JPH10503881A - 安定回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 急速始動型で、並列接続された少なくとも２つの蛍光ランプに電源供給する電子安定回路である。各ランプには、直列接続されたチョーク及びキャパシタの接続体が設けられている。インバータにより発生され、基本周波数を有する交番極性のパルス列が、直列接続体に対して出力される。各接続体は、基本周波数の少なくとも２倍であり、その奇数高調波を除く共振周波数により特徴づけられる。ランプの点灯に続き、フィラメント加熱における減少が、各フィラメントに与えられる実質的に位相が互いにずれている各フィラメントに対する電圧出力の加算を通して与えられる。

Description

【発明の詳細な説明】 安定回路 本発明は、ランプの点灯及び動作を行うための安定回路に係り、 周波数ｆ1 を有する電圧を発生するための電圧発生手段と、 第１の誘導手段及び第１の容量手段から成る第１の直列接続体を有する前記電 圧発生手段に結合され、この第１の直列接続体は第１の共振周波数ｆ10を有して いる、負荷回路と、 を有しており、ｎを偶数の整数として、ｎｆ1 ＜ｆ10＜（ｎ＋１）ｆ1 とな るように、数値設定が行われるものに関する。 そのような安定回路は、ヨーロッパ特許０５８３８３８Ａ２により知られてい る。この公知の安定回路により発生される周波数ｆ1 の電圧は実質的に矩形波形 であり、点灯及び運転期間中は同一の周波数ｆ1 を有している。例えば、ｎ＝２ の場合、ランプは、周波数ｆ1 を有する電圧の第３高調波により点灯される。そ の後、このランプは、周波数ｆ1 を有する同一の電圧により運転される。この理 由により、公知の安定回路は、比較的簡易なものとなっており、従って、比較的 安価なものとなっている。 ２又はそれ以上の予熱型蛍光ランプに電源供給する、従来の急速始動型安定回 路は、一般的に、一つを除く全ての両端に始動キャパシタを有して直列接続され ているランプを作動させる。始動キャパシタの使用は、一般に、ランプ始動時の グロー電流の増大をもたらす。グロー電流のこの増大は、しばしば、ランプの予 測寿命を低下させることになる。 ２又はそれ以上の予熱型蛍光ランプに電源供給する、従来の即時始動型安定回 路は、一般に、並列接続されているランプを運転する。各ランプの運転状態は、 他のランプの運転に依存している。並列接続されたランプのどれか一つの運転が 失敗した場合、ランプ負荷に変化が生じることになる。安定回路により出力され る電力とランプ負荷との不釣り合いが生じることになる。運転を維持している、 並列接続された各ランプの動作に、悪影響が及ぶことになる。換言すれば、これ らのランプは互いに他のランプから独立して動作されることはない。 したがって、２又はそれ以上の予熱型蛍光ランプに電源供給する、ランプ用安 定回路を提供することが望まれる。このランプは、他のランプから独立して動作 されるべきものである。グロー電流から生じるランプ寿命の低下は最小化される べきものである。この安定回路は、比較的スイッチング損失が低く、安全な開放 回路（すなわち、点灯前時）となる電圧及び電流レベルを有するべきである。改 良されたランプ用安定回路は、Ｌ−Ｃ接続回路の共振周波数よりも十分に低い唯 一つの周波数下で動作されるべきものである。 したがって、最初の段落で述べられる本発明による安定回路は、負荷回路が、 第２の誘導手段及び第２の容量手段より成り且つ第１の直列接続体に並列接続さ れている第２の直列接続体を有しており、前記第２の直列接続体は、ｎｆ1 ＜ｆ 20＜（ｎ＋１）ｆ1 となるように数値設定された第２の共振周波数ｆ20を持っ ている、ことを特徴としている。 動作周波数ｆ1 と共振周波数との間のこの関係を選択することにより、安全な 電圧及び電流のレベルが点灯前期間中に維持され得る。発生した信号は、点灯後 に適正なランプ電流がもたらされるのと同様に、ランプ点灯前は安全な非共振動 作をもたらす。安定な異なる運転周波数にスイッチングするためにランプの点灯 を検出するためのフィードバック回路を設けることは不要となる。 各ランプに付随して独立な共振回路を設けることにより、各ランプは互いに独 立に動作され得る。したがって、即時始動で並列の従来のランプの動作と異なり 、１又は２以上の不点灯は、残りのランプに適切に電源供給するにあたっての安 定 回路の動作に悪影響を及ぼすことはない。 数値設定を、２ｆ1 ＜ｆ10＜３ｆ1 及び ２ｆ1 ＜ｆ20＜３ｆ1 とした場 合に良好な結果が得られている。 好ましくは、周波数ｆ1 の電圧は実質的に矩形波である。そのような電圧は、 発生させるのが比較的容易である一方で、周波数（ｎ＋１）ｆ1 の高調波の量が 点灯を保障するのに充分な程に多くなっている。 本発明による安定回路の好ましい実施形態において、第１の容量手段は、動作 期間中は、第１のランプの両端間に結合し、第２の容量手段は第２のランプの両 端間に結合する。これは負荷回路の比較的簡単な構成を許容する。ランプの点灯 は、周波数（ｎ＋１）ｆ1 の高調波の影響下で起こるので、第１及び第２の容量 手段の容量を比較的小さく選択して、第１及び第２の容量手段を通って流れる電 極加熱電流もまた比較的小さくなるようにすることができる。これにより、ラン プの予測寿命は増大する。 本発明による安定回路の更に別の好ましい実施形態において、少なくとも２以 上のランプを運転するために、各ランプは第１及び第２のフィラメントを有して おり、前記負荷回路は、２次巻線を備えたトランス、第１のチョーク、第２のチ ョーク、第３のチョーク、第１の誘導手段の一部である第１の誘導要素、第２の 誘導手段の一部である第２の誘導要素、前記２次巻線の一部である第３の誘導要 素、を有しており、ランプ動作期間中は、第１のランプの第１のフィラメントが 第１のチョーク及び第１の誘導要素を有する直列接続体によりブリッジされ、第 ２のランプの第１のフィラメントが第２のチョーク及び第２の誘導要素を有する 直列接続体によりブリッジ接続され、両ランプの各第２のフィラメントは第３の チョーク及び第３の誘導要素から成る直列接続体によりブリッジ接続される、よ うになっている。適切な数値設定の手段により、点灯前においては、誘導手段の 電圧とチョークの電圧とは実質的に位相が互いに一致しており、一方、点灯後に おいては、誘導手段の電圧とチョークの電圧とは実質的に位相が互いに不一致に なっていることが理解される。ランプ点灯後のフィラメント加熱は、それ故、大 幅に低下し、システムの高効率化をもたらすことになる。良好な結果は、第３の チョークが２つの分離した誘導要素を含んでいる場合に得られる。 好ましくは、本発明による安定回路の発生手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、 このＤＣ−ＤＣコンバータを安定回路がスイッチオンされてから所定時間後に動 作させる手段とを含んでいる。ＤＣ−ＤＣコンバータの機能は、比較的低い振幅 を有する第１の直流電圧の他に、比較的高い振幅を有する第２の直流電圧を発生 することである。ＤＣ−ＤＣコンバータは安定した動作期間中にランプ電流の振 幅を増大させることを可能にする。しかしながら、安定回路がスイッチオンされ たすぐ後にＤＣ−ＤＣコンバータが動作された場合、電極加熱電流は、ランプの 予測寿命に好ましくない影響を及ぼす比較的高い振幅を持っている。安定回路が スイッチオンされてから所定時間後にのみＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるこ とにより、安定動作期間中におけるランプ電流を所望のレベルに増大させること ができる一方で、電極加熱電流の振幅を比較的低いレベルに維持することができ る。 本発明の充分な理解のために、添付図面に関する次の説明を参照されたい。す なわち、図１は本発明に関する安定回路の回路図であり、図２（ａ），図２（ｂ ）及び図２（ｃ）は、それぞれハーフブリッジインバータの出力電圧、その基本 周波数における出力電流、その第３高調波における出力電流についてのタイミン グ図であり、図３は本発明に係る安定回路の概略図である。 ここに示されている図は本発明の好ましい実施形態を描いたものである。この 好ましい実施形態では、ｎ＝２である。図面の一つ以上に示されているこれらの 要素／成分は、同様の参照数字／文字により特定されており、類似の構成及び動 作を有するものである。 さて、図１及び図２（ａ），２（ｂ）及び２（ｃ）を参照すると、平衡出力回 路１０は、方形波発生器１３の出力端子の両端に接続されたインダクタＬ及びキ ャパシタＣの直列接続体を少なくとも２つ有している。方形波発生器１３は、好 ましくは（限定されるわけではないが）、電圧Ｅ（すなわち、インバータ出力電 圧）を発生するハーフブリッジ・インバータである。ランプ負荷１６は、スイッ チＳＷを通して各キャパシタＣの両端に接続されている。スイッチＳＷは、単に 、ランプの点灯前状態及び点灯状態を模擬する目的のために示されている。各イ ンダクタＬを流れる電流Ｉは、基本周波数成分Ｉf1及び基本周波数成分の第３高 調波成分Ｉ3f1 を含んでいる。他の高次奇数高調波成分も存在するけれども、そ れらはかなり小さなものである。安定回路１０の動作に関する説明を容易にする ために、以後は、一つのＬ- Ｃ直列接続体のみについて説明することにするが、 各Ｌ−Ｃ接続体は同様に見られるべきであることを理解すべきである。 方形波電圧発生器１３は、基本周波数ｆ1 の正弦波と、第３次高調波周波数３ ｆ1 の正弦波を含む、基本周波数の奇数高調波とを生成する。 ランプ負荷１６の点灯前期間中における方形波発生器１３内のスイッチング損 失（一般的に電圧Ｅの立ち下がりエッジＥT における）を低くするためには、電 圧Ｅの変化期間中において、電流Ｉは誘導的（すなわち、電流が駆動電圧よりも 遅れること）である方が、容量的（すなわち、電流が駆動電圧よりも進むこと） であるよりも好ましい。この理由により、共振周波数ｆ0 は、２ｆ1 よりも高く 選択される。 共振周波数ｆ0 における安全でない電圧及び電流が発生しないことを確実にす るために、共振周波数ｆ0 は、また、第３高調波周波数３ｆ1 、及び、好ましく は、電圧Ｅの他の奇数高調波にも等しくならないようにすべきである。それ故、 本発明の一の実施形態の通り、インダクタＬ及びキャパシタＣは、 ２ｆ1 ＜ｆ0 ＜３ｆ1 が成立するように選択されるべきである。 共振周波数ｆ0 が上記不等式で定義される周波数領域内に入るように安定回路 １０を設計することにより、ランプ負荷１６の点灯前期間中における共振周波数 ｆ0 での安全でない電圧及び電流の発生が回避され、方形波発生器１３により与 えられる合計電流は、誘導的に維持される。従来の安定回路と同様に、電圧Ｅの 周波数を、ランプ負荷１６の点灯前期間中の共振周波数ｆ0 と他の異なる周波数 との間で、その後直ちに変化させる必要はない。電圧Ｅの周波数を共振周波数ｆ 0 から他の異なる動作周波数に変化させる時期を決定するため、ランプ負荷１６ の点灯を検出するように設計されたフィードバック回路を省略することができる 。本発明の一の好ましい実施形態の通り、安全で簡易な回路が、共振周波数ｆ0 を上記不等式で定義される領域内に維持することにより提供される。 本発明に係る安定回路２０が図３に示されている。ダッシュラインで示されて いる安定回路２０内の要素は、電磁干渉（ＥＭＩ）抑制フィルタ２３、全波整流 回路３０、プリコンディショナ４０、及びハーフブリッジ回路８０を有している 。 名目上は１２０Ｖ，６０ＨｚのＡＣ電源が、安定回路２０のライン（Ｌ）側入 力端子及びニュートラル（Ｎ）側入力端子に接続されている。１２０ＶのＡＣ電 圧（ＶLN）は、ここでは典型的目的のみのために述べられたものであって、それ に限定されるものではなく、ＥＭＩ抑制フィルタ２３に対して出力される。フィ ルタ２３は、入力された高周波成分に対してフィルタ動作を行い、ＥＭＩの伝導 及び放射を低下させる。 フィルタ２３の出力は、端子２４，２５を通して、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ 3 ，Ｄ4 を有する全波整流回路３０に出力される。ダイオードＤ1 のアノード及 びダイオードＤ2 のカソードは端子２４に接続されている。ダイオードＤ3 のア ノード及びダイオードＤ4 のカソードは端子２５に接続されている。ダイオード Ｄ1 ，Ｄ3 のカソードはプリコンディショナ４０の入力端子３１に接続されて いる。ダイオードＤ2 ，Ｄ4 のアノードは、プリコンディショナ４０の他方の端 子をまた形成している接地バスレール３２に接続されている。 プリコンディショナ４０は、出力端子４１，４２を有するブースト・コンバー タである。このブースト・コンバータは、チョークＬ3 、プリコンディショナ・ トランジスタＱ1 、ダイオードＤ5 、電解キャパシタＣE 、及びプリコンディシ ョナ制御回路５０を有している。チョークＬ3 及びダイオードＤ5 の直列接続体 は、入力端子３１と、入力端子４１及び電解キャパシタＣE のアノードとの間に 接続されている。チョークＬ3 及びダイオードＤ5 の共通端子はトランジスタＱ 1 の第１の主電極に接続されている。トランジスタＱ1 の他方の主電極は入力端 子３２、出力端子４２、及び電解キャパシタＣE のカソードに接続されている。 プリコンディショナ制御回路５０の出力端子はトランジスタＱ1 の制御電極に接 続されている。 図３に示されている安定回路の他の構成要素は、共にインバータ回路８０を形 成している。出力端子４１，４２は、スイッチング要素Ｑ6 ，Ｑ7 の直列接続体 により接続され、また、キャパシタＣ5 ，Ｃ6 の直列接続体によっても接続され ている。スイッチング要素Ｑ6 の制御電極はレベルシフタ６０の出力端子に接続 されている。スイッチング要素Ｑ7 の制御電極はハーフブリッジドライブ回路７ ０の出力端子に接続されている。スイッチング要素Ｑ6 ，Ｑ7 の共通端子Ａは、 トランスＴ4 を含む負荷回路により、キャパシタＣ5 ，Ｃ6 の共通端子Ｂに接続 されている。 トランスＴ4 は、１次巻線７１と、巻線部分７５及び巻線部分７７を持つ２次 巻線７３とを有している。巻線部分７５，７７は２次巻線７３のタップ７９にお いて共通接続されている。トランスＴ4 の１次巻線７１は、端子Ａと端子Ｂとの 間に接続されている。巻線部分７７の一端は、一対の直流遮断用キャパシタＣ11 ，Ｃ12を共に接続している接続点に接続されている。キャパシタＣ11，Ｃ12は、 ラ ンプ１及びランプ２が整流器として動作し始めた場合には直流電流分を遮断し、 これにより、それぞれがトランスＴ4 の飽和を防いでいる。 一対の平衡／電流制限用チョークＬ4 ，Ｌ5 は、それぞれキャパシタＣ11，Ｃ 12に直列に接続されている。チョークＬ4 は、タップ８５において共通接続され ている２つの部分９６，９７を有している。チョークＬ5 は、タップ８７におい て共通接続されている２つの部分９８，９９を有している。一対の補助巻線９１ ，９３及び抵抗Ｒ27は、トランスＴ4 の２次巻線７３のタップ７９と、ランプ１ のフィラメントＬＦ2 及びランプ２のフィラメントＬＦ4 の接続点との間に直列 に接続されている。フィラメントＬＦ2 ，ＬＦ4 は並列に接続されている。補助 巻線９１及び９３は、それぞれチョークＬ4 及びＬ5 に結合されている。 キャパシタＣ15は、一端が抵抗Ｒ25とチョークＬ4 のタップ８５との接続点に 接続されている。キャパシタＣ15の他端は、巻線部分７５、フィラメントＬＦ2 ，ＬＦ4 、及びキャパシタＣ16の接続点に接続されている。キャパシタＣ16は、 その他端が抵抗Ｒ26とチョークＬ5 のタップ８７との接続点に接続されている。 ２次巻線７３と結合している補助巻線９５は、チョークＬ4 の巻線部分９７とラ ンプ１のフィラメントＬＦ1 との間に接続されている。巻線部分９７、補助巻線 ９５、フィラメントＬＦ1 、及び抵抗Ｒ25は、共に直列に接続され、フィラメン トＬＦ1 の加熱を制御するための閉じた電路を形成している。同様に、２次巻線 ７３と結合している補助巻線１０１は、チョークＬ5 の巻線部分９９とランプ２ のフィラメントＬＦ3 との間に接続されている。巻線部分９９、補助巻線１０１ 、フィラメントＬＦ3 、及び抵抗Ｒ26は、共に直列に接続され、フィラメントＬ Ｆ3 の加熱を制御するための閉じた電路を形成している。 巻線部分７５、補助巻線９１，９３、抵抗Ｒ27、及びフィラメントＬＦ2 は、 共に直列に接続され、フィラメントＬＦ2 の加熱を制御するための閉じた電路を 形成している。同様に、巻線部分７５、補助巻線９１，９３、抵抗Ｒ27、及びフ ィラメントＬＦ4 は、共に直列に接続され、フィラメントＬＦ4 の加熱を制御す るための閉じた電路を形成している。 抵抗Ｒ25，Ｒ26及びR27は、それぞれフィラメントＬＦ1 ，ＬＦ3 及びＬＦ2 ／ＬＦ4 の両端間が短絡した場合に、電流の流れを制限する働きをする。瞬時の 短絡の場合、これらの抵抗は補助巻線を流れる合計電流を制限し、これにより、 直列接続された巻線が損傷されるのを防ぐ。フィラメントの両端間が長時間短絡 した場合、付設された抵抗は加熱されることなく開放されるであろう。さもなけ れば、安定回路２０内の他の構成要素を発火させてしまう危険がある。 チョークＬ4 及びキャパシタＣ15は、同調された共振回路を形成する。同様に 、チョークＬ5 及びキャパシタＣ16は、同調された共振回路を形成する。各共振 回路は同一の共振周波数に調整される。本発明による安定回路のこの実施形態で は、この同調された共振周波数は、構成成分の値を選択することにより、インバ ータ動作周波数の約２．５倍となる。キャパシタＣ15及びＣ16の値は、安全な開 放回路動作が提供されるように、すなわち、共振周波数が不等式 ２ｆ1 ＜ｆ0 ＜３ｆ1 により定義される範囲内になるように、選択される。したがって、安 定回路２０を保護するための回路を付加する必要がなくなる。 安定回路２０がターンオンされると、整流回路３０は端子Ｌ及びＮ間の低周波 数電源電圧を整流する。電解キャパシタＣE が充電され、ハーフブリッジ駆動回 路７０及びレベルシフタ６０は、スイッチング要素Ｑ6 ，Ｑ7 を交互に導通及び 非導通にする。結果として、１次巻線７１に交流電流が流れる。フィラメントＬ Ｆ1 ，ＬＦ2 ，ＬＦ3 及びＬＦ4 の予熱は、安定回路２０がターンオンされた後 、およそ最初の７５０ミリ秒の間に行われる。プリコンディショナ制御回路５０ は、図３では図示されていない遅延手段により、この７５０ミリ秒だけ遅延した 期間の後にのみターンオンされる。これらの遅延手段は、種々の異なる方法で実 現することができる。遅延手段は、例えば、安定回路がターンオンされた後、抵 抗を 通して充電されるキャパシタと、このキャパシタの電圧がプリコンディショナ制 御回路がターンオンされるような所定レベルに達した時にプリコンディショナ制 御回路を動作させる手段とにより実現することができる。本発明によれば、予熱 期間は約７５０ミリ秒に固定されることはなく、即時始動型蛍光ランプを動作さ せるためのどのような期間をも取り得ることを理解すべきである。この遅延期間 後に、プリコンディショナ制御回路５０はトランジスタＱ1 の導通及び非導通を 交互に行い、電解キャパシタＣE の電圧を上昇させる。補助巻線９１，９３は、 補助巻線９１，９３の両端に印加される電圧が、この予熱期間中において、巻線 部分７５の両端に印加される電圧に対して実質的に同位相で、及び実質的に付加 されるように、卷回されている。同様に、補助巻線９５，１０１は、補助巻線９ ５，１０１の両端に印加される電圧が、この予熱期間中において、巻線部分９７ ，９９の両端にそれぞれ発生する電圧に対して実質的に同位相で、及び実質的に 付加されるように、卷回されている。予熱期間中におけるこれらの補助巻線の両 端に発生する電圧は、それらの卷回数が比較的小さなことから見て、比較的小さ なものである。 一旦、ランプの点灯が発生すると、補助巻線９１，９３，９５，１０１の両端 間に発生する電圧は、それぞれ巻線部分７５，９７，９９の両端に印加される電 圧に対して実質的に異なる位相となり、そして実質的に差し引かれる（打ち消さ れる）。各ランプフィラメントの両端間電圧は、大幅に低減される。フィラメン ト加熱の低減（カットバック）は、それによってシステム効率を改善する。 プリコンディショナ制御回路５０がターンオンされるに先だって、安定回路２ ０が最初にターンオンされた時、およそ１２０Ｖの入力電圧は、トランスＴ4 の １次巻線７１の両端間に与えられるおよそ１７０Ｖのピーク間電圧となり、２次 巻線７３の両端間ではおよそ４００Ｖのピーク間電圧に昇圧される。 およそ７５０ミリ秒後に、プリコンディショナ制御回路５０は動作される。キ ャパシタＣE の両端間におよそ２３５Ｖの安定化された直流電圧が生成され、２ 次巻線７３の両端間におよそ５６０Ｖのピーク間電圧が発生する。この２次巻線 ７３の両端間電圧は、ランプ１及びランプ２を点灯するのに十分なものである。 一旦、ランプ１及びランプ２が点灯されると（すなわち、安定状態にあるランプ 動作中は）、各フィラメントの両端電圧は実質的に低減される。フィラメント電 圧におけるこの低減、及びその結果として起こるフィラメント加熱の低減は、フ ィラメントの両端間に与えられるかもしれない電圧の実質的な相殺を行う、補助 巻線９１，９３，９５，１０１の位相のずれた電圧に基づくものである。フィラ メントの両端間電圧は、第１の電圧及び第２の電圧の合計値として見ることがで き、第１の電圧及び第２の電圧は、ランプの点灯前には、互いに実質的に同位相 であり、ランプ点灯後は互いに実質的に異なる位相になっている。第１の電圧は 、巻線部分７５，９７，９９により生成される。第２の電圧は、補助巻線９１， ９３，９５，１０１により生成される。 点灯に続き、各ランプ電圧（すなわち、ランプ１又はランプ２の両端電圧）は 、それぞれ、チョークＬ4 又はチョークＬ5 の両端間の２次巻線７３の電圧の残 りと共に、およそ±２２０Ｖのピーク電圧に低下する。並列接続されるランプの 数は、所望に変化させることができるが、各直列接続されたチョークの値は、ラ ンプの安定動作期間中における所望のランプ電流を供給できるように選択される 。 さて、容易にわかるように、インバータ基本正弦波周波数ｆ1 を直列Ｌ−Ｃ出 力回路の共振周波数より充分低く維持することにより、ランプの点灯前期間中に 従来の安定回路において生成されていた、望ましくなく且つ安全でない高レベル の電圧及び電流が回避される。さらに、チョークＬ4 ，Ｌ5 及びキャパシタＣ15 ，Ｃ16の共振周波数が、不等式 ２ｆ1 ＜ｆ0 ＜３ｆ1 で定義されるように選 択されることにより、チョークＬ4 ，Ｌ5 及びキャパシタＣ15，Ｃ16の両端間電 圧 のレベル、及びそれらを流れる電流が、点灯前期間中は安全になり、充分に明確 になるであろう。 本発明は、急速始動で、並列で、及び独立なランプ動作を提供する。ランプが 直列接続されていた従来の急速始動運転と異なり、本発明は始動キャパシタの必 要性を回避し、それにより、始動期間中に発生するグロー電流のレベルを減少さ せる。ランプの長寿命化が提供される。従来の即時始動で且つ並列なランプ動作 と異なり、１又はそれ以上のランプの失敗は、残りのどのようなランプ動作にお ける挙動に対しても悪影響を及ぼさない。特に、各ランプに付随して独立の直列 共振回路（すなわち、チョークＬ4 及びキャパシタＣ15）が設けられていること により、各ランプは互いに独立して運転される。本発明による安定回路は、並列 接続された４つの急速始動型蛍光ランプを運転することができる。これら４つの ランプのうち１つ、２つ、又は３つが不作動になった場合、本発明による安定回 路は、まるで３つ、２つ、又は１つのランプ用に設計されているかのように、残 りのランプに対する動作を継続しようとする。換言すれば、ランプ負荷の変化は 、安定回路が残りのランプ負荷に適切に電源供給しようとする動作に悪影響を及 ぼすことはない。本発明によるさらに一般的な安定回路においては、共振周波数 ｆ0 を、方形波発生器により発生される方形波のインバータ基本周波数ｆ1 の少 なくともｎ倍からｎ＋１倍にすることができる（ｎは偶数の整数）。ただし、基 本周波数ｆ1 の高次奇数高調波に等しい周波数は除外するものとする。安定回路 ２０の安全でない動作（すなわち、直列Ｌ- Ｃ出力回路の共振動作）は、それ故 防止される。 さて、容易にわかるように、発生電圧（すなわち、図１の電圧Ｅ）は、直列接 続されたＬ- Ｃ回路の共振周波数よりもはるかに小さな周波数であり、それ故、 安全な開放回路（点灯前）電圧及び電流のレベルを供給する。この発生した信号 の周波数は、直列接続されたＬ- Ｃ回路の共振周波数ｆ0 に等しくなったり接近 したりすることはないので、点灯前に続いて変化させる必要はない。ランプ負荷 ＬＬの点灯を検出し別の安定したランプ動作周波数にスイッチング動作を行うた めのフィードバック回路を設ける必要はなくなる。ランプ負荷の点灯前期間中に 各直列Ｌ- Ｃ回路の共振周波数ｆ0 で動作させる必要をなくすことにより、直列 接続されたＬ- Ｃ回路用のキャパシタの値及び結果としての大きさは、通常用い られていた従来の直列接続されたＬ- Ｃ回路におけるものよりもはるかに小さく することができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 周波数ｆ1 を有する電圧を発生するための電圧発生手段と、 第１の誘導手段及び第１の容量手段から成る第１の直列接続体を有する前記電 圧発生手段に結合され、この第１の直列接続体は第１の共振周波数ｆ10を有して いる、負荷回路と、 を有しており、ｎを偶数の整数として、ｎｆ1 ＜ｆ10＜（ｎ＋１）ｆ1 とな るように、数値設定が行われるランプの点灯及び動作を行うための安定回路にお いて、 前記負荷回路は、第２の誘導手段及び第２の容量手段から成り、前記第１の直 列接続体に並列接続された第２の直列接続体を備えており、この第２の直列接続 体は、ｎｆ1 ＜ｆ20＜（ｎ＋１）ｆ1 となるように数値設定された第２の共振 周波数ｆ20を有する、 ことを特徴とする安定回路。 ２． 請求項１記載の安定回路において、 前記数値設定が、２ｆ1 ＜ｆ10＜３ｆ1 で且つ ２ｆ1 ＜ｆ20＜３ｆ1 と なるように行われる、安定回路。 ３． 請求項１又は２記載の安定回路において、 周波数ｆ1 を有する電圧は実質的に矩形波である、安定回路。 ４． 請求項１乃至３のいずれかに記載の安定回路において、動作期間中は、 第１の容量手段が第１のランプの両端間に結合され、第２の容量手段が第２のラ ンプの両端間に結合されている、安定回路。 ５． 少なくとも２以上のランプを動作させる請求項１乃至４のいずれかに記 載の安定回路において、 各ランプは第１及び第２のフィラメントを有しており、 前記負荷回路は、２次巻線を備えたトランス、第１のチョーク、第２のチョー ク、第３のチョーク、第１の誘導手段の一部である第１の誘導要素、第２の誘導 手段の一部である第２の誘導要素、前記２次巻線の一部である第３の誘導要素、 を有しており、 ランプ動作期間中は、第１のランプの第１のフィラメントが第１のチョーク及 び第１の誘導要素を有する直列接続体によりブリッジ接続され、第２のランプの 第１のフィラメントが第２のチョーク及び第２の誘導要素を有する直列接続体に よりブリッジ接続され、両ランプの各第２のフィラメントは第３のチョーク及び 第３の誘導要素から成る直列接続体によりブリッジされる、 ことを特徴とする安定回路。 ６． 請求項５記載の安定回路において、前記第３のチョークは、２つの分離 した誘導要素を有している、 ことを特徴とする安定回路。 ７． 請求項１乃至６のいずれかに記載の安定回路において、 前記電圧発生手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータを 、安定回路がスイッチオンしてから所定時間後に動作させる手段とを有している 、 ことを特徴とする安定回路。