【発明の詳細な説明】
誘導式発信器信号の処理回路装置
従来の技術
本発明は、誘導式発信器信号が入力抵抗を介して、トリガ閾値に対する振幅依
存形の追従制御装置と接続された比較器の一方の入力側へ導かれ、該比較器の他
方の入力側は基準電位におかれている、誘導式発信器信号の処理回路装置に関す
る。
この形式の回路装置は、本出願人の企業内では知られているものである。この
ような回路装置の場合、誘導式発信器信号はブリッジ回路により評価される。こ
の場合、ブリッジの一方の半部を介して誘導式発信器信号が給電電圧の半分の電
圧まで高められて比較器の一方の入力側へ供給されるのに対し、比較器の他方の
入力側にはブリッジの他方の半部を介して、やはり給電電圧の半分の電圧が印加
される。その際、誘導式発信器分岐中の各抵抗は一般に個別に設けられているの
に対し、基準分岐中の各抵抗は有利には集積されている。その結果、比較器の入
力電流および入力オフセット電圧、集積された各抵抗の分圧許容誤差、集積され
た各抵抗の温度特性、個別に設けられた各抵抗の分圧許容誤差、個別に設けられ
た各抵抗の温度特性、誘導式発信器の許容誤差ならびに誘導式発信器の温度特性
のような一連の許容誤差が積み重なる。このことにより、小さい信号振幅を信頼
性を伴って評価することはできなくなる。さらにはトリガ点の時間的な変動も生
じ、そのことで出力パルスは誘導式発信器により検出された回転体の回転数ない
し角度位置を、必ずしも正確には再現しなくなる。このような時間的な変動は、
たとえば発信器ホイールの不安定な動作により空隙が変化したり振幅変調が発生
することで引き起こされる可能性がある。つまり追従制御装置の時定数はエンジ
ンのダイナミック特性に整合されており、したがってトリガ閾値は十分には追従
制御されない。また、追従制御装置における構成素子の非対称性および許容誤差
により、あるいは誘導式発信器信号において断続分解能を形成する側縁の動きが
必ずしも正確ではないことにより、さらに別の時間誤差の生じる可能性がある。
ドイツ連邦共和国特許公告第３２２６０７３号には、誘導式発信器信号を処理
するさらに別の回路装置が示されている。この場合、２つの異なる回路部分が設
けられており、一方の回路部分は誘導式発信器信号が比較的小さい場合にのみ使
用されるのに対し、他方の回路部分は比較的大きい誘導式発信器信号およびスイ
ッチオン・トリガ閾値の追従制御のために使用される。この回路装置のためには
それ相応のコストが必要である。
発明の利点
したがって本発明の課題は、冒頭で述べた形式の回路装置において、著しくわ
ずかなコストで著しく小さい振幅を有する誘導式発信器信号も確実に評価できる
ようにし、さらに時間誤差が十分に回避されるように構成することにある。
本発明によればこの課題は、請求項１の上位概念に記載の回路装置において、
基準電位としてアースが選ばれており、一定の基本トリガ閾値が誘導式発信器信
号のゼロ点通過に設定されており、追従制御装置により、一方の半波の領域での
みスイッチバックトリガ閾値が追従制御されることにより解決される。このよう
にして、内部および外部の分圧器がアースへの関連づけにより省略され、一貫し
て同じ電位が維持され、その結果、比較器の基本ヒステリシスはアースと結合さ
れて保持され、前提として採用される回路装置において、種々の許容誤差および
付加的な温度ドリフトに起因して生じる場合のようには変動しなくなる。これに
より著しく小さい振幅も評価できるようになり、および／または著しく大きい基
本ヒステリシスを有する比較器を採用することもでき、その結果、ＳＮ比を大き
くすることができる。しかも、一定の基本トリガ閾値を誘導式発信器信号のゼロ
点通過に設定したことで、たとえば発信器ホイールから取り出される誘導式発信
器信号に関する時間誤差が、たとえ発信器ホイールの動作が不安定でありそれに
付随して振幅変調が生じた
場合でも最小になる。また、これまでの回路装置では、時間誤差を制限するため
最大の追従制御を比較的小さい値にクランプすることが多いのに対し、スイッチ
バックトリガ閾値の追従制御を自由に行うことができるようにしたことによって
も、大きなＳＮ比が得られる。本発明による回路装置のさらに別の利点は、集積
の際の所要チップ面積が小さくなる点、および結線の複雑さが低減される点であ
る。
いっそう確実に動作しながらも回路装置は簡単に構成されており、これは以下
のようなものである。すなわち、追従制御装置はピーク値整流回路を有しており
、このピーク値整流回路により１つの半波の電圧ピーク値を蓄積可能であり、こ
の追従制御装置は、蓄積された電圧ピーク値から変換抵抗を介し係数の与えられ
た重み付け電流が導出されるように構成されている。そしてこの重み付け電流は
、制御量として比較器の入力側に接続可能な電流源へ供給され、この電流源は一
方の方向でのゼロ点通過を検出すると、スイッチにより比較器の入力側へ接続さ
れ、制御量により誘導式発信器信号振幅に関してシフトされたスイッチバックト
リガ閾値を他方の方向で通過したことが検出されると、スイッチにより入力側か
ら分離される。この場合、スイッチの操作入力側が比較器の出力側と接続されて
いることで、スイッチの操作を簡単に行える。
別の有利な実施形態によれば、ピーク値整流回路は
、誘導式発信器と入力抵抗との間に接続された回路抵抗と、この回路抵抗と直列
に接続された整流ダイオードと、このダイオードのカソードと接続されかつアー
スと接続されたコンデンサを有している。さらに、整流ダイオードとコンデンサ
との間に変換抵抗が接続されている。これによって、追従制御を信号振幅の変動
に適切にしかも容易に整合させることができる。
２つのダイオードを備えたクランプ回路を設け、第１のダイオードのカソード
を給電電圧源と、アノードを比較器の入力側と接続し、第２のダイオードのアノ
ードをアースと、カソードを比較器の入力側と接続することで、給電電圧の数倍
の大きさになり得る誘導式発信器信号の過度に大きい信号振幅が、容易に取り扱
える値に制限される。
さらに別の有利な実施形態によれば、電流源が比較器の入力側とは反対側の端
子で給電電圧源と接続されている。
この回路装置の有利な用途として、内燃機関におけるクランク軸の回転数およ
び／または角度位置の捕捉が挙げられる。この場合、ピーク値整流回路の時定数
をエンジンのダイナミック特性に整合することで、一時的な障害を抑圧できる。
次に、図面を参照しながら実施例に基づき本発明を詳細に説明する。
図１は、回路装置の基本原理を示す概略図である。
図２は、図１による回路装置をトリガ閾値に対する追従制御装置とともに示す
図である。
図３Ａおよび図３Ｂは、出力信号のスイッチング側縁に対するトリガ閾値の影
響を示す図である。
図４は、誘導式発信器信号をトリガ時点およびそれに属する出力信号ともに示
す図である。
図１には、誘導式発信器信号ＵGを処理する回路装置の基本原理が示されてい
る。誘導式発信器ＩＧはその一方の端子＋がアースされているのに対し、他方の
端子−は入力抵抗ＲＥを介して、所定の基本ヒステリシスを有する比較器ＫＯの
非反転入力側と接続されている。比較器ＫＯの反転入力側は基準電位ＵRとして
のアースと接続されている。このことでトリガ点は、０Ｖ＋ヒステリシス／２な
いし０Ｖ−ヒステリシス／２のところになる。
図２には、図１による回路装置に加えてトリガ閾値に対する振幅依存形の追従
制御装置の設けられた回路装置が示されている。誘導式発信器ＩＧと入力抵抗Ｒ
Ｅとの間に、回路抵抗ＲＳとこれに対しアノードで接続されている整流ダイオー
ドＤ３とコンデンサＣとから成る直列接続回路が接続されており、このコンデン
サの他方の端子はアースと接続されている。整流ダイオードＤ３のカソードとコ
ンデンサＣとの間に抵抗Ｒｘが接続されており、この抵抗の他方の端子は係数ｋ
による乗算のための回路素子を介して電流源ＳＱへ導
かれている。電流源ＳＱは一方の側で給電電圧源ＶＣＣと接続されており、他方
の側ではスイッチＳＣＨを介して比較器ＫＯの入力側＋と接続されている。スイ
ッチＳＣＨの操作入力側は、比較器ＫＯの出力側と接続されている。
回路抵抗ＲＳ、整流ダイオードＤ３およびコンデンサＣによりピーク値整流回
路が形成され、これは誘導式発信器信号ＵGの正の半波のピーク値を蓄える。回
路抵抗ＲＳにより、コンデンサＣを充電するための電流が制限される。回路抵抗
ＲＳを大きく選定すればするほど、電流信号の正の振幅に対していっそうわずか
にしか作用しない。蓄えられた電圧は、変換抵抗Ｒｘを介して重み付け電流ｉB
に変換される。振幅に依存するこの重み付け電流ｉBは、比較器ＫＯの入力側＋
に加わる電流源ＳＱに対する制御量として用いられる。電流源ＳＱは、誘導式発
信器信号における正の信号振幅から負の信号振幅へのゼロ点通過の検出に従って
スイッチオンされる。入力抵抗ＲＥを介して、比較器ＫＯの入力側＋における電
圧が値ｉB×ｋ×ＲＥだけ高められ、その結果、スイッチバック点も同じ大きさ
だけシフトされる。
上記の過程のスイッチング点が図４に示されており、この場合、信号振幅のゼ
ロ点通過時つまり基本トリガ閾値ＧＳＣＨＷにおけるスイッチング点と、スイッ
チバック点つまり追従制御されるスイッチバックトリ
ガ閾値ＳＣＨＷにおけるスイッチング点が、それによって生じる比較器ＫＯの出
力信号ＵAとともに示されている。
さらに図２によれば、２つのダイオードＤ１およびＤ２を有するクランプ回路
が設けられており、この場合、第１のダイオードＤ１のカソードは給電電圧源と
、そのアノードは比較器ＫＯの入力側＋と接続されており、他方、第２のダイオ
ードのアノードはアースと、そのカソードは比較器ＫＯの入力側＋と接続されて
いる。これにより、給電電圧ＶＣＣより何倍も高い値をとり得る誘導式発信器信
号が、ほぼ給電電圧ＶＣＣの値に制限される。
図４に示されているように、アース電位との関連づけにより、誘導式発信器信
号のゼロ点通過時に常に時間的に正確にトリガが行われ、その結果、出力信号ＵA
は実質的に時間誤差なく相応の側縁でスイッチングされることになる。スイッ
チバックトリガ閾値ＮＳＣＨＷの追従制御により比較的大きい信号振幅が利用さ
れ、これによりＳＮ比が改善される。誘導式発信器ＩＧの極性を逆にすることで
、たとえば基本トリガのために誘導式発信器信号ＵGにおける負の信号振幅から
正の信号振幅へのゼロ点通過を利用し、スイッチバックトリガのために立ち下が
りの信号側縁を利用することもできる。
図３Ａと図３Ｂには、たとえば振幅の半分の値に対
して追従制御されるトリガ閾値（図３Ａ）によって、一定のトリガ閾値ＦＳＣＨ
Ｗよりも時間誤差ｔが著しく抑圧される様子が示されている。それでもなお、ト
リガ閾値のこのような追従制御にあたり、非理想的な信号側縁または追従制御装
置の許容誤差に起因して、いくらか時間誤差の生じる可能性がある。時間誤差の
別の理由は、たとえば内燃機関のクランク軸の回転数検出および／または位置検
出の場合に、追従制御装置がエンジンのダイナミック特性に対して整合されてい
て、誘導式発信器信号の振幅に変化に対し直接的には従わないことである。ゼロ
点通過時の既述のトリガ動作によれば、これらの時間誤差が最小になる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Inductive oscillator signal processing circuit device
Conventional technology
The present invention relates to an inductive oscillator signal that has an amplitude dependence on a trigger threshold through an input resistor.
To one input of a comparator connected to the existing tracking control device,
The other input is connected to an inductive oscillator signal processing circuit at a reference potential.
You.
Circuit devices of this type are known within the applicant's enterprise. this
In such a circuit arrangement, the inductive oscillator signal is evaluated by a bridge circuit. This
The inductive oscillator signal through one half of the bridge
Pressure and supplied to one input of the comparator, while the other
The input side is also supplied with half the supply voltage via the other half of the bridge
Is done. In that case, each resistor in the inductive transmitter branch is generally provided individually.
In contrast, the resistors in the reference branch are advantageously integrated. As a result, the comparator input
Input current and input offset voltage, voltage tolerance of each integrated resistor, integrated
The temperature characteristics of each resistor, the voltage tolerance of each resistor provided separately,
Characteristics of each resistor, tolerance of inductive oscillator and temperature characteristics of inductive oscillator
Are accumulated. This allows small signal amplitudes to be reliably
It cannot be evaluated with gender. In addition, the trigger point may fluctuate over time.
The output pulse is not equal to the rotational speed of the rotating body detected by the inductive transmitter
However, the angle position is not always accurately reproduced. Such temporal fluctuations
For example, unstable movement of the transmitter wheel changes the air gap or causes amplitude modulation
May be caused by doing so. In other words, the time constant of the tracking controller is
Matching the dynamic characteristics of the
Not controlled. Also, the asymmetry and tolerance of components in the tracking control device
Or the movement of the side edges that creates intermittent resolution in the inductive oscillator signal
The inaccuracy may lead to additional time errors.
German Patent Publication No. 322 073 processes inductive oscillator signals
Still another circuit arrangement is shown. In this case, two different circuit parts are provided.
One part of the circuit is only used when the inductive oscillator signal is relatively small.
The other circuit part is relatively large inductive oscillator signal and switch.
Used for follow-up control of the switch-on trigger threshold. For this circuit device
A corresponding cost is required.
Advantages of the invention
The object of the invention is, therefore, to be noticeable in a circuit arrangement of the type mentioned at the outset.
Reliable evaluation of inductive oscillator signals with extremely low amplitude at low cost
In addition, the present invention is configured to avoid time errors sufficiently.
According to the invention, this object is achieved by a circuit device according to the preamble of claim 1,
Ground is selected as the reference potential and a certain basic trigger threshold is
Signal is set to pass through the zero point, and the tracking control device
This is solved by the following control of the switchback trigger threshold. like this
And internal and external voltage dividers are omitted and permanently connected to ground.
And the same potential is maintained, so that the basic hysteresis of the comparator is coupled to ground.
In the circuit device held and held and adopted as a premise, various tolerances and
It no longer fluctuates as would occur due to additional temperature drift. to this
Even significantly smaller amplitudes can be evaluated and / or significantly larger
A comparator having this hysteresis can be employed, and as a result, the S / N ratio can be increased.
Can be done. In addition, a constant basic trigger threshold is set to zero for inductive oscillator signals.
By setting to point passing, for example, a guided transmission taken out of the transmitter wheel
Error in the transmitter signal, even if the operation of the transmitter wheel is unstable
Accompanying amplitude modulation
Even if it is minimal. Also, in the conventional circuit device, in order to limit the time error,
The maximum follow-up control is often clamped to a relatively small value, while the switch
By enabling free control of the back trigger threshold tracking control
Also, a large SN ratio can be obtained. Yet another advantage of the circuit arrangement according to the invention is that
The required chip area during the connection is reduced, and the complexity of the connection is reduced.
You.
The circuit device is simpler to operate even more reliably,
It is something like That is, the tracking control device has a peak value rectifier circuit.
With this peak value rectifier circuit, the voltage peak value of one half wave can be stored.
The tracking control device is provided with a coefficient from the accumulated voltage peak value through a conversion resistor.
The weighted current is derived. And this weighted current is
Is supplied as a control variable to a current source connectable to the input side of the comparator.
When a zero crossing in either direction is detected, a switch connects the input to the comparator.
Switchback with respect to the inductive oscillator signal amplitude
When it is detected that the signal has passed the Riga threshold in the other direction, the switch
Separated from In this case, the operation input side of the switch is connected to the output side of the comparator.
By doing so, the switch can be operated easily.
According to another advantageous embodiment, the peak value rectifier circuit is
And the circuit resistance connected between the inductive oscillator and the input resistance, and this circuit resistance in series
A rectifier diode connected to the
And a capacitor connected to the capacitor. In addition, rectifier diodes and capacitors
And a conversion resistor is connected between them. This allows the tracking control to vary the signal amplitude.
Can be matched properly and easily.
Providing a clamp circuit with two diodes, the cathode of the first diode;
Is connected to the power supply voltage source, and the anode is connected to the input side of the comparator.
By connecting the power supply voltage to ground and the cathode to the input side of the comparator,
The excessively large signal amplitude of the inductive oscillator signal, which can be large, can easily be handled.
Value.
According to a further advantageous embodiment, the current source is connected to the end of the comparator opposite the input.
Connected to the power supply voltage source.
Advantageous applications of this circuit arrangement include the rotational speed of the crankshaft in internal combustion engines and
And / or capturing the angular position. In this case, the time constant of the peak value rectifier circuit
Is matched to the dynamic characteristics of the engine, it is possible to suppress a temporary failure.
Next, the present invention will be described in detail based on embodiments with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing the basic principle of the circuit device.
FIG. 2 shows the circuit arrangement according to FIG. 1 with a control device for following a trigger threshold.
FIG.
3A and 3B show the effect of the trigger threshold on the switching edge of the output signal.
It is a figure showing a sound.
FIG. 4 shows the inductive oscillator signal together with the trigger time and the output signal belonging to it.
FIG.
FIG. 1 shows an inductive oscillator signal UGThe basic principle of processing circuit devices is shown
You. Inductive oscillator IG has one terminal + grounded while the other terminal +
The terminal-is connected via an input resistor RE to a comparator KO having a predetermined basic hysteresis.
Connected to non-inverting input side. The inverting input side of the comparator KO has a reference potential U.RAs
Is connected to the ground. As a result, the trigger point is 0V + hysteresis / 2.
It becomes 0V-hysteresis / 2.
FIG. 2 shows, in addition to the circuit arrangement according to FIG.
A circuit arrangement provided with a control device is shown. Inductive oscillator IG and input resistance R
E and a rectifier diode connected to the circuit resistance RS and the anode between the circuit resistance RS
A series connection circuit composed of a capacitor D3 and a capacitor C is connected.
The other terminal is connected to the ground. The cathode of the rectifier diode D3
A resistor Rx is connected between the resistor Rx and the other terminal of the resistor Rx.
To the current source SQ via a circuit element for multiplication by
Has been. The current source SQ is connected on one side to the supply voltage source VCC,
Is connected to the input side + of the comparator KO via the switch SCH. Sui
The operation input side of the switch SCH is connected to the output side of the comparator KO.
Circuit for peak value rectification by circuit resistance RS, rectifier diode D3 and capacitor C
A path is formed, which corresponds to the inductive oscillator signal UGThe peak value of the positive half-wave is stored. Times
The current for charging the capacitor C is limited by the path resistance RS. Circuit resistance
The larger the RS, the smaller the positive amplitude of the current signal
Acts only on The stored voltage is applied to the weighted current i via the conversion resistor Rx.B
Is converted to This weighting current i depending on the amplitudeBIs the input side of the comparator KO +
Is used as a control amount for the current source SQ added to the current. The current source SQ is an inductive type
According to the detection of zero crossing from positive signal amplitude to negative signal amplitude in the receiver signal
Switched on. Via the input resistor RE, the voltage at the input + of the comparator KO
Pressure is value iB× k × RE, so the switchback point is the same size
Only shifted.
The switching points of the above process are shown in FIG. 4, where the signal amplitude is zero.
(B) when passing the point, that is, the switching point at the basic trigger threshold GSCHW,
Switchback trie that is controlled
The switching point at the threshold SCHW is determined by the output of the comparator KO.
Force signal UAIt is shown with
Further according to FIG. 2, a clamping circuit having two diodes D1 and D2
In this case, the cathode of the first diode D1 is connected to the power supply voltage source.
, Its anode is connected to the input + of the comparator KO, while the second diode
The anode of the circuit is connected to ground, and its cathode is connected to the input + of the comparator KO.
I have. As a result, the inductive oscillator signal which can take a value many times higher than the power supply voltage VCC.
Is limited to approximately the value of the supply voltage VCC.
As shown in FIG. 4, the inductive oscillator signal is associated with the ground potential.
Signal is always triggered exactly in time when passing through the zero point of the signal, so that the output signal UA
Will be switched at the corresponding side edges with substantially no time error. Switch
A relatively large signal amplitude is utilized by the tracking control of the threshold value NSCHW.
As a result, the SN ratio is improved. By reversing the polarity of the inductive transmitter IG
, For inductive oscillator signal U for basic triggeringGFrom the negative signal amplitude at
Utilizing the zero crossing to positive signal amplitude, the fall-off for switchback trigger
Other signal side edges can also be used.
3A and 3B show, for example, values corresponding to half the amplitude.
A trigger threshold FSCH is controlled by the trigger threshold (FIG. 3A).
It is shown that the time error t is more significantly suppressed than W. Still,
In such tracking control of the rig threshold, a non-ideal signal side edge or tracking control device is required.
There may be some time error due to placement tolerances. Time error
Another reason is, for example, detection of the rotational speed and / or position of the crankshaft of an internal combustion engine.
The tracking control is matched to the dynamic characteristics of the engine.
Thus, it does not directly follow changes in the amplitude of the inductive oscillator signal. zero
According to the above-described trigger operation at the time of passing a point, these time errors are minimized.
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フロントページの続き
(72)発明者 ベアーテ グレックナー
ドイツ連邦共和国 Ｄ−75417 ミューラ
ッカー フィンケンヴィー ゼンシュトラ
ーセ 15
(72)発明者 カロリ−ハインツ ネメート
ドイツ連邦共和国 Ｄ−71711 シュタイ
ンハイム−ムル ベンツシュトラーセ 56────────────────────────────────────────────────── ───
Continuation of front page
(72) Inventor Beate Glechner
Germany D-75417 Mula
Ker Finkenwienstr.
Source 15
(72) Inventor Calorie Heinz Nemate
Germany D-71711 Stey
Nheim-Mul Benzstrasse 56