JPH1084229A - 高減衰率を有する増幅回路 - Google Patents
高減衰率を有する増幅回路Info
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- JPH1084229A JPH1084229A JP9196304A JP19630497A JPH1084229A JP H1084229 A JPH1084229 A JP H1084229A JP 9196304 A JP9196304 A JP 9196304A JP 19630497 A JP19630497 A JP 19630497A JP H1084229 A JPH1084229 A JP H1084229A
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 通常考えられる以上に減衰率を高める。
【解決手段】 オーディオアンプの減衰率を高めるため
の回路。第１及び第２入力と第１及び第２出力を有する
平衡フィードバック回路７０を用い、出力供給線３２と
出力帰還線３４とにより負荷３６に連結され、減衰率を
減少させるインピーダンスを有する要素２２，３０に連
結されている。第１入力８６は出力供給線と帰還線のう
ちの一方の出力線に出力端子５２の近くで接続され、第
２入力８４は、前記一方の出力線に出力端子５２から離
れて接続され、出力線のインピーダンスを表す直列抵抗
３５を第１入力及び第２入力間に形成する。第１出力９
０は増幅器の正相入力に、第２出力８８は逆相入力に接
続されている。平衡フィードバック回路７０はインピー
ダンスを表す信号を正帰還し、増幅器の減衰率を補償し
かつ高める。また、平衡フィードバック回路に絶縁変圧
器１０４を用いてもよい。
の回路。第１及び第２入力と第１及び第２出力を有する
平衡フィードバック回路７０を用い、出力供給線３２と
出力帰還線３４とにより負荷３６に連結され、減衰率を
減少させるインピーダンスを有する要素２２，３０に連
結されている。第１入力８６は出力供給線と帰還線のう
ちの一方の出力線に出力端子５２の近くで接続され、第
２入力８４は、前記一方の出力線に出力端子５２から離
れて接続され、出力線のインピーダンスを表す直列抵抗
３５を第１入力及び第２入力間に形成する。第１出力９
０は増幅器の正相入力に、第２出力８８は逆相入力に接
続されている。平衡フィードバック回路７０はインピー
ダンスを表す信号を正帰還し、増幅器の減衰率を補償し
かつ高める。また、平衡フィードバック回路に絶縁変圧
器１０４を用いてもよい。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器に関
し、さらに詳しくは、平衡正帰還回路により減衰率を高
めた電力増幅器に関する。
し、さらに詳しくは、平衡正帰還回路により減衰率を高
めた電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】減衰率は、電力増幅器がスピーカーをど
の程度制御するかを判断する上で重要な性能のひとつで
ある。通常、音声忠実度の高い電力増幅器、いわゆるＨ
ｉ−Ｆｉ電力増幅器は高い減衰率を有している。減衰率
の数字そのものが、減衰率は高い程良いという感覚を引
きつける、電力増幅器の性能になることも多い。高い減
衰率を有するＨｉ−Ｆｉ電力増幅器を聞き分けるリスナ
ーがいる一方、例えばギターに用いる増幅器は、ギター
の音色を向上させる減衰率を下げるかもしくは損なって
いることが多い。
の程度制御するかを判断する上で重要な性能のひとつで
ある。通常、音声忠実度の高い電力増幅器、いわゆるＨ
ｉ−Ｆｉ電力増幅器は高い減衰率を有している。減衰率
の数字そのものが、減衰率は高い程良いという感覚を引
きつける、電力増幅器の性能になることも多い。高い減
衰率を有するＨｉ−Ｆｉ電力増幅器を聞き分けるリスナ
ーがいる一方、例えばギターに用いる増幅器は、ギター
の音色を向上させる減衰率を下げるかもしくは損なって
いることが多い。
【０００３】減衰率は、増幅器の出力インピーダンスに
対する負荷インピーダンスの比であり、下式（１）で表
される。 ＤＦ＝(増幅器の負荷インピーダンス)／(増幅器の出力インピーダンス) （１） 減衰率は増幅器の出力変動率の逆数を用いて下式（２）
で表すこともでき、出力変動率は無負荷（ＮＬ）および
全負荷（ＦＬ）の場合における公知の電圧を用いて下式
（３）で記述される。 ＤＦ＝１／（出力変動率） （２） （出力変動率）＝｛Ｖ(NL)−Ｖ(FL)｝／Ｖ(FL) （３） 従って、減衰率は、無負荷時の電圧と全負荷時の電圧を
用いて下式（４）で表される。 ＤＦ＝Ｖ(FL)／｛Ｖ(NL)−Ｖ(FL)｝ （４） 減衰率は、電力増幅器のスピーカーに対する制御性を計
る指標である。増幅器が高い減衰率を有する場合、すな
わち出力インピーダンスが低い場合、スピーカーのイン
ピーダンスが周波数に伴って大きく変化しても出力電圧
はほんのわずかしか変化しない。従って、減衰率の値が
高くなるとスピーカーへの制御性が向上し、いわゆる"
タイト" な音になる。とりわけ、スピーカーのエンクロ
ージャーが共鳴するような低周波数帯域ではなおさらで
ある。さらに、スピーカーのインピーダンスが全周波数
領域にわたり大きく変化しても、システムの周波数応答
が全領域にわたり大きく影響されることもない。しか
し、減衰率が２００以上であれば、通常の低音用スピー
カーで" タイト" な音を出すことができるという人もい
る。
対する負荷インピーダンスの比であり、下式（１）で表
される。 ＤＦ＝(増幅器の負荷インピーダンス)／(増幅器の出力インピーダンス) （１） 減衰率は増幅器の出力変動率の逆数を用いて下式（２）
で表すこともでき、出力変動率は無負荷（ＮＬ）および
全負荷（ＦＬ）の場合における公知の電圧を用いて下式
（３）で記述される。 ＤＦ＝１／（出力変動率） （２） （出力変動率）＝｛Ｖ(NL)−Ｖ(FL)｝／Ｖ(FL) （３） 従って、減衰率は、無負荷時の電圧と全負荷時の電圧を
用いて下式（４）で表される。 ＤＦ＝Ｖ(FL)／｛Ｖ(NL)−Ｖ(FL)｝ （４） 減衰率は、電力増幅器のスピーカーに対する制御性を計
る指標である。増幅器が高い減衰率を有する場合、すな
わち出力インピーダンスが低い場合、スピーカーのイン
ピーダンスが周波数に伴って大きく変化しても出力電圧
はほんのわずかしか変化しない。従って、減衰率の値が
高くなるとスピーカーへの制御性が向上し、いわゆる"
タイト" な音になる。とりわけ、スピーカーのエンクロ
ージャーが共鳴するような低周波数帯域ではなおさらで
ある。さらに、スピーカーのインピーダンスが全周波数
領域にわたり大きく変化しても、システムの周波数応答
が全領域にわたり大きく影響されることもない。しか
し、減衰率が２００以上であれば、通常の低音用スピー
カーで" タイト" な音を出すことができるという人もい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】増幅器の減衰率が低い
（出力インピーダンスが高い）と、スピーカーのインピ
ーダンスの変化により出力電圧が大きく変動し、スピー
カーを制御できない。鋭いリスナーはこれを聞き分
け、" しまりのない" とか" だらしのない" 音と言う。
しかし、多くのリスナーは減衰率が５０を下回らない限
りそれほど変化には気付かない。ギターに用いられる電
力増幅器では減衰率１が十分と考えられているが、Ｈｉ
−Ｆｉの熱狂者にとっては満足できる数値とはいえな
い。
（出力インピーダンスが高い）と、スピーカーのインピ
ーダンスの変化により出力電圧が大きく変動し、スピー
カーを制御できない。鋭いリスナーはこれを聞き分
け、" しまりのない" とか" だらしのない" 音と言う。
しかし、多くのリスナーは減衰率が５０を下回らない限
りそれほど変化には気付かない。ギターに用いられる電
力増幅器では減衰率１が十分と考えられているが、Ｈｉ
−Ｆｉの熱狂者にとっては満足できる数値とはいえな
い。
【０００５】５００程度の減衰率についてはいくつかの
文献で詳細に記述され、なかには１０００を超える減衰
率について記載しているものもある。このような減衰率
の値はオーディオファンにとっては好ましいが、実際に
達成することは非常に困難である。減衰率を、通常適当
と考えられる以上の値に、例えば２０００以上に、比較
的容易で低コストな手段を用いて高めることが望まし
い。とりわけ、減衰率２００の増幅器を減衰率が１００
０を超える増幅器に変えることが好ましい。
文献で詳細に記述され、なかには１０００を超える減衰
率について記載しているものもある。このような減衰率
の値はオーディオファンにとっては好ましいが、実際に
達成することは非常に困難である。減衰率を、通常適当
と考えられる以上の値に、例えば２０００以上に、比較
的容易で低コストな手段を用いて高めることが望まし
い。とりわけ、減衰率２００の増幅器を減衰率が１００
０を超える増幅器に変えることが好ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、負荷回路にお
ける電圧の降下を検知する平衡正帰還増幅回路網を用い
ることにより、電力増幅器に高い減衰率を付与できるこ
とを見い出した。本発明は、スピーカーの負荷から遠
い、すなわち増幅器に近接している内部出力線における
電圧降下を増幅器の入力に正帰還し、増加した出力抵抗
を補うものである。
ける電圧の降下を検知する平衡正帰還増幅回路網を用い
ることにより、電力増幅器に高い減衰率を付与できるこ
とを見い出した。本発明は、スピーカーの負荷から遠
い、すなわち増幅器に近接している内部出力線における
電圧降下を増幅器の入力に正帰還し、増加した出力抵抗
を補うものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１は電力増幅器１０の模式的回
路の簡略図である。電力増幅器１０は、Ｂ級増幅器とし
て動作するようにバイアスされた相補型ＮＰＮ／ＰＮＰ
トランジスタ１４、１６；正相（非反転）入力と逆相
（反転）入力とを有するオペアンプ１８；出力コイル２
２；抵抗２６，２８を含む平衡フィードバック回路２
４；及び抵抗値が等しい抵抗３３，３５を有する出力供
給線３２及び出力帰還線３４（出力線３２，３４）を含
む出力回路３０；を含む。
路の簡略図である。電力増幅器１０は、Ｂ級増幅器とし
て動作するようにバイアスされた相補型ＮＰＮ／ＰＮＰ
トランジスタ１４、１６；正相（非反転）入力と逆相
（反転）入力とを有するオペアンプ１８；出力コイル２
２；抵抗２６，２８を含む平衡フィードバック回路２
４；及び抵抗値が等しい抵抗３３，３５を有する出力供
給線３２及び出力帰還線３４（出力線３２，３４）を含
む出力回路３０；を含む。
【０００８】増幅器１０は入力端子３８，４０を備え、
一方の入力端子４０は接地されている。入力抵抗４２，
４４、阻止コンデンサ４６，４８及びフィードバック抵
抗２６，２８は回路の平衡に寄与する。Ａ点は増幅器の
内部出力を表し、Ａ点における出力信号は抵抗２６を介
してオペアンプ１８の逆相（反転）入力へフィードバッ
クされる。入力信号は抵抗４２及びコンデンサ４６を介
してオペアンプ１８の正相（非反転）入力へ印加され
る。平衡フィードバック回路２４は入力と出力との間に
生じる雑音を除去するために用いられる。増幅器全体の
ゲイン（抵抗２６／抵抗４４）は、具体例を挙げると、
通常用いられる４００Ｗｒｍｓ／４Ωの増幅器におい
て、４７０００を１５００で除して約３１．３３とな
る。
一方の入力端子４０は接地されている。入力抵抗４２，
４４、阻止コンデンサ４６，４８及びフィードバック抵
抗２６，２８は回路の平衡に寄与する。Ａ点は増幅器の
内部出力を表し、Ａ点における出力信号は抵抗２６を介
してオペアンプ１８の逆相（反転）入力へフィードバッ
クされる。入力信号は抵抗４２及びコンデンサ４６を介
してオペアンプ１８の正相（非反転）入力へ印加され
る。平衡フィードバック回路２４は入力と出力との間に
生じる雑音を除去するために用いられる。増幅器全体の
ゲイン（抵抗２６／抵抗４４）は、具体例を挙げると、
通常用いられる４００Ｗｒｍｓ／４Ωの増幅器におい
て、４７０００を１５００で除して約３１．３３とな
る。
【０００９】内部のＡ点は、能動素子である増幅器の直
後に位置し、フィードバックによる高い減衰率を有して
いる。すなわち、Ａ点においては出力インピーダンスが
低くなるように調整されている。模範例では、Ａ点にお
ける増幅器の出力インピーダンスは０に近づき、減衰率
は無限大になる。しかし、Ａ点へのアクセスが制限され
ているので、現実にはＡ点における高い減衰率を利用で
きない。
後に位置し、フィードバックによる高い減衰率を有して
いる。すなわち、Ａ点においては出力インピーダンスが
低くなるように調整されている。模範例では、Ａ点にお
ける増幅器の出力インピーダンスは０に近づき、減衰率
は無限大になる。しかし、Ａ点へのアクセスが制限され
ているので、現実にはＡ点における高い減衰率を利用で
きない。
【００１０】事実上、電力増幅器が安定状態にあるため
には出力インダクタを必要とする。図１においては、例
として３μＨのインダクタ２２を用いている。出力イン
ダクタ２２は、増幅器を高周波数で振動させるような容
量性負荷を絶縁するように働く。インダクタ２２の値は
電力増幅器の安定を妨げる要因を除去できる程度に大き
く、電力増幅器の周波数応答、例えば３０ＫＨｚ程度を
悪化させるほどに大きくはない程度に調整される。しか
しながらインダクタ２２は理想的ではなく直流抵抗を有
し、同様に出力端子５０，５２を介してＡ点を外部とつ
なげる出力回路３０も直流抵抗を有している。例えば、
インダクタ２２の抵抗が０．００５Ω、抵抗３３及び３
５で表される出力線３２及び３４の抵抗がそれぞれ０．
０１Ωとすると、Ａ点と４Ωの負荷３６との間の抵抗
は、少なくとも０．０１＋０．０１＋０．００５＝０．
０２５Ωとなる。前記の式（１）を用いて減衰率を計算
すると、４を０．０２５で除して１６０となる。これは
スピーカー３６につながる出力回路３７の抵抗を考慮し
ない値である。実際には、電力増幅器１０の出力インピ
ーダンスが０Ωでなく、出力端子５０，５２において
０．０２５Ωであることに注意する。従って、様々な構
成要素をカバーでき、ほとんどの音響システムに適する
減衰率１５０について詳細に述べることが適当と考えら
れる。
には出力インダクタを必要とする。図１においては、例
として３μＨのインダクタ２２を用いている。出力イン
ダクタ２２は、増幅器を高周波数で振動させるような容
量性負荷を絶縁するように働く。インダクタ２２の値は
電力増幅器の安定を妨げる要因を除去できる程度に大き
く、電力増幅器の周波数応答、例えば３０ＫＨｚ程度を
悪化させるほどに大きくはない程度に調整される。しか
しながらインダクタ２２は理想的ではなく直流抵抗を有
し、同様に出力端子５０，５２を介してＡ点を外部とつ
なげる出力回路３０も直流抵抗を有している。例えば、
インダクタ２２の抵抗が０．００５Ω、抵抗３３及び３
５で表される出力線３２及び３４の抵抗がそれぞれ０．
０１Ωとすると、Ａ点と４Ωの負荷３６との間の抵抗
は、少なくとも０．０１＋０．０１＋０．００５＝０．
０２５Ωとなる。前記の式（１）を用いて減衰率を計算
すると、４を０．０２５で除して１６０となる。これは
スピーカー３６につながる出力回路３７の抵抗を考慮し
ない値である。実際には、電力増幅器１０の出力インピ
ーダンスが０Ωでなく、出力端子５０，５２において
０．０２５Ωであることに注意する。従って、様々な構
成要素をカバーでき、ほとんどの音響システムに適する
減衰率１５０について詳細に述べることが適当と考えら
れる。
【００１１】多くの電力増幅器は過渡的なオン状態やオ
フ状態をなくするために出力においてリレーを用いてい
る。たいていのリレーは、減衰率をさらに減少させるよ
うな接続抵抗と導線抵抗とを有している。もし、出力端
子５０，５２に接続するために＃１４ＡＷＧの出力線３
２，３４を用いたら、出力線３２，３４の抵抗３３，３
５は０．００５Ωにまで減少する。ゆえに、増幅器の出
力インピーダンスを０．０２Ω以下に減少させ、減衰率
を２００にすることは可能である。これは、通常用いら
れる電力増幅器における減衰率の例である。より大きな
回路、より性能のよいリレー、より大きいコイルを用い
れば減衰率を５００以上に改善することができる。この
ような増幅器は、通常さらに高価である。
フ状態をなくするために出力においてリレーを用いてい
る。たいていのリレーは、減衰率をさらに減少させるよ
うな接続抵抗と導線抵抗とを有している。もし、出力端
子５０，５２に接続するために＃１４ＡＷＧの出力線３
２，３４を用いたら、出力線３２，３４の抵抗３３，３
５は０．００５Ωにまで減少する。ゆえに、増幅器の出
力インピーダンスを０．０２Ω以下に減少させ、減衰率
を２００にすることは可能である。これは、通常用いら
れる電力増幅器における減衰率の例である。より大きな
回路、より性能のよいリレー、より大きいコイルを用い
れば減衰率を５００以上に改善することができる。この
ような増幅器は、通常さらに高価である。
【００１２】ここで、高い減衰率は電力増幅器の出力端
子でのみ得られることに注意しなければならない。スピ
ーカーが外部回路に接続されると減衰率は低下する。こ
れが、Ｈｉ−Ｆｉオーディオを販売する店で比較的高価
な価格のいわゆるモンスタースピーカーケーブルを宣伝
し、販売する理由である。もっとも高価なケーブルでさ
えも、１０フィート用いれば出力損失は少なくとも０．
０２Ωかもう少し増加する。従って、減衰率１０００の
電力増幅器を購入したとしても、実際のシステムでは出
力ケーブルの抵抗のために減衰率が２００も越えないこ
とがしばしばである。
子でのみ得られることに注意しなければならない。スピ
ーカーが外部回路に接続されると減衰率は低下する。こ
れが、Ｈｉ−Ｆｉオーディオを販売する店で比較的高価
な価格のいわゆるモンスタースピーカーケーブルを宣伝
し、販売する理由である。もっとも高価なケーブルでさ
えも、１０フィート用いれば出力損失は少なくとも０．
０２Ωかもう少し増加する。従って、減衰率１０００の
電力増幅器を購入したとしても、実際のシステムでは出
力ケーブルの抵抗のために減衰率が２００も越えないこ
とがしばしばである。
【００１３】検知回路を外部に取り付けた電力増幅器も
提供されている。これは、電力増幅器からスピーカーの
負荷３６の端子５４，５６に２対のワイヤーを走らせる
ものである。このような構成では、スピーカー３６の実
際の電圧は、よりよい調整をする、すなわち減衰率を高
めるための増幅器１０に前記ワイヤーの接続点でフィー
ドバックされる。このやり方では装置が高価になり、小
型の音響装置には非実用的である。さらに、不安定にな
るのを防ぐために、フィードバック回路が複雑でコスト
のかかるものにならざるを得ない。
提供されている。これは、電力増幅器からスピーカーの
負荷３６の端子５４，５６に２対のワイヤーを走らせる
ものである。このような構成では、スピーカー３６の実
際の電圧は、よりよい調整をする、すなわち減衰率を高
めるための増幅器１０に前記ワイヤーの接続点でフィー
ドバックされる。このやり方では装置が高価になり、小
型の音響装置には非実用的である。さらに、不安定にな
るのを防ぐために、フィードバック回路が複雑でコスト
のかかるものにならざるを得ない。
【００１４】図２は、本発明に係る高減衰率を有する電
力増幅器６０の模式的回路の簡略図を示す。図２におい
て、図１で用いられている要素に相当する要素には図１
と同じ符号を用いている。本発明によれば、抵抗７２，
７４，７６，７８，８０とコンデンサ８２を含む平衡フ
ィードバック回路７０が用いられている。平衡フィード
バック回路７０は、第１フィードバック入力８４及び第
２フィードバック入力８６（以下、単に第１入力８４及
び第２入力８６という）と、第１フィードバック出力９
０及び第２フィードバック出力８８（以下、単に第１出
力９０及び第２出力８８という）とを含む。第１入力８
６は、出力端子５２に近い接続点で出力帰還線３４に連
結されている。第２入力８４は、接地点に近く、出力端
子５２から離れた接続点で出力帰還線３４に連結されて
いる。従って、回路には第１入力８４及び第２入力８６
の間に直列インピーダンスが生じ、これは内部の出力帰
還線３４のインピーダンスを表す。第１出力９０は増幅
器１８の正相入力に連結され、第２出力８８は増幅器の
逆相入力に連結されている。平衡フィードバック回路７
０は、増幅器の出力線のインピーダンスを正帰還し、増
幅器の減衰率を補償し、かつ高める。
力増幅器６０の模式的回路の簡略図を示す。図２におい
て、図１で用いられている要素に相当する要素には図１
と同じ符号を用いている。本発明によれば、抵抗７２，
７４，７６，７８，８０とコンデンサ８２を含む平衡フ
ィードバック回路７０が用いられている。平衡フィード
バック回路７０は、第１フィードバック入力８４及び第
２フィードバック入力８６（以下、単に第１入力８４及
び第２入力８６という）と、第１フィードバック出力９
０及び第２フィードバック出力８８（以下、単に第１出
力９０及び第２出力８８という）とを含む。第１入力８
６は、出力端子５２に近い接続点で出力帰還線３４に連
結されている。第２入力８４は、接地点に近く、出力端
子５２から離れた接続点で出力帰還線３４に連結されて
いる。従って、回路には第１入力８４及び第２入力８６
の間に直列インピーダンスが生じ、これは内部の出力帰
還線３４のインピーダンスを表す。第１出力９０は増幅
器１８の正相入力に連結され、第２出力８８は増幅器の
逆相入力に連結されている。平衡フィードバック回路７
０は、増幅器の出力線のインピーダンスを正帰還し、増
幅器の減衰率を補償し、かつ高める。
【００１５】本発明に係る回路は、出力負荷に接続され
ている出力帰還線３４における電圧の降下を検知するた
めに用いる。１つの端子は接地され、他の１の端子は出
力端子５２に連結されている。出力帰還線３４における
電圧の降下は、平衡フィードバック回路７０によりフィ
ードバックされ、Ａ点における出力電圧をわずかに上昇
させ、コイル２２及び出力回路３０における出力損失を
補償する。もしもＡ点における電圧が上昇したら、電圧
損失との関係で、出力端子５０及び５４における電圧変
動は０に近づき、減衰率は無限大に近づく。
ている出力帰還線３４における電圧の降下を検知するた
めに用いる。１つの端子は接地され、他の１の端子は出
力端子５２に連結されている。出力帰還線３４における
電圧の降下は、平衡フィードバック回路７０によりフィ
ードバックされ、Ａ点における出力電圧をわずかに上昇
させ、コイル２２及び出力回路３０における出力損失を
補償する。もしもＡ点における電圧が上昇したら、電圧
損失との関係で、出力端子５０及び５４における電圧変
動は０に近づき、減衰率は無限大に近づく。
【００１６】４００Ｗｒｍｓ／４Ωの増幅器を用いた例
を挙げると、全開にした出力電圧４０Ｖｒｍｓは、４Ω
の負荷３６に出力される。線抵抗を表す３３，３５とイ
ンダクタ２２とがともに４Ωの負荷３６に直列であり、
出力供給線３２と出力帰還線３４における電圧の降下が
おおよそ０．１Ｖｒｍｓである。そして、電圧の低下
（損失）は０．２５Ｖｒｍｓである。模範的な例におい
ては、正帰還平衡フィートバック回路２４における電圧
のゲインは下式で表される。
を挙げると、全開にした出力電圧４０Ｖｒｍｓは、４Ω
の負荷３６に出力される。線抵抗を表す３３，３５とイ
ンダクタ２２とがともに４Ωの負荷３６に直列であり、
出力供給線３２と出力帰還線３４における電圧の降下が
おおよそ０．１Ｖｒｍｓである。そして、電圧の低下
（損失）は０．２５Ｖｒｍｓである。模範的な例におい
ては、正帰還平衡フィートバック回路２４における電圧
のゲインは下式で表される。
【００１７】 抵抗２６／｛（抵抗７２）＋（抵抗７４）｝ または ４７ｋΩ／（６．８ｋΩ＋６．８ｋΩ）＝３．４ ゆえに、出力回路３０で検知された電圧降下０．１Ｖｒ
ｍｓは３．４に増幅されてＡ点でさらに０．３４Ｖｒｍ
ｓの電圧を生じ、Ａ点における電圧は４０．３４Ｖｒｍ
ｓに増加する。これは、０．２５Ｖｒｍｓの電圧損失を
補償するよりも好適である。実際、電圧損失は補償され
過ぎて、出力インピーダンスと減衰率は負の値になる。
ｍｓは３．４に増幅されてＡ点でさらに０．３４Ｖｒｍ
ｓの電圧を生じ、Ａ点における電圧は４０．３４Ｖｒｍ
ｓに増加する。これは、０．２５Ｖｒｍｓの電圧損失を
補償するよりも好適である。実際、電圧損失は補償され
過ぎて、出力インピーダンスと減衰率は負の値になる。
【００１８】この状態は次のようにして緩和される。ス
ピーカー３６は、出力インピーダンス及び減衰率の値を
正に戻すようなさらなる損失を出現させるスピーカーワ
イヤー３７に連結される。しかし、補償されすぎた状態
を修正するために抵抗８０が加えられることにより、正
帰還平衡フィードバック回路のゲイン値は２．５よりも
わずかに少ない値へ減少し、適当な補償量に調整され
る。これにより減衰率が無限大へ近づく。
ピーカー３６は、出力インピーダンス及び減衰率の値を
正に戻すようなさらなる損失を出現させるスピーカーワ
イヤー３７に連結される。しかし、補償されすぎた状態
を修正するために抵抗８０が加えられることにより、正
帰還平衡フィードバック回路のゲイン値は２．５よりも
わずかに少ない値へ減少し、適当な補償量に調整され
る。これにより減衰率が無限大へ近づく。
【００１９】コンデンサ８２は高周波領域における正帰
還平衡フィードバック回路の影響をなくするように用い
られ、それにより潜在的な増幅器の不安定性を除去す
る。４７０ｐＦ（ファラッド）のコンデンサ８２は約１
０ＫＨｚから上の周波数領域における正帰還を除去す
る。これは性能を譲歩するためではなく、減衰率は中低
周波領域において厳しく求められるからである。
還平衡フィードバック回路の影響をなくするように用い
られ、それにより潜在的な増幅器の不安定性を除去す
る。４７０ｐＦ（ファラッド）のコンデンサ８２は約１
０ＫＨｚから上の周波数領域における正帰還を除去す
る。これは性能を譲歩するためではなく、減衰率は中低
周波領域において厳しく求められるからである。
【００２０】減衰率の改善のために用いられる出力帰還
線３４の何点かをサンプリングすることは、正帰還平衡
フィードバック回路のゲイン値を低く保ち、不安定性の
問題を防止する。従って、本発明においては１０００以
上の減衰率を実際に実現することが可能である。図３
は、本発明の他の実施形態例を示し、図中、図１と同様
の要素には同じ符号を付している。図３に示す回路にお
いて、増幅器１００は第２の平衡フィードバック回路１
０２を有し、平衡フィードバック回路１０２は、第１入
力８４及び第２入力８６と抵抗７２，７４，７６，７８
との間に、絶縁変圧器１０４を有している。絶縁変圧器
１０４は、負荷につながる出力供給線３２における電圧
の降下を検知する。一方の線は電力増幅器の内部出力の
供給線へ、他方の線は出力端子５０へつながっている。
前記の電圧降下は正帰還され、コイル２２と出力回路３
０における電圧損失を補償するためにＡ点での出力電圧
を上昇させる。変圧器１０４は、オペアンプ１８から出
力電圧を絶縁させるために用いる。なぜならオペアンプ
は出力電圧レベルに足りる共通モードの阻止性能を有し
ていないからである。変圧器１０４は、検知した電圧を
１対１の電圧比で平衡フィードバック回路１０２に変換
する。この回路では、検知は出力帰還線３４よりもむし
ろ出力供給線３２においてなされる。従って、増幅器１
００は、逆向きに減衰率を高めることがないように、平
衡ブリッジモードに接続されている。そうでなければ、
この例は図２に示す回路と同様に動作してしまう。
線３４の何点かをサンプリングすることは、正帰還平衡
フィードバック回路のゲイン値を低く保ち、不安定性の
問題を防止する。従って、本発明においては１０００以
上の減衰率を実際に実現することが可能である。図３
は、本発明の他の実施形態例を示し、図中、図１と同様
の要素には同じ符号を付している。図３に示す回路にお
いて、増幅器１００は第２の平衡フィードバック回路１
０２を有し、平衡フィードバック回路１０２は、第１入
力８４及び第２入力８６と抵抗７２，７４，７６，７８
との間に、絶縁変圧器１０４を有している。絶縁変圧器
１０４は、負荷につながる出力供給線３２における電圧
の降下を検知する。一方の線は電力増幅器の内部出力の
供給線へ、他方の線は出力端子５０へつながっている。
前記の電圧降下は正帰還され、コイル２２と出力回路３
０における電圧損失を補償するためにＡ点での出力電圧
を上昇させる。変圧器１０４は、オペアンプ１８から出
力電圧を絶縁させるために用いる。なぜならオペアンプ
は出力電圧レベルに足りる共通モードの阻止性能を有し
ていないからである。変圧器１０４は、検知した電圧を
１対１の電圧比で平衡フィードバック回路１０２に変換
する。この回路では、検知は出力帰還線３４よりもむし
ろ出力供給線３２においてなされる。従って、増幅器１
００は、逆向きに減衰率を高めることがないように、平
衡ブリッジモードに接続されている。そうでなければ、
この例は図２に示す回路と同様に動作してしまう。
【００２１】変圧器の極性は信号が正帰還されるように
調整されている。絶縁変圧器１０４は所望により帰還線
に用いてもよい。また、抵抗８０の値は減衰率を正確に
調整するために可変である。以上のように本発明の好ま
しい実施形態例と考えられるものについて述べてきた
が、本発明に含まれる様々な変形や修正は当業者にとっ
て明らかである。そのような変形や修正が本発明の精神
に含まれることは、添付のクレームに意図されている。
調整されている。絶縁変圧器１０４は所望により帰還線
に用いてもよい。また、抵抗８０の値は減衰率を正確に
調整するために可変である。以上のように本発明の好ま
しい実施形態例と考えられるものについて述べてきた
が、本発明に含まれる様々な変形や修正は当業者にとっ
て明らかである。そのような変形や修正が本発明の精神
に含まれることは、添付のクレームに意図されている。
【図１】NPN/PNP 相補型電力増幅器の模式的な回路図
【図２】図１の電力増幅器において、本発明に従い出力
帰還線において減衰率を高めるようにした模式的な回路
図
帰還線において減衰率を高めるようにした模式的な回路
図
【図３】図１の電力増幅器において、本発明に従い出力
供給線において減衰率を高めるようにした模式的な回路
図
供給線において減衰率を高めるようにした模式的な回路
図
１０；電力増幅器 １４，１６；トランジスタ １８；オペアンプ ２２；出力コイル ２４，７０；平衡フィードバック回路 ３０；出力回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年８月８日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】増幅器１０は入力端子３８，４０を備え、
一方の入力端子４０は接地されている。入力抵抗４２，
４４、阻止コンデンサ４６，４８及びフィードバック抵
抗２６，２８は回路の平衡に寄与する。抵抗２６は、対
応する出力端子から離れた出力供給線３２上の点と、オ
ペアンプ１８の逆相入力との間に接続されている。抵抗
２８は、対応する出力端子から離れた出力帰還線３４上
の点と、オペアンプ１８の正相入力との間に接続され、
抵抗２６と同じ抵抗値を有している。Ａ点は増幅器の内
部出力を表し、Ａ点における出力信号は抵抗２６を介し
てオペアンプ１８の逆相（反転）入力へフィードバック
される。入力信号は抵抗４２及びコンデンサ４６を介し
てオペアンプ１８の正相（非反転）入力へ印加される。
平衡フィードバック回路２４は入力と出力との間に生じ
る雑音を除去するために用いられる。増幅器全体のゲイ
ン（抵抗２６／抵抗４４）は、具体例を挙げると、通常
用いられる４００Ｗｒｍｓ／４Ωの増幅器において、４
７０００を１５００で除して約３１．３３となる。
一方の入力端子４０は接地されている。入力抵抗４２，
４４、阻止コンデンサ４６，４８及びフィードバック抵
抗２６，２８は回路の平衡に寄与する。抵抗２６は、対
応する出力端子から離れた出力供給線３２上の点と、オ
ペアンプ１８の逆相入力との間に接続されている。抵抗
２８は、対応する出力端子から離れた出力帰還線３４上
の点と、オペアンプ１８の正相入力との間に接続され、
抵抗２６と同じ抵抗値を有している。Ａ点は増幅器の内
部出力を表し、Ａ点における出力信号は抵抗２６を介し
てオペアンプ１８の逆相（反転）入力へフィードバック
される。入力信号は抵抗４２及びコンデンサ４６を介し
てオペアンプ１８の正相（非反転）入力へ印加される。
平衡フィードバック回路２４は入力と出力との間に生じ
る雑音を除去するために用いられる。増幅器全体のゲイ
ン（抵抗２６／抵抗４４）は、具体例を挙げると、通常
用いられる４００Ｗｒｍｓ／４Ωの増幅器において、４
７０００を１５００で除して約３１．３３となる。
Claims (10)
- 【請求項１】オーディオ増幅器の減衰率を高めるための
回路であって、 正相入力と逆相入力とを有し、かつ、それぞれ対応する
出力端子に接続された内部出力供給線及び内部出力帰還
線により負荷に連結されるとともに、減衰率の減少を引
き起こすインピーダンスを有する要素に連結される増幅
器と、 第１及び第２フィードバック入力と第１及び第２フィー
ドバック出力とを有する平衡フィードバック回路とを備
え、 前記の第１フィードバック入力は、前記の内部出力供給
線と内部出力帰還線とのうちの一方の出力線に出力端子
の近くで接続され、前記の第２フィードバック入力は、
前記の内部出力供給線と内部出力帰還線とのうち前記選
択された側の出力線に前記出力端子から離れて接続さ
れ、これにより前記の第１フィードバック入力と第２フ
ィードバック入力との間に前記選択された側の出力線の
インピーダンスを表す直列抵抗を形成し、 前記の第１フィードバック出力は前記増幅器の正相入力
に連結され、前記の第２フィードバック出力は前記増幅
器の逆相入力に連結され、 前記平衡フィードバック回路は、増幅器の減衰率を補償
し、かつ高めるインピーダンスを表す信号を正帰還す
る、高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項２】前記の平衡フィードバック回路が、 前記の第１フィードバック入力と前記の第１フィードバ
ック出力との間及び前記の第２フィードバック入力と前
記の第２フィードバック出力との間の各線に設けられた
複数の抵抗と、 直列をなす前記の抵抗間で前記の各線を接続する、少な
くともある周波数で応答可能な素子とを含む、請求項１
に記載の高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項３】前記の周波数応答可能な素子はキャパシタ
を含む請求項２に記載の高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項４】前記の周波数応答可能な素子は、並列に接
続されたキャパシタと抵抗とを含む請求項２に記載の高
減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項５】前記の平衡フィードバック回路は、前記の
第１及び第２フィードバック入力とその間の抵抗とに接
続された変圧器を含む請求項２に記載の高減衰率を有す
る増幅回路。 - 【請求項６】前記の平衡フィードバック回路は、回路の
各線に設けられたそれぞれ１対の直列抵抗と、前記の抵
抗対と抵抗対との間に接続された周波数応答素子とを含
む請求項１の高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項７】前記の増幅器が内部出力端子とさらに別の
平衡フィードバック回路とを含んでおり、 前記別の平衡フィードバック回路は、前記の出力供給線
及び出力帰還線と、前記の増幅器の逆相入力及び正相入
力との間に接続されている請求項１の高減衰率を有する
増幅回路。 - 【請求項８】前記別の平衡フィードバック回路が、 対応する出力端子から離れた前記出力供給線上の点と前
記増幅器の逆相入力との間に接続された第１抵抗と、 対応する出力端子から離れた前記出力帰還線上の点と前
記増幅器の正相入力との間に接続された第２抵抗と、を
含んでいる請求項７の高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項９】前記第１抵抗と第２抵抗とが等しい抵抗値
を有する請求項８の高減衰率を有する増幅回路。 - 【請求項１０】前記出力帰還線は前記出力端子から離れ
た点で接地されている請求項１の高減衰率を有する増幅
回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/663,691 US5796305A (en) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | Amplifier arrangements with high damping factor |
| US08/663691 | 1996-06-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1084229A true JPH1084229A (ja) | 1998-03-31 |
| JP3176322B2 JP3176322B2 (ja) | 2001-06-18 |
Family
ID=24662917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19630497A Expired - Fee Related JP3176322B2 (ja) | 1996-06-14 | 1997-06-16 | 高減衰率を有する増幅回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5796305A (ja) |
| EP (1) | EP0813296A3 (ja) |
| JP (1) | JP3176322B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US6441685B1 (en) | 2000-03-17 | 2002-08-27 | Jl Audio, Inc. | Amplifier circuit and method for providing negative feedback thereto |
| US6476674B2 (en) * | 2001-01-24 | 2002-11-05 | Momentum Data Systems | Method and apparatus for error correction of amplifier |
| GB2434047A (en) | 2006-01-05 | 2007-07-11 | Chi Ming John Lam | A balanced audio valve amplifier with multiple feedback loops |
| DE102006025784A1 (de) * | 2006-05-31 | 2008-02-07 | Dirk Baldringer | Schaltungsanordnung für das Verzerren eines Eingangssignals |
| US10477316B2 (en) | 2014-12-01 | 2019-11-12 | Blueprint Acoustics Pty Ltd | Amplifier circuit for improved sound |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1431433A (en) * | 1972-06-29 | 1976-04-07 | Dolby Laboratories Inc | Circuits for providing an output to a line |
| US4042889A (en) * | 1976-05-14 | 1977-08-16 | Combustion Engineering, Inc. | Overvoltage protection circuit for general purpose amplifier |
| FR2369767A1 (fr) * | 1976-10-29 | 1978-05-26 | Thomson Csf | Enceinte electroacoustique asservie |
| US4236118A (en) * | 1978-12-18 | 1980-11-25 | Turner Wheeler M | Stabilized remote sensing high fidelity apparatus |
| US4260954A (en) * | 1979-01-26 | 1981-04-07 | Barcus-Berry, Inc. | Amplifier load correction system |
| US4320351A (en) * | 1980-02-25 | 1982-03-16 | Sri International | Differential amplifying system with bootstrapping |
| US4482866A (en) * | 1982-02-26 | 1984-11-13 | Barcus-Berry, Inc. | Reference load amplifier correction system |
| DE3836745A1 (de) * | 1988-10-28 | 1990-05-03 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Verfahren und vorrichtung zur linearisierung des frequenzganges eines lautsprechersystems |
| US5197102A (en) * | 1991-01-14 | 1993-03-23 | Peavey Electronics Corporation | Audio power amplifier system with frequency selective damping factor controls |
| US5268527A (en) * | 1991-11-25 | 1993-12-07 | Waller Jr James K | Audio power amplifier with reactance simulation |
| US5245296A (en) * | 1992-07-10 | 1993-09-14 | Miller Francis A | Audio amplifier circuit and method of operation |
-
1996
- 1996-06-14 US US08/663,691 patent/US5796305A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-06-10 EP EP97304007A patent/EP0813296A3/en not_active Ceased
- 1997-06-16 JP JP19630497A patent/JP3176322B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5796305A (en) | 1998-08-18 |
| EP0813296A2 (en) | 1997-12-17 |
| EP0813296A3 (en) | 1998-09-02 |
| JP3176322B2 (ja) | 2001-06-18 |
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