JPH11136956A - インバータ - Google Patents
インバータInfo
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- JPH11136956A JPH11136956A JP10233393A JP23339398A JPH11136956A JP H11136956 A JPH11136956 A JP H11136956A JP 10233393 A JP10233393 A JP 10233393A JP 23339398 A JP23339398 A JP 23339398A JP H11136956 A JPH11136956 A JP H11136956A
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- JP
- Japan
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- inverter
- voltage
- bridges
- ground connection
- switching means
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/521—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Bipolar Transistors (AREA)
- Confectionery (AREA)
- Glass Compositions (AREA)
- External Artificial Organs (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】接地接続を通って流れる電流を無害な値まで抑
圧又は減衰させるインバータを得ること。 【解決手段】並列に動作する複数のインバータブリッジ
（Ｂ１,…,Ｂ８）を有し、そしてその出力電圧が合計手
段を介して合計されるインバータ（１５）であって、前
記インバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の各々は、補助
制御電圧によってパルス幅変調で駆動され、そして個々
のインバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の前記補助制御
電圧は、互いの間で一定の位相差を有し、且つ、前記合
計手段（１９）は、接地接続（２４）を通して接地され
るセンタータップを有する。共通モード電流ひずみの効
果的な抑圧は、スイッチング手段（４９）が接地接続
（２４）に設けられることによって達成される。
圧又は減衰させるインバータを得ること。 【解決手段】並列に動作する複数のインバータブリッジ
（Ｂ１,…,Ｂ８）を有し、そしてその出力電圧が合計手
段を介して合計されるインバータ（１５）であって、前
記インバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の各々は、補助
制御電圧によってパルス幅変調で駆動され、そして個々
のインバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の前記補助制御
電圧は、互いの間で一定の位相差を有し、且つ、前記合
計手段（１９）は、接地接続（２４）を通して接地され
るセンタータップを有する。共通モード電流ひずみの効
果的な抑圧は、スイッチング手段（４９）が接地接続
（２４）に設けられることによって達成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワーエレクトロ
ニクスの分野に関する。本発明は、同じＤＣ電圧中間回
路上で並列に動作し、出力電圧は合計手段を介して合計
される複数のインバータブリッジを有するインバータに
関し、このインバータブリッジは、それぞれキャリア信
号に応じてパルス幅変調で駆動され、そして各々のイン
バータブリッジのキャリア信号は、互いの間に一定の位
相差を有し、且つ合計手段は、接地接続を介して接地さ
れるセンタータップを有している。
ニクスの分野に関する。本発明は、同じＤＣ電圧中間回
路上で並列に動作し、出力電圧は合計手段を介して合計
される複数のインバータブリッジを有するインバータに
関し、このインバータブリッジは、それぞれキャリア信
号に応じてパルス幅変調で駆動され、そして各々のイン
バータブリッジのキャリア信号は、互いの間に一定の位
相差を有し、且つ合計手段は、接地接続を介して接地さ
れるセンタータップを有している。
【０００２】
【従来の技術】例えば５０Ｈｚの３相電源システムと単
相１６２／３Ｈｚ鉄道グリッドのような異なる多くの相
数及び／又はＡＣ電圧周波数を有する電源システムを接
続するために、固体結合（ソリッドステート結合）及び
パワー半導体を組み込み、且つしばしばＤＣ電圧中間回
路を有するコンバータとして設計されている鉄道の電力
コンバータの利用が増大している。図１によれば、この
ような鉄道の電力コンバータ１０は、例えばトランス１
２を介して３相の電源システムから３相の電流を取り出
し、それを直流に変換する（サイリスタを装備した）コ
ンバータ１３、平滑及び／又はバッファ記憶装置用のＤ
Ｃ（直流）電圧中間回路１４、及び直流電流を所望の周
波数の交流に逆変換し、それを鉄道グリッド１６へ供給
するインバータ１５を有する。
相１６２／３Ｈｚ鉄道グリッドのような異なる多くの相
数及び／又はＡＣ電圧周波数を有する電源システムを接
続するために、固体結合（ソリッドステート結合）及び
パワー半導体を組み込み、且つしばしばＤＣ電圧中間回
路を有するコンバータとして設計されている鉄道の電力
コンバータの利用が増大している。図１によれば、この
ような鉄道の電力コンバータ１０は、例えばトランス１
２を介して３相の電源システムから３相の電流を取り出
し、それを直流に変換する（サイリスタを装備した）コ
ンバータ１３、平滑及び／又はバッファ記憶装置用のＤ
Ｃ（直流）電圧中間回路１４、及び直流電流を所望の周
波数の交流に逆変換し、それを鉄道グリッド１６へ供給
するインバータ１５を有する。
【０００３】このインバータ１５には、スイッチ可能な
バルブ（例えば、ＧＴＯｓ）と共に並列作動する１つ以
上のインバータブリッジが通常用いられる。これらのイ
ンバータブリッジは、パルス幅変調で駆動され、交互の
極性の幅変調された矩形波パルスのシーケンスによって
所望の正弦波出力電圧を近似するようになっている。こ
の場合、通常三角波の補助制御電圧がパルス幅変調用に
用いられる。駆動についての詳細は、例えば、本件出願
人の、「Solid-state 100 MW frequency coupling Brem
en」の抜粋に示されている。もし、複数のインバータブ
リッジを並列に動作するならば、出力電圧は合算され
る。高調波の内容の減少が、フェーズシフトされた状態
で補助制御電圧を介して個々のインバータブリッジを駆
動することによって達成される。
バルブ（例えば、ＧＴＯｓ）と共に並列作動する１つ以
上のインバータブリッジが通常用いられる。これらのイ
ンバータブリッジは、パルス幅変調で駆動され、交互の
極性の幅変調された矩形波パルスのシーケンスによって
所望の正弦波出力電圧を近似するようになっている。こ
の場合、通常三角波の補助制御電圧がパルス幅変調用に
用いられる。駆動についての詳細は、例えば、本件出願
人の、「Solid-state 100 MW frequency coupling Brem
en」の抜粋に示されている。もし、複数のインバータブ
リッジを並列に動作するならば、出力電圧は合算され
る。高調波の内容の減少が、フェーズシフトされた状態
で補助制御電圧を介して個々のインバータブリッジを駆
動することによって達成される。
【０００４】インバータ１５の構造の一例が、図２に示
されている。この例のインバータ１５は、並列に動作す
る８つのインバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８を有し
ており、入力にある並列のそれぞれのキャパシタＣ１,
Ｃ２，…,Ｃ８によってＤＣ電圧中間回路１４からくる
入力ライン１７,１８に接続されている。トランス１９
がインバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８の出力電圧を
合計するために設けられており、トランスは、インバー
タブリッジＢ１,Ｂ２…,Ｂ８の各々に対して一次巻線Ｐ
１,Ｐ２，…,Ｐ８と二次巻線Ｓ１,Ｓ２，…,Ｓ８を有す
る。インバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８の出力は、
それぞれ対応する一次巻線Ｐ１,Ｐ２，…,Ｐ８に接続さ
れる；二次巻線Ｓ１,Ｓ２，…,Ｓ８は、直列に接続され
ている。合計された出力信号は出力ライン２０,２１上
で利用可能である。高調波を抑圧するために、トランス
１９には、直列に接続され、対応するフィルタ回路２５
（この点に関しては、例えばEP−B1‐0 149 169を参照
されたい）によってダンプされる三次巻線Ｔ１,Ｔ２，
…,Ｔ８が更に設けられる。インバータブリッジＢ１,Ｂ
２，…,Ｂ８のための幅変調され、位相シフトされたパ
ルス列の例を図3に示す。トランス１９におけて、個々
のパルスト列を合計することにより、結果的にそれらか
ら得られる合計電圧ＵBiを図４に示す。
されている。この例のインバータ１５は、並列に動作す
る８つのインバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８を有し
ており、入力にある並列のそれぞれのキャパシタＣ１,
Ｃ２，…,Ｃ８によってＤＣ電圧中間回路１４からくる
入力ライン１７,１８に接続されている。トランス１９
がインバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８の出力電圧を
合計するために設けられており、トランスは、インバー
タブリッジＢ１,Ｂ２…,Ｂ８の各々に対して一次巻線Ｐ
１,Ｐ２，…,Ｐ８と二次巻線Ｓ１,Ｓ２，…,Ｓ８を有す
る。インバータブリッジＢ１,Ｂ２，…,Ｂ８の出力は、
それぞれ対応する一次巻線Ｐ１,Ｐ２，…,Ｐ８に接続さ
れる；二次巻線Ｓ１,Ｓ２，…,Ｓ８は、直列に接続され
ている。合計された出力信号は出力ライン２０,２１上
で利用可能である。高調波を抑圧するために、トランス
１９には、直列に接続され、対応するフィルタ回路２５
（この点に関しては、例えばEP−B1‐0 149 169を参照
されたい）によってダンプされる三次巻線Ｔ１,Ｔ２，
…,Ｔ８が更に設けられる。インバータブリッジＢ１,Ｂ
２，…,Ｂ８のための幅変調され、位相シフトされたパ
ルス列の例を図3に示す。トランス１９におけて、個々
のパルスト列を合計することにより、結果的にそれらか
ら得られる合計電圧ＵBiを図４に示す。
【０００５】図２に示す型のインバータは、もし（若干
の鉄道グリッドにおいて必要なように）インバータ１５
のトランス１９のセンタータップを、接地接続２４及び
抵抗２２によって（または、抵抗を使用せずに、すなわ
ち「ハード」な手法で）接地すれば問題が生じる。これ
らの問題を、図５乃至図８に示す等価回路を参照して説
明する。電源コンバータ（Voltage Source Converter:
ＶＳＣ）として動作するインバータは、原理的に（図
５）電源２６によって表わすことができ、この電源２６
は電圧ＵBiを有し、インピーダンス２７,２８,２９によ
って形成される回路を通して対応する電流ｉBiを供給す
る。値Ｚ1及びＺ2をそれぞれ有するインピーダンス２７
と２８はトランス１９を表わし、値Ｚ3を有するインピ
ーダンスは２９はフィルタ回路２５を表わしている。鉄
道グリッド１６は、インピーダンス３０（Ｚ4）及び電
源３１による等価回路で表わされる。
の鉄道グリッドにおいて必要なように）インバータ１５
のトランス１９のセンタータップを、接地接続２４及び
抵抗２２によって（または、抵抗を使用せずに、すなわ
ち「ハード」な手法で）接地すれば問題が生じる。これ
らの問題を、図５乃至図８に示す等価回路を参照して説
明する。電源コンバータ（Voltage Source Converter:
ＶＳＣ）として動作するインバータは、原理的に（図
５）電源２６によって表わすことができ、この電源２６
は電圧ＵBiを有し、インピーダンス２７,２８,２９によ
って形成される回路を通して対応する電流ｉBiを供給す
る。値Ｚ1及びＺ2をそれぞれ有するインピーダンス２７
と２８はトランス１９を表わし、値Ｚ3を有するインピ
ーダンスは２９はフィルタ回路２５を表わしている。鉄
道グリッド１６は、インピーダンス３０（Ｚ4）及び電
源３１による等価回路で表わされる。
【０００６】トランス１９のセンタータップ２３を接地
（抵抗２２によって）した結果、図５のＶＳＣの等価回
路は、図６に示す等価回路に変換することができる。こ
の場合電源２６は、部分電圧ＵBi.aおよびＵBi.bを有す
る２つの電源３２および３３に分割される。即ち、 （１） ＵBi＝ＵBi.a−ＵBi.b トランス１９のインピーダンス２７及び２８は、図６に
おいてはインピーダンス３４と３９、及び３５と４０に
それぞれ分割されており、各々は元のインピーダンス値
の半分、即ちＺ1／２およびＺ2／２を有している。値Ｚ
３を有するインピーダンス２９はそのままであるのに対
して、鉄道グリッド１６のインピーダンス３０および電
源３１は同様にインピーダンス３６と４１（各々の値は
Ｚ4／２）および電源４２と４３にそれぞれ分割され
る。トランス１９のセンタータップ２３を介しての接地
は、図６においては値ＲEを有する抵抗３７によって表
わされている。
（抵抗２２によって）した結果、図５のＶＳＣの等価回
路は、図６に示す等価回路に変換することができる。こ
の場合電源２６は、部分電圧ＵBi.aおよびＵBi.bを有す
る２つの電源３２および３３に分割される。即ち、 （１） ＵBi＝ＵBi.a−ＵBi.b トランス１９のインピーダンス２７及び２８は、図６に
おいてはインピーダンス３４と３９、及び３５と４０に
それぞれ分割されており、各々は元のインピーダンス値
の半分、即ちＺ1／２およびＺ2／２を有している。値Ｚ
３を有するインピーダンス２９はそのままであるのに対
して、鉄道グリッド１６のインピーダンス３０および電
源３１は同様にインピーダンス３６と４１（各々の値は
Ｚ4／２）および電源４２と４３にそれぞれ分割され
る。トランス１９のセンタータップ２３を介しての接地
は、図６においては値ＲEを有する抵抗３７によって表
わされている。
【０００７】モード分解の概念によれば、図６の等価回
路は重畳された２つのサブシステム、即ち共通モードシ
ステム及び作動モードシステムに分解することができ
る。次いで重畳された２つのサブシステムを互いに別々
に処理し、解析の終わりに得られた電流および電圧を単
に加え合わせるだけで実物理量を得ることができる。Ｖ
ＳＣの上側半分の共通モードシステムでの等価回路を図
７に示す。既知のインピーダンス３４,３５、及び３６
の他に、回路は抵抗４５と４６を含み、これらの各抵抗
の大きさは、それぞれ接地用抵抗３７と３８の２倍であ
る。電源４４は、電圧ＶBi,CMを出力し、これは回路を
通して電流ｉBi,CMを流す。ＶＳＣの上側半分の差動モ
ードシステムでの等価回路を図８に示す。既知のインピ
ーダンス３４,３５及び３６の他に、インピーダンス４
８が存在しており、これはフィル回路２５を表わしてい
る。電源４７、は電圧ＵBi,Dを出力し、これは、回路を
通して電流ｉBi,Dを流す。 （２） ＵBi,a＝ＵBi,CM＋ＵBi,D、 （３） ＵBi,b＝ＵBi,CM−ＵBi,D、また （４） ｉBi＝ｉBi,CM＋ｉBi,D、及び （５） ｉE＝２*ｉBi,CM 図５乃至図８、および式（１）乃至（５）から、共通モ
ード電圧ＵBi,CMは、接地抵抗３７と３８だけを通って
流れることができる共通モード電流ｉBi,CMを流すの
で、望ましくないことが直ちに理解されよう。共通モー
ド電流ｉBi,CMのレベルは、主として、トランス１９の
インピーダンスＺ1とＺ2によって制限される。共通モー
ド電流ｉBi,CMは、２つの不都合な効果を有している。
即ち、−それは、ローカル接地抵抗２２又は３７内と、
懸隔接地抵抗３８内とにかなりの損失をもたらす。実プ
ラント（ほぼ５０ＭＷ）のシミュレーションによれば、
接地抵抗２２（ＲＥの名目抵抗＝３３４オーム）内の損
失は、ほぼ５０ｋＷにも達し、したがって許容できない
ほどの大きさである。−鉄道グリッド（例えば、１３８
ｋＶグリッド）では、隣接通信設備に妨害をもたらす。
路は重畳された２つのサブシステム、即ち共通モードシ
ステム及び作動モードシステムに分解することができ
る。次いで重畳された２つのサブシステムを互いに別々
に処理し、解析の終わりに得られた電流および電圧を単
に加え合わせるだけで実物理量を得ることができる。Ｖ
ＳＣの上側半分の共通モードシステムでの等価回路を図
７に示す。既知のインピーダンス３４,３５、及び３６
の他に、回路は抵抗４５と４６を含み、これらの各抵抗
の大きさは、それぞれ接地用抵抗３７と３８の２倍であ
る。電源４４は、電圧ＶBi,CMを出力し、これは回路を
通して電流ｉBi,CMを流す。ＶＳＣの上側半分の差動モ
ードシステムでの等価回路を図８に示す。既知のインピ
ーダンス３４,３５及び３６の他に、インピーダンス４
８が存在しており、これはフィル回路２５を表わしてい
る。電源４７、は電圧ＵBi,Dを出力し、これは、回路を
通して電流ｉBi,Dを流す。 （２） ＵBi,a＝ＵBi,CM＋ＵBi,D、 （３） ＵBi,b＝ＵBi,CM−ＵBi,D、また （４） ｉBi＝ｉBi,CM＋ｉBi,D、及び （５） ｉE＝２*ｉBi,CM 図５乃至図８、および式（１）乃至（５）から、共通モ
ード電圧ＵBi,CMは、接地抵抗３７と３８だけを通って
流れることができる共通モード電流ｉBi,CMを流すの
で、望ましくないことが直ちに理解されよう。共通モー
ド電流ｉBi,CMのレベルは、主として、トランス１９の
インピーダンスＺ1とＺ2によって制限される。共通モー
ド電流ｉBi,CMは、２つの不都合な効果を有している。
即ち、−それは、ローカル接地抵抗２２又は３７内と、
懸隔接地抵抗３８内とにかなりの損失をもたらす。実プ
ラント（ほぼ５０ＭＷ）のシミュレーションによれば、
接地抵抗２２（ＲＥの名目抵抗＝３３４オーム）内の損
失は、ほぼ５０ｋＷにも達し、したがって許容できない
ほどの大きさである。−鉄道グリッド（例えば、１３８
ｋＶグリッド）では、隣接通信設備に妨害をもたらす。
【０００８】
【発明の概要】従って、本発明の目的の１つは、接地接
続を通って流れる電流を無害な値まで抑圧又は減衰させ
る新しいＶＳＣインバータを提供することである。導入
部において述べた形式のインバータの場合、その目的
は、接地接続を通して流れる同相の妨害電流及びその妨
害電流と関連する妨害電圧を減衰或いは抑圧するため
に、スイッチング手段が接地接続に直接設けられること
によって達せられる。接地接続におけるこのスイッチン
グ手段の配列は、通常の場合（スイッチング手段が開の
とき）、同相の妨害電流が接地接続を通して流れるのを
妨げることを可能にする。短絡回路の場合、スイッチン
グ手段は閉じられ、その結果短絡回路の電流が接地へ流
れ出る。
続を通って流れる電流を無害な値まで抑圧又は減衰させ
る新しいＶＳＣインバータを提供することである。導入
部において述べた形式のインバータの場合、その目的
は、接地接続を通して流れる同相の妨害電流及びその妨
害電流と関連する妨害電圧を減衰或いは抑圧するため
に、スイッチング手段が接地接続に直接設けられること
によって達せられる。接地接続におけるこのスイッチン
グ手段の配列は、通常の場合（スイッチング手段が開の
とき）、同相の妨害電流が接地接続を通して流れるのを
妨げることを可能にする。短絡回路の場合、スイッチン
グ手段は閉じられ、その結果短絡回路の電流が接地へ流
れ出る。
【０００９】本発明の第１の好適な実施形態は、スイッ
チング手段が飽和できるリアクタとして設計されたイン
ダクタを有するという点に特徴がある。適当な定格を与
えると、インダクタは、センタータップの接地への抵抗
接続が事故の場合に損なわれることなく、共通モード電
流に対する高インピーダンスを構成する。同時に、受働
素子としてのインダクタは、簡単であり、その機能に信
頼性がある。通常動作の場合、簡単なインダクタは、い
かなる問題もなくそこから生じる要件を満足する。しか
し、問題は、鉄道グリッドにおける短絡回路の場合に生
じる。何故ならばインダクタの高インピーダンスは、急
激に上昇する短絡回路電流が接地へ流れのを妨げ、した
がってプラントの他の部分を危険に曝すからである。短
絡回路の場合における減衰機能の取り消しは、インダク
タが飽和できるリアクタとして設計され、その電圧−時
間積分が通常動作の間妨害電圧と妨害電流の予期された
電圧−時間積分と一致される。通常の場合、飽和できる
リアクタは、飽和以下で動作し、接地接続において流れ
る電流を減衰する。短絡回路の場合、飽和できるリアク
タは飽和に達し、短絡回路電流が大きく妨害されずに流
れることができる。
チング手段が飽和できるリアクタとして設計されたイン
ダクタを有するという点に特徴がある。適当な定格を与
えると、インダクタは、センタータップの接地への抵抗
接続が事故の場合に損なわれることなく、共通モード電
流に対する高インピーダンスを構成する。同時に、受働
素子としてのインダクタは、簡単であり、その機能に信
頼性がある。通常動作の場合、簡単なインダクタは、い
かなる問題もなくそこから生じる要件を満足する。しか
し、問題は、鉄道グリッドにおける短絡回路の場合に生
じる。何故ならばインダクタの高インピーダンスは、急
激に上昇する短絡回路電流が接地へ流れのを妨げ、した
がってプラントの他の部分を危険に曝すからである。短
絡回路の場合における減衰機能の取り消しは、インダク
タが飽和できるリアクタとして設計され、その電圧−時
間積分が通常動作の間妨害電圧と妨害電流の予期された
電圧−時間積分と一致される。通常の場合、飽和できる
リアクタは、飽和以下で動作し、接地接続において流れ
る電流を減衰する。短絡回路の場合、飽和できるリアク
タは飽和に達し、短絡回路電流が大きく妨害されずに流
れることができる。
【００１０】本発明の他の好適な実施形態は、スイッチ
ング手段がサイリスタスイッチを有する点で特徴があ
る。通常動作の間、サイリスタスイッチは閉じられ、し
たがって上述の妨害電流が接地接続を通して確かに流れ
ることができないようにする。短絡回路の場合、例えば
２つの逆接続された並列サイリスタを含むサイリスタス
イッチは閉じられ、短絡回路の電流は接地接続を通して
妨害されずに流れることができる。他の実施形態は従属
請求項から導かれる。本発明によるインバータは、ＤＣ
電圧中間回路を有するコンバータ、特に鉄道の電力コン
バータ又は周波数結合に用いられるのが好ましい。
ング手段がサイリスタスイッチを有する点で特徴があ
る。通常動作の間、サイリスタスイッチは閉じられ、し
たがって上述の妨害電流が接地接続を通して確かに流れ
ることができないようにする。短絡回路の場合、例えば
２つの逆接続された並列サイリスタを含むサイリスタス
イッチは閉じられ、短絡回路の電流は接地接続を通して
妨害されずに流れることができる。他の実施形態は従属
請求項から導かれる。本発明によるインバータは、ＤＣ
電圧中間回路を有するコンバータ、特に鉄道の電力コン
バータ又は周波数結合に用いられるのが好ましい。
【００１１】
【実施の形態】図面を参照して、同一の、または対応す
る部品に対しては同一の参照番号を付してある。図９
は、本発明によるインバータの好適な実施の形態を示
す。図９のインバータは、図２のインバータと本質的に
類似の構造を有している。トランス１９の３次巻線及び
関連したフィルタ回路２５は簡単のためにここでは省略
されている。トランスのセンタータップから抵抗２２を
介して接地への導く接地接続には、接地接続における共
通モード電流を減衰又は抑圧するために抵抗２２と直列
接続された飽和可能なリアクタ４９が設けられている。
飽和可能なリアクタ４９の特性は、インバータ１５の通
常（安定状態）動作の場合、８つのインバータブリッジ
Ｂ１,Ｂ２，…,Ｂ８の小さな数に比較的高く与えられる
ことができるよきされた同相電流は、大きく減衰される
ように定められる。一方、短絡回路の場合、飽和可能な
リアクタ４９は、飽和状態まで駆動され、短絡回路電流
が大きく妨害されないて通過することができる。その目
的のために、飽和可能なリアクタの電圧−時間積分は、
通常動の間妨害電圧の予期された電圧−時間積分に一致
される。
る部品に対しては同一の参照番号を付してある。図９
は、本発明によるインバータの好適な実施の形態を示
す。図９のインバータは、図２のインバータと本質的に
類似の構造を有している。トランス１９の３次巻線及び
関連したフィルタ回路２５は簡単のためにここでは省略
されている。トランスのセンタータップから抵抗２２を
介して接地への導く接地接続には、接地接続における共
通モード電流を減衰又は抑圧するために抵抗２２と直列
接続された飽和可能なリアクタ４９が設けられている。
飽和可能なリアクタ４９の特性は、インバータ１５の通
常（安定状態）動作の場合、８つのインバータブリッジ
Ｂ１,Ｂ２，…,Ｂ８の小さな数に比較的高く与えられる
ことができるよきされた同相電流は、大きく減衰される
ように定められる。一方、短絡回路の場合、飽和可能な
リアクタ４９は、飽和状態まで駆動され、短絡回路電流
が大きく妨害されないて通過することができる。その目
的のために、飽和可能なリアクタの電圧−時間積分は、
通常動の間妨害電圧の予期された電圧−時間積分に一致
される。
【００１２】既に上述されたように、図１０によると、
用いられたスイッチング手段は、飽和可能なリアクタ４
９に代えて、例えば、２つの並列に逆接続されたサイリ
スタ５０,５１から形成され、通常の場合開かれ、短絡
回路の場合作動されるサイリスタであっても良い。更
に、飽和可能なリアクタ４９が、トランスのセンタータ
ップにおいて「ハード」な形式で接地される、即ち、特
別な接地抵抗２２を持たないインバータに用いられるこ
とも考えられる。例：約５５ＭＶａの送信される定格電
力及び８つのインバータブリッジの数が与えら得ると、
何らの減衰問題もなく、（約４００Ａ）の定格電流の約
３％を満たす共通モード電流のひずみ（共通モード電
流）がある。１００ｋＷの最大電力損失がＲE＝２４０
オームの接地抵抗２２又は３７の両端で消費される。２
Ｈに等しいか、それより大きい不飽和インダクタンスを
有する飽和可能なリアクタ４９を接地接続へ挿入するこ
とによって、電流ひずみを減少することが可能であり、
したがって接地抵抗で消費される電力損失は、５ｋＷよ
り小さくできる。
用いられたスイッチング手段は、飽和可能なリアクタ４
９に代えて、例えば、２つの並列に逆接続されたサイリ
スタ５０,５１から形成され、通常の場合開かれ、短絡
回路の場合作動されるサイリスタであっても良い。更
に、飽和可能なリアクタ４９が、トランスのセンタータ
ップにおいて「ハード」な形式で接地される、即ち、特
別な接地抵抗２２を持たないインバータに用いられるこ
とも考えられる。例：約５５ＭＶａの送信される定格電
力及び８つのインバータブリッジの数が与えら得ると、
何らの減衰問題もなく、（約４００Ａ）の定格電流の約
３％を満たす共通モード電流のひずみ（共通モード電
流）がある。１００ｋＷの最大電力損失がＲE＝２４０
オームの接地抵抗２２又は３７の両端で消費される。２
Ｈに等しいか、それより大きい不飽和インダクタンスを
有する飽和可能なリアクタ４９を接地接続へ挿入するこ
とによって、電流ひずみを減少することが可能であり、
したがって接地抵抗で消費される電力損失は、５ｋＷよ
り小さくできる。
【００１３】本発明は、図９,１０の１相トランスとの
接続について説明されたが、３相のトランスに適用され
ることは言うまでもない。明らかに、以上の教示から、
本発明は多くの変形及び変更が可能である。したがって
特許請求の範囲内で、本発明は上述した以外にも実施可
能である。
接続について説明されたが、３相のトランスに適用され
ることは言うまでもない。明らかに、以上の教示から、
本発明は多くの変形及び変更が可能である。したがって
特許請求の範囲内で、本発明は上述した以外にも実施可
能である。
【図１】鉄道電力コンバータの基本構造を示す図であ
る。
る。
【図２】複数のインバータブリッジが並列に接続され、
トランスの中心点が接地されているような、図１に示す
鉄道電力コンバータに適するインバータのブロック図で
ある。
トランスの中心点が接地されているような、図１に示す
鉄道電力コンバータに適するインバータのブロック図で
ある。
【図３】図２の個々のインバータブリッジのパルス幅変
調された出力パルス列の例を示す図である。
調された出力パルス列の例を示す図である。
【図４】図３の出力パルス列を合計し得られた合計電圧
を示す図である。
を示す図である。
【図５】図２のインバータにおいて、トランスの中心点
を接地しない場合の（鉄道グリッドに接続された）イン
バータの等価回路図である。
を接地しない場合の（鉄道グリッドに接続された）イン
バータの等価回路図である。
【図６】中心点を接地した場合の図５に対応する等価回
路図である。
路図である。
【図７】図６の等価回路から導き出した共通モードサブ
システムの等価回路図である。
システムの等価回路図である。
【図８】図６の等価回路から導き出した作動モードサブ
システムの等価回路図である。
システムの等価回路図である。
【図９】接地ラインに流れる共通モード電流を抑圧する
ためのサイリスタスイッチを有する本発明によるインバ
ータの第１の好適な実施形態を示す。
ためのサイリスタスイッチを有する本発明によるインバ
ータの第１の好適な実施形態を示す。
【図１０】接地ラインに流れる共通モード電流を抑圧す
るためのサイリスタスイッチを有する本発明によるイン
バータの第２の好適な実施形態を示す。
るためのサイリスタスイッチを有する本発明によるイン
バータの第２の好適な実施形態を示す。
１０ 鉄道電力コンバータ １１ ３相電源システム １２ トランス（３相） １３ コンバータ １４ ＤＣ電圧中間回路 １５ インバータ １６ 鉄道グリッド １７，１８ 入力ライン（インバータ） １９ トランス（インバータ） ２０，２１ 出力ライン（インバータ） ２２ 抵抗 ２３ センタータップ ２４ 接地接続 ２５ フィルタ回路 ２６，３１ 電源 ２７、…３０ インピーダンス ３２，３３ 電源 ３４、…３６ インピーダンス ３７，３８ 抵抗 ３９、…４１ インピーダンス ４２，４３ 電源 ４４、４７ 電源 ４５，４６ 抵抗 ４８ インピーダンス ４９ インダクタ（飽和可能なリアクタ） ５０，５１ サイリスタ Ｂ１,…Ｂ８ インバータブリッジ Ｃ１,…Ｃ８ キャパシタ Ｐ１,…Ｐ８ 一次巻線 Ｓ１,…Ｓ８ 二次巻線 Ｔ１,…Ｔ８ 三次巻線
フロントページの続き (72)発明者 オズヴィン ガウップ スイス ツェーハー5400 バーデン アイ ヒタルボーデン 83 (72)発明者 ゲルハルト リンホッファー スイス ツェーハー5405 バーデン デッ トヴィル ピルゲルストラーセ 75 (72)発明者 ジャン フランソワ ラヴォ フランス エフ−01170 シェヴリー レ ユータン ド ヴェラ （番地なし)
Claims (8)
- 【請求項１】同一のＤＣ電圧回路（１４）上で並列に動
作し、出力電圧を合計手段（１９）によって合計される
複数のインバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）を有するイ
ンバータ（１５）であって、 前記インバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の各々は、補
助制御電圧によってパルス幅変調で駆動され、個々のイ
ンバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の前記補助制御電圧
は、互いの間に一定の位相差を有しており、且つ前記合
計手段（１９）は、接地接続（２４）を通して接地され
るセンタータップ（２３）を有しており、 前記接地接続を通して流れる同相の妨害電流および前記
妨害電流と関連する妨害電圧を減衰又は抑圧するため
に、スイッチング手段（４９,５０,５１）が前記接地接
続（２４）に配列されることを特徴とするインバータ。 - 【請求項２】前記スイッチ手段は、飽和可能なリアクタ
として設計されるインダクタを有していることを特徴と
する請求項１に記載のインバータ。 - 【請求項３】前記インバータ（４９）の電圧−時間積分
は、通常動作中前記妨害電圧と妨害電流の予期された電
圧−時間積分に一致していることを特徴とする請求項２
に記載のインバータ。 - 【請求項４】前記スイッチング手段は、サイリスタスイ
ッチ（５０,５１）を有することを特徴とする請求項１
に記載のインバータ。 - 【請求項５】抵抗（２２）が接地接続（２４）に配列さ
れ、前記接地接続（２４）におけるスイッチング手段
（４９,５０,５１）は、前記抵抗（２２）に直列に接続
されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか
１つに記載のインバータ。 - 【請求項６】前記合計手段は、多くの一次巻線（Ｐ１,
…,Ｐ８）及びインバータブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）の
数に相当する関連した二次巻線（Ｓ１,…,Ｓ８）を有す
るトランス（１９）を有し、前記二次巻線は、出力電圧
を合計するために直列に接続されていることを特徴とす
る請求項１乃至５に記載のインバータ。 - 【請求項７】２ｎ（ｎ＝１,２,３,…）個のインバータ
ブリッジ（Ｂ１,…,Ｂ８）および一次巻線（Ｐ１,…Ｐ
８）と二次巻線（Ｓ１,…Ｓ８）を備え、前記センター
タップ（２３）は、ｎ番目とｎ＋１番目の二次巻線間に
配列されることを特徴とする請求項６に記載のインバー
タ。 - 【請求項８】ＤＣ電圧中間回路（１４）を有するコンバ
ータ（１０）において、請求項１乃至７のいずれか１つ
に記載のインバータの使用。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19736612:0 | 1997-08-22 | ||
| DE19736612A DE19736612A1 (de) | 1997-08-22 | 1997-08-22 | Wechselrichter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136956A true JPH11136956A (ja) | 1999-05-21 |
Family
ID=7839875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10233393A Pending JPH11136956A (ja) | 1997-08-22 | 1998-08-20 | インバータ |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6169676B1 (ja) |
| EP (1) | EP0903843B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11136956A (ja) |
| KR (1) | KR19990023779A (ja) |
| AT (1) | ATE224609T1 (ja) |
| DE (2) | DE19736612A1 (ja) |
| NO (1) | NO983808L (ja) |
| ZA (1) | ZA987063B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015107018A (ja) * | 2013-12-02 | 2015-06-08 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
| JP2015139281A (ja) * | 2014-01-22 | 2015-07-30 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
| JP2015165756A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-17 | 株式会社リコー | インバータ装置及びプラズマ発生装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4112930B2 (ja) * | 2002-09-04 | 2008-07-02 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置 |
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| US20070230226A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-10-04 | Jih-Sheng Lai | Multilevel intelligent universal auto-transformer |
| US20070223258A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-09-27 | Jih-Sheng Lai | Multilevel converters for intelligent high-voltage transformers |
| US6954366B2 (en) * | 2003-11-25 | 2005-10-11 | Electric Power Research Institute | Multifunction hybrid intelligent universal transformer |
| TWI299616B (en) * | 2005-12-16 | 2008-08-01 | Via Tech Inc | Transmitter and transmission circuit |
| WO2007075132A1 (en) * | 2005-12-28 | 2007-07-05 | Abb Research Ltd | Voltage source converter and method of controlling a voltage source converter |
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| WO2012155126A2 (en) | 2011-05-12 | 2012-11-15 | Alencon Acquisition Co., Llc | High voltage energy harvesting and conversion renewable energy utility size electric power systems and visual monitoring and control systems |
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| KR101491658B1 (ko) * | 2013-04-25 | 2015-02-09 | 주식회사 피에스텍 | 스위칭 증폭기 장치 및 그 제어 방법 |
| US10483759B2 (en) | 2016-04-07 | 2019-11-19 | Alencon Acquisition Co., Llc | Integrated multi-mode large-scale electric power support system for an electrical grid |
| EP3642946A1 (en) * | 2017-06-21 | 2020-04-29 | ABB Schweiz AG | Model based current control of a three-to-single-phase power converter |
| DE102018109107B3 (de) | 2018-04-17 | 2019-05-23 | Sma Solar Technology Ag | Überwachungsvorrichtung und Verfahren zum Überwachen eines Solargenerators auf Erdfehler |
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| CH633918A5 (en) | 1978-04-10 | 1982-12-31 | Bbc Brown Boveri & Cie | Method for rapidly reducing the short-circuit current in a network, and a device for carrying out the method |
| DE3010099A1 (de) | 1980-02-25 | 1981-09-03 | BBC AG Brown, Boveri & Cie., Baden, Aargau | Elektronische schutzschaltung |
| CA1203007A (en) * | 1983-07-06 | 1986-04-08 | Dale B. Williston | Ground voltage suppression |
| DE3602496A1 (de) | 1986-01-28 | 1987-07-30 | Klein Kg Elektro Geraete G | Verfahren zum parallelbetrieb von wechselrichtern und wechselrichteranordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
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| DE4142644C1 (ja) | 1991-12-21 | 1993-02-04 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung Ev, 8000 Muenchen, De | |
| DE4225269A1 (de) * | 1992-07-31 | 1994-02-03 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur Dämpfung von Netzoberschwingungen und eine Netzkupplung |
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1997
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-
1998
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- 1998-08-20 JP JP10233393A patent/JPH11136956A/ja active Pending
- 1998-08-21 US US09/137,539 patent/US6169676B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-08-21 KR KR1019980033977A patent/KR19990023779A/ko not_active Application Discontinuation
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