulation circuit 82, the lower two bits of the signal is input to the QPSK modulation circuit 83.

【0070】選択回路84及び85は、制御信号に応じて、16QAM変調回路81で変調された信号とQPS [0070] Selection circuit 84 and 85, in accordance with the control signal, signals and QPS modulated by 16QAM modulation circuit 81
K変調回路82,83で変調された信号との何れか一方を選択して出力する。 Select one of the modulated signal and outputs a K modulation circuit 82 and 83. 多値数可変復調回路217は、1 Multilevel value variable demodulation circuit 217, 1
6QAM復調回路91,QPSK復調回路92及び選択回路93で構成されている。 Is composed of 6QAM demodulation circuit 91, QPSK demodulator circuit 92 and the selection circuit 93. 多値数可変復調回路217 Multilevel value variable demodulation circuit 217
に入力される信号は16QAM復調回路91及びQPS Signal input to the 16QAM demodulator 91 and QPS
K復調回路92にそれぞれ入力される。 It is input to the K demodulation circuit 92. 選択回路93 Selection circuit 93
は、制御信号に応じて、16QAM復調回路91からの信号とQPSK復調回路92からの信号との何れか一方を選択して出力する。 In response to the control signal, and selects and outputs one of the signals from the signal and QPSK demodulation circuit 92 from the 16QAM demodulator 91.

【0071】なお、多値数可変変調回路201〜204 [0071] In addition, the multi-level number of variable modulation circuit 201 to 204
及び多値数可変復調回路217〜224の構成については、必要に応じて変更してもよい。 And the configuration of the multi-level number variable demodulation circuit 217 to 224, may be changed as needed. 特に、この形態では16QAM変調とQPSK変調とを切り替える場合を説明したが、例えば64QAM変調と16QAM変調とを切り替えるように変更することも可能である。 In particular, a case has been described of switching between 16QAM modulation and QPSK modulation in this embodiment, for example, can be changed to switch between 64QAM modulation and 16QAM modulation.

【0072】(第3の実施の形態)この形態の直交周波数多重通信装置の主要部の構成を図7に示す。 [0072] (Third Embodiment) showing a configuration of a main portion of the OFDM communication apparatus of this embodiment in FIG. 図7に示した部分以外の構成については、第1の実施の形態と同一である。 The configuration other than the portion shown in FIG. 7, is the same as the first embodiment. この形態は請求項3に対応する。 This embodiment corresponds to claim 3. この形態では、請求項3の前記遅延分散検出手段,レベル検出手段及び演算手段は、それぞれ遅延分散検出回路249B, In this embodiment, the delay dispersion detection means of claim 3, level detecting means and computing means, the delay dispersion detection circuit 249B,
レベル検出回路311〜318及び演算回路321に対応する。 Corresponding to the level detection circuit 311 to 318 and the ALU 321.

【0073】図7に示すように遅延分散検出回路249 [0073] delay spread detection circuit 249 as shown in FIG. 7
Bには8個のレベル検出回路311〜318と演算回路321が備わっている。 Arithmetic circuit 321 and the eight-level detecting circuit 311 to 318 is provided in the B. 図7に示す遅延分散検出回路2 Delay spread detection circuit 2 shown in FIG. 7
49Bは、第2の実施の形態における遅延分散検出回路249と同一の機能を果たすものである。 49B is performs the same function as that of the delay spread detection circuit 249 in the second embodiment. 但し、遅延分散検出回路249Bは受信装置のディジタル受信信号処理ユニット62BにおけるFFT回路116の出力信号を監視して受信信号の遅延分散を検出する。 However, the delay spread detection circuit 249B detects the delay dispersion of the monitors received signal the output signal of the FFT circuit 116 in the digital reception signal processing unit 62B of the receiver.

【0074】レベル検出回路311〜318は、FFT [0074] The level detection circuit 311-318 is, FFT
回路116が出力する8系統の信号の搬送波のレベルをそれぞれ監視する。 Monitoring the level of the carrier wave of eight systems of the signal circuit 116 outputs, respectively. レベル検出回路311〜318が検出した8系統の信号の各々の搬送波レベルを示す信号が、演算回路321に入力される。 Signal indicating the respective carrier level of the level detection circuit 311 to 318 is eight systems of signal detected is input to the arithmetic circuit 321. 演算回路321は、 Arithmetic circuit 321,
入力される信号から、8系統の信号の搬送波レベルの分散を算出する。 From the signal to be inputted to calculate the carrier level of the variance of the eight systems of signals. 受信した信号の遅延分散が小さい場合には8系統の信号の搬送波レベルが均一になるが、遅延分散が大きいと8系統の信号の搬送波レベルは不均一になる。 While the carrier level of the received signal 8 strains of signal when the delay dispersion is small is uniform, the carrier level of the 8 strains of the signal delay dispersion is large becomes uneven. 従って、演算回路321が算出する8系統の信号の搬送波レベルの分散は受信信号の遅延分散の大きさに応じた値を示す。 Thus, the dispersion of the carrier level of the eight systems of the signal arithmetic circuit 321 calculates indicates a value corresponding to the magnitude of the delay dispersion of the received signal.

【0075】演算回路321は、検出した遅延分散の値を予め定めた閾値と比較して、遅延分散の大小を2値的に識別する。 [0075] calculation circuit 321 compares the determined value of the detected delay spread in advance threshold, the magnitude of the delay dispersion binary identifies. この識別の結果が制御信号として出力される。 The result of identification is output as a control signal. この制御信号は、図3に示す制御回路250に印加される。 This control signal is applied to the control circuit 250 shown in FIG. 演算回路321は、遅延分散の検出を周期的に実施するので、通信回線の状態の変化に対応して、制御信号は逐次更新される。 Arithmetic circuit 321, since performing the detection of the delay spread periodically, in response to changes in the state of communication line, the control signal is sequentially updated.

【0076】この形態においては、8系統の信号の搬送波レベルの分散から受信信号の遅延分散を求めているが、別の方法を用いても遅延分散を検出できる。 [0076] In this embodiment, although seeking delay dispersion of the received signal from the carrier level of the variance of the eight systems of the signal, it is possible to detect the delay dispersion also using another method. 例えば、複数の信号の搬送波レベルの最大値と最小値との差分の大きさから遅延分散を求めてもよい。 For example, it may be obtained delay variance from the magnitude of the difference between the maximum value and the minimum value of the carrier level of the plurality of signals.

【0077】 [0077]

【発明の効果】以上説明したように、請求項1の発明によれば、周波数選択性フェージングが生じる通信回線を利用する場合においても、高い伝送品質を低い受信信号電力で実現でき、しかも周波数利用効率が低下しない直交周波数多重通信装置が実現される。 As described in the foregoing, according to the first aspect of the present invention, even in the case of using the communication line frequency selective fading occurs, can achieve high transmission quality at a lower received signal power, yet the frequency utilization efficiency is not lowered OFDM communication device can be realized.

【0078】また、請求項2の発明によれば、遅延分散の大小とは無関係に良好な通信品質が維持される。 [0078] According to the invention of claim 2, independently of good communication quality to the magnitude of the delay dispersion is maintained. 更に、請求項3の発明によれば、遅延分散の検出のために特別な信号を送出する必要がないので、伝送効率の低下を回避できる。 Further, according to the third aspect of the present invention, there is no need to send a special signal for the detection of the delay dispersion, it can avoid deterioration of transmission efficiency. 請求項4の発明によれば、遅延分散検出手段の検出結果に応じて多値数J及び系統数Kを切り替えるときに、一方の通信装置から通信相手の通信装置に特別な制御信号を送出するので、双方の多値数J及び系統数Kを一致させるのが容易である。 According to the invention of claim 4, when switching the multi-level number J and line number K in accordance with the detection result of the delay spread detection means, sends a special control signal from one communication device to the communication device of the communication partner since, it is easy to match the multi-level number J and the system number K of both.

【0079】請求項5の発明によれば、遅延手段を用いて、自局の送信装置及び受信装置に印加する制御信号を遅らせるので、互いに通信する通信装置の多値数J及び系統数Kの切替タイミングを同期させることができる。 [0079] According to the invention of claim 5, by using the delay means, since delaying the control signal applied to the transmitter and receiver of its own station, the multi-level number J and the system number K of the communication devices that communicate with each other it is possible to synchronize the switching timing.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】第1の実施の形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。 1 is a block diagram showing a configuration example of a transmitting apparatus of the first embodiment.

【図2】第1の実施の形態の受信装置の構成例を示すブロック図である。 2 is a block diagram showing an exemplary configuration of a receiving apparatus of the first embodiment.

【図3】第2の実施の形態の通信装置を用いるシステムの構成例を示すブロック図である。 3 is a block diagram showing a configuration example of a system using the communication apparatus of the second embodiment.

【図4】第2の実施の形態の送信装置の構成例を示すブロック図である。 4 is a block diagram showing a configuration example of a transmitting apparatus of the second embodiment.

【図5】第2の実施の形態のディジタル受信信号処理ユニット62Bの構成例を示すブロック図である。 5 is a block diagram showing a configuration example of a second embodiment of the digital reception signal processing unit 62B.

【図6】多値数可変変調回路201及び多値数可変復調回路217の構成例を示すブロック図である。 6 is a block diagram showing a configuration example of the multi-level number variable modulation circuit 201 and the multi-level number variable demodulation circuit 217.

【図7】第3の実施の形態の主要部の構成を示すブロック図である。 7 is a block diagram showing a configuration of a main part of the third embodiment.

【図8】直交周波数多重通信装置の従来例を示すブロック図である。 8 is a block diagram showing a conventional example of an orthogonal frequency multiplex communication system.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

50A,50B 送信装置 51,51B ディジタル送信信号処理ユニット 52 アナログ送信信号処理ユニット 60A,60B 受信装置 61 アナログ受信信号処理ユニット 62,62B ディジタル受信信号処理ユニット 65 制御信号識別回路 81 16QAM変調回路 82,83 QPSK変調回路 84,85 選択回路 91 16QAM復調回路 92 QPSK復調回路 93 選択回路 100 直並列変換回路 101,102,103,104 16QAM変調回路 105 逆FFT回路 106 並直列変換回路 107,108 D/A変換器 109 直交変調器 110,111 アンテナ 112 直交検波器 113,114 A/D変換器 115 直並列変換回路 116 FFT回路 117,118,119,120 16QAM復調回路 12 50A, 50B transmitting apparatus 51,51B digital transmission signal processing unit 52 the analog transmission signal processing unit 60A, 60B receiving apparatus 61 analog reception signal processing unit 62,62B digital reception signal processing unit 65 the control signal discrimination circuit 81 16QAM modulation circuit 82 and 83 QPSK modulation circuit 84, 85 selecting circuit 91 16QAM demodulation circuit 92 QPSK demodulation circuit 93 selection circuits 100 serial-parallel conversion circuit 101, 102, 103, 104 16QAM modulation circuit 105 inverse FFT circuit 106 parallel-serial converter 107 and 108 D / A converter vessel 109 quadrature modulator 110, 111 antenna 112 the quadrature detector 113 and 114 A / D converter 115 serial-to-parallel conversion circuit 116 FFT circuit 117,118,119,120 16QAM demodulation circuit 12 ,122,123,124 16QAM復調回路 125,126,127,128 ダイバーシチ合成回路 129,130,131,132 識別回路 133 並直列変換回路 201,202,203,204 多値数可変変調回路 217,218,219,220 多値数可変復調回路 221,222,223,224 多値数可変復調回路 225,226,227,228 ダイバーシチ合成回路 229,230,231,232 識別回路 233,234,235,236 識別回路 237,238,239,240 識別回路 241,242,243,244 切替回路 245,246,247,248 切替回路 249 遅延分散検出回路 250 制御回路 251 遅延回路 311,312,313,314 レベル検出回路 315,316 , 122, 123, and 124 16QAM demodulator 125,126,127,128 diversity combining circuit 129,130,131,132 identification circuit 133 parallel-serial conversion circuit 201, 202, 203 and 204 multi-level number variable modulation circuit 217 and 218, 219 and 220 multi-level number variable demodulation circuit 221, 222, 223, 224 multi-level number variable demodulation circuit 225,226,227,228 diversity combining circuit 229,230,231,232 identification circuit 233,234,235,236 identification circuit 237,238,239,240 identification circuit 241, 242, 243, 244 switching circuits 245,246,247,248 switching circuit 249 delay spread detection circuit 250 control circuit 251 delay circuits 311, 312, 313 and 314 level detection circuit 315, 316 317,318 レベル検出回路 321 演算回路 317 and 318 the level detection circuit 321 arithmetic circuit

Claims (5)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 互いの周波数の間隔が1/T(Tは実数)の整数倍に定められた複数のM系統の搬送波を並列に用いる直交周波数多重通信装置において、 変調シンボル周期がT[s]に定められ、1変調シンボルあたりの伝送ビット数を示す多値数がJの変調信号を出力するM以下のK系統の多値変調手段と、 該多値変調手段の出力信号を前記M系統の搬送波の周波数のいずれかに周波数変換するとともに、前記K系統の多値変調手段からの出力信号のうち少なくとも1系統については、1つの出力信号を2以上の搬送波周波数に周波数変換する周波数変換手段とを送信装置に設け、 受信される信号に含まれるM系統の搬送波周波数のそれぞれの信号について復調を行うM系統の多値復調手段と、 該多値復調手段が出力する信号のうち、送 1. A OFDM communication apparatus used in parallel carrier of the plurality of M lines defined in integer multiples of each other interval frequency is 1 / T (T is a real number), the modulation symbol period T [s defined in, and the multi-level modulation means of the following K lines M of multi-level number which indicates the number of transmission bits per modulation symbol and outputs the modulated signal J, the M strain output signal of the multi-level modulation means with frequency conversion to any of the frequency of the carrier wave of said K for at least one channel of the output signal from the multi-level modulation means of the system, frequency conversion means for frequency converting one output signal into two or more carrier frequencies preparative provided to the transmitter, and the multi-level demodulation means of M lines for demodulating each of the signals of the carrier frequency of M lines included in the signal received, among the signals output by the multi-value demodulation means, feeding 装置の同一の多値変調手段に割り当てられた複数の信号を合成するダイバーシチ合成手段とを受信装置に設けたことを特徴とする直交周波数多重通信装置。 Same OFDM communication apparatus characterized by a diversity combining means provided in the reception apparatus for combining a plurality of signals assigned to the multi-level modulation means of the device.
  2. 【請求項2】 請求項1記載の直交周波数多重通信装置において、前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを可変に構成し、送信装置と受信装置との間の無線伝搬路の遅延分散の大きさを検出する遅延分散検出手段と、該遅延分散検出手段の検出結果に応じて前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを制御する制御手段とを設け、 2. A OFDM communication apparatus according to claim 1, wherein the variably configure multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means of the radio propagation path between the transmitter and the receiver a delay dispersion detecting means for detecting the size of the delay spread, and control means for controlling the multi-level number J and the system number K of the multi-level modulation means in accordance with a detection result of the delay spread detection means is provided,
    検出された遅延分散が比較的大きい場合には少なくとも1系統については多値数Jを大きくして、系統数Kを小さくし、検出された遅延分散が比較的小さい場合には少なくとも1系統については多値数Jを小さくして、系統数Kを大きくすることを特徴とする直交周波数多重通信装置。 By increasing the multi-level number J for at least one channel when the detected delay spread is relatively large, to reduce the number of systems K, for at least one channel when the detected delay spread is relatively small by reducing the multi-level number J, OFDM communication apparatus characterized by increasing the number of systems K.
  3. 【請求項3】 請求項2記載の直交周波数多重通信装置において、前記遅延分散検出手段に、受信装置の受信した信号に含まれるM系統の搬送波周波数のそれぞれの成分の受信信号レベルを検出する複数のレベル検出手段と、該レベル検出手段が検出した複数の受信信号レベルに基づいてそれらの不均一性を示す値を求める演算手段とを設けたことを特徴とする直交周波数多重通信装置。 3. A OFDM communication apparatus according to claim 2, wherein a plurality of said delay dispersion detecting unit detects the reception signal level of each component of the carrier frequency of M lines included in the received signal of the receiving device a level detecting means, the OFDM communication apparatus characterized by said level detecting means is provided with calculating means for calculating a value indicating their heterogeneity based on a plurality of received signal level detected.
  4. 【請求項4】 請求項2記載の直交周波数多重通信装置において、前記制御手段は前記遅延分散検出手段の検出結果に応じて、多値数J及び系統数Kの切替を指示する無線信号を送信装置を介して通信相手局の受信装置に送信し、多値数J及び系統数Kの切替を指示する無線信号を受信した受信装置は、受信した無線信号に従って前記多値変調手段の多値数J及び系統数Kを切り替えることを特徴とする直交周波数多重通信装置。 4. A OFDM communication apparatus according to claim 2, wherein the control means transmits a radio signal in accordance with a detection result of the delay dispersion detecting unit, to instruct the switching of the multi-level number J and line number K through the device transmits to the receiving apparatus of the communication partner station, the receiving device receiving the radio signal for instructing the switching of the multi-level number J and line number K is multi-level number of the multi-level modulation means according to the wireless signal received OFDM communication apparatus characterized by switching the J and line number K.
  5. 【請求項5】 請求項4記載の直交周波数多重通信装置において、多値数J及び系統数Kの切替を指示する前記制御手段からの制御信号を少なくとも所定時間遅らせて自局の送信装置及び受信装置に印加する遅延手段を設けたことを特徴とする直交周波数多重通信装置。 5. The OFDM communication apparatus according to claim 4, transmitter and receiver of the own station a control signal by delaying at least a predetermined time from said control means for instructing the switching of the multi-level number J and line number K OFDM communication apparatus being characterized in that a delay means for applying to the device.
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