JPH1042557A - Self-excited switching power supply unit - Google Patents
Self-excited switching power supply unitInfo
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- JPH1042557A JPH1042557A JP20761896A JP20761896A JPH1042557A JP H1042557 A JPH1042557 A JP H1042557A JP 20761896 A JP20761896 A JP 20761896A JP 20761896 A JP20761896 A JP 20761896A JP H1042557 A JPH1042557 A JP H1042557A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、簡素な構成でコス
ト低減を可能とする、自励式スイッチング電源装置の出
力電圧制御のための回路技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a circuit technology for controlling an output voltage of a self-excited switching power supply, which enables cost reduction with a simple configuration.
【0002】[0002]
【従来の技術】電源回路は、その駆動方式によって自励
発振方式と他励発振方式に大別され、自励発振方式は比
較的小容量の電源装置に採用される。この自励発振方式
(以下、自励式という)の電源装置の一例として、その
回路が図3に示すような構成を有するものが存在する。
図3において、1a、1bは、それぞれ高電位側と低電
位側の入力端子を示し、2a、2bは高電位側と低電位
側の出力端子を示しており、以下のような接続構成によ
り電源装置を形成している。2. Description of the Related Art A power supply circuit is roughly classified into a self-excited oscillation system and a separately excited oscillation system according to its driving system, and the self-excited oscillation system is employed in a power supply device having a relatively small capacity. As an example of the self-excited oscillation type (hereinafter referred to as self-excited type) power supply device, there is one having a circuit having a configuration as shown in FIG.
In FIG. 3, reference numerals 1a and 1b denote input terminals on the high potential side and low potential side, respectively, and reference numerals 2a and 2b denote output terminals on the high potential side and low potential side, respectively. Forming device.
【0003】入力端子1aをPNP型トランジスタによ
るスイッチングトランジスタQ1のエミッタ及びトラン
スTの帰還巻線(4次巻線)N4の一端に接続し、スイ
ッチングトランジスタQ1のベースと帰還巻線N4の他
端との間に抵抗R2とコンデンサC3を接続する。スイ
ッチングトランジスタQ1のコレクタはトランスTの1
次巻線N1を介して入力端子1bに接続し、入力端子1
a、1b間にコンデンサC1を接続する。トランスTの
2次巻線N2の一端は整流ダイオードD1を介して出力
端子2aに接続し、他端は出力端子2bに接続し、出力
端子2a、2b間に平滑コンデンサC2を接続する。ト
ランスTの検出巻線(3次巻線)N3の一端はダイオー
ドD2のカソードに接続し、検出巻線N3の他端は入力
端子1bに接続する。An input terminal 1a is connected to the emitter of a switching transistor Q1 formed of a PNP transistor and one end of a feedback winding (quaternary winding) N4 of a transformer T, and the base of the switching transistor Q1 and the other end of the feedback winding N4. Between the resistor R2 and the capacitor C3. The collector of the switching transistor Q1 is 1
The input terminal 1b is connected to the input terminal 1b through the next winding N1.
A capacitor C1 is connected between a and 1b. One end of the secondary winding N2 of the transformer T is connected to the output terminal 2a via the rectifier diode D1, the other end is connected to the output terminal 2b, and a smoothing capacitor C2 is connected between the output terminals 2a and 2b. One end of a detection winding (tertiary winding) N3 of the transformer T is connected to the cathode of the diode D2, and the other end of the detection winding N3 is connected to the input terminal 1b.
【0004】ダイオードD2のアノードと検出巻線N3
の他端との間にコンデンサC5と抵抗R4を並列に接続
し、ダイオードD2のカソードをさらに定電圧ダイオー
ドZD1のアノードに接続する。定電圧ダイオードZD
1のカソードはNPN型の制御用トランジスタQ2のベ
ースに接続し、制御用トランジスタQ2のコレクタは抵
抗R3を介してスイッチングトランジスタQ1のベース
に接続し、制御用トランジスタQ2のエミッタは入力端
子1bに接続する。制御用トランジスタQ2のベースと
入力端子1aとの間にバイアス用の抵抗R1を接続し、
制御用トランジスタQ1のベースと入力端子1bの間に
コンデンサC6を接続する。なお、ダイオードD1及び
ダイオードD2は、スイッチングトランジスタQ2がオ
フ状態となった時に2次巻線N2あるいは検出巻線N3
に発生する電圧に対して、それぞれ順方向となるように
接続されているものとする。The anode of the diode D2 and the detection winding N3
, A capacitor C5 and a resistor R4 are connected in parallel, and the cathode of the diode D2 is further connected to the anode of the constant voltage diode ZD1. Constant voltage diode ZD
The cathode of 1 is connected to the base of an NPN-type control transistor Q2, the collector of the control transistor Q2 is connected to the base of a switching transistor Q1 via a resistor R3, and the emitter of the control transistor Q2 is connected to the input terminal 1b. I do. A bias resistor R1 is connected between the base of the control transistor Q2 and the input terminal 1a,
A capacitor C6 is connected between the base of the control transistor Q1 and the input terminal 1b. The diode D1 and the diode D2 are connected to the secondary winding N2 or the detection winding N3 when the switching transistor Q2 is turned off.
Are connected in such a manner as to be in the forward direction with respect to the voltage generated in the above.
【0005】このような構成とした回路の概略の動作は
以下のようになっている。入力端子1a、1b間に電圧
が印加されると、制御用トランジスタQ2のベースには
抵抗R1を介して電流が流入し、制御用トランジスタQ
2のコレクタ、エミッタ間が導通する。制御用トランジ
スタQ2が導通状態となることによりスイッチングトラ
ンジスタQ1のベースに電流が流れ始め、スイッチング
トランジスタQ1のコレクタ、エミッタ間が導通する。
すると1次巻線N1に電流が流れ、トランスTの各巻線
には、それぞれ図3中の極性印(・)側を高電位とした
電圧が発生する。この時、帰還巻線N4に発生する電圧
によりスイッチングトランジスタQ1のベース、エミッ
タ間は一層の順方向バイアスを受け、スイッチングトラ
ンジスタQ1はオン状態となる。[0005] The schematic operation of the circuit having such a configuration is as follows. When a voltage is applied between the input terminals 1a and 1b, a current flows into the base of the control transistor Q2 via the resistor R1, and the control transistor Q2
2 conducts between the collector and the emitter. When the control transistor Q2 is turned on, a current starts to flow to the base of the switching transistor Q1, and the collector and the emitter of the switching transistor Q1 are turned on.
Then, a current flows through the primary winding N1, and a voltage is generated in each winding of the transformer T with the polarity mark (•) side in FIG. At this time, a further forward bias is applied between the base and the emitter of the switching transistor Q1 by the voltage generated in the feedback winding N4, and the switching transistor Q1 is turned on.
【0006】1次巻線N1を流れる電流は、1次巻線N
1のインダクタンスにより時間と共に増加し、やがてそ
の時のベース電流によって決定されるスイッチングトラ
ンジスタQ1の最大のコレクタ電流に等しい大きさに達
すると、その電流値は増加しなくなる。するとトランス
Tの各巻線に発生していた電圧の値が急激に低下し、ス
イッチングトランジスタQ1のベース、エミッタ間の順
方向バイアスが低下する。この順方向バイアスの低下に
よってスイッチングトランジスタQ1のコレクタ電流、
すなわち1次巻線N1を流れる電流が減少し、1次巻線
N1にはそれまでとは逆方向の電圧が発生する。この
時、トランスTの各巻線に現れる電圧は極性印側を低電
位とする方向に反転し、帰還巻線N4に発生する電圧は
スイッチングトランジスタQ1のベース、エミッタ間に
逆バイアスを与え、スイッチングトランジスタQ1をオ
フ状態へ移行させる。The current flowing through the primary winding N1 is
When the current reaches a value equal to the maximum collector current of the switching transistor Q1 determined by the base current at that time, the current value stops increasing. Then, the value of the voltage generated in each winding of the transformer T sharply decreases, and the forward bias between the base and the emitter of the switching transistor Q1 decreases. Due to the decrease of the forward bias, the collector current of the switching transistor Q1,
That is, the current flowing through the primary winding N1 decreases, and a voltage in the opposite direction to that of the current is generated in the primary winding N1. At this time, the voltage appearing in each winding of the transformer T is inverted in a direction in which the polarity mark side is set to a low potential, and the voltage generated in the feedback winding N4 applies a reverse bias between the base and the emitter of the switching transistor Q1. Q1 is turned off.
【0007】トランスTに蓄積されていたエネルギーは
2次巻線N2より放出され、やがてトランスTの各巻線
に発生していた極性印側を低電位とする電圧は、その値
を急激に低下させる。するとスイッチングトランジスタ
Q1のベース、エミッタ間には、その順方向にコンデン
サC3の充電電圧が印加され、さらにスイッチングトラ
ンジスタQ1のベースから制御用トランジスタQ2のコ
レクタへ電流が流れ始める。その結果、スイッチングト
ランジスタQ1のコレクタ、エミッタ間が導通し、1次
巻線N1に電流が流れる。この1次巻線N1を流れる電
流により、トランスTの各巻線には極性印側を高電位と
した電圧が発生し、以後、前記した動作過程を繰り返
す。[0007] The energy stored in the transformer T is released from the secondary winding N2, and the voltage at which the polarity mark side generated in each winding of the transformer T has a low potential is rapidly reduced. . Then, the charging voltage of the capacitor C3 is applied between the base and the emitter of the switching transistor Q1 in the forward direction, and a current starts to flow from the base of the switching transistor Q1 to the collector of the control transistor Q2. As a result, the collector and the emitter of the switching transistor Q1 conduct, and a current flows through the primary winding N1. Due to the current flowing through the primary winding N1, a voltage is generated in each winding of the transformer T with the polarity-marked side at a high potential, and thereafter, the above-described operation process is repeated.
【0008】ここでスイッチングトランジスタQ1がオ
フ状態である時、トランスTの検出巻線N3に発生する
電圧は2次巻線N2に発生する電圧に比例した値とな
る。そのためダイオードD2を介して充電されたコンデ
ンサC5の端子間電圧は、ほぼ出力電圧に相当した値と
なる。このコンデンサC5の端子間電圧が、基準電圧を
与える定電圧ダイオードZD1を介して制御用トランジ
スタQ2のベース、エミッタ間に印加されることによ
り、制御用トランジスタQ2は出力電圧に応じてそのコ
レクタ電流を変化させるようになる。制御用トランジス
タQ2のコレクタ電流の変化はスイッチングトランジス
タQ1のべース電流及びコンデンサC3の充放電時間を
変化させ、スイッチングトランジスタQ1のオンデュー
ティを出力電圧に応じて制御するようになる。このよう
な動作過程により、図3の回路の自励発振動作と定電圧
制御動作が行われる。Here, when the switching transistor Q1 is off, the voltage generated in the detection winding N3 of the transformer T has a value proportional to the voltage generated in the secondary winding N2. Therefore, the voltage between the terminals of the capacitor C5 charged via the diode D2 has a value substantially corresponding to the output voltage. When the voltage between the terminals of the capacitor C5 is applied between the base and the emitter of the control transistor Q2 via a constant voltage diode ZD1 for providing a reference voltage, the control transistor Q2 generates a collector current according to the output voltage. To change. The change in the collector current of the control transistor Q2 changes the base current of the switching transistor Q1 and the charge / discharge time of the capacitor C3, and controls the on-duty of the switching transistor Q1 according to the output voltage. By such an operation process, the self-excited oscillation operation and the constant voltage control operation of the circuit of FIG. 3 are performed.
【0009】[0009]
【発明が解決しようとする課題】図3に示す回路は、そ
の出力電圧の制御をトランスに設けた3次巻線(検出巻
線)を利用するために3次側制御とも呼ばれる制御方式
を採用しており、安価で容易に絶縁型の電源装置が得ら
れることから、広く自励式の電源回路に使用されてい
る。しかしこの定電圧制御には、検出巻線N3にダイオ
ードD2、コンデンサC5によって形成される整流平滑
回路が必要であり、ここでコンデンサC5には大容量の
素子が要求される。また制御用トランジスタQ2がノイ
ズによって誤動作を起こさないようにするために、実際
に回路を構成する時にはコンデンサC6を制御用トラン
ジスタQ2のベース、エミッタ間に付加する必要が有
る。このコンデンサC5を大容量化することとコンデン
サC6を付加することの2つの要求事項は、図3に示す
構成の電源装置の一層のコスト低減を困難にさせてい
た。従って本発明は、定電圧制御のために大容量のコン
デンサを必要とせず、回路構成が簡素でコスト低減が可
能な自励式スイッチング電源装置を提供することを目的
とする。The circuit shown in FIG. 3 employs a control method called tertiary control in order to control the output voltage by using a tertiary winding (detection winding) provided in a transformer. Since it is easy to obtain an insulated power supply device at a low cost, it is widely used in a self-excited power supply circuit. However, this constant voltage control requires a rectifying / smoothing circuit formed by the diode D2 and the capacitor C5 in the detection winding N3, and a large-capacity element is required for the capacitor C5. In order to prevent the control transistor Q2 from malfunctioning due to noise, it is necessary to add a capacitor C6 between the base and the emitter of the control transistor Q2 when actually configuring the circuit. The two requirements of increasing the capacity of the capacitor C5 and adding the capacitor C6 make it difficult to further reduce the cost of the power supply device having the configuration shown in FIG. SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a self-excited switching power supply device that does not require a large-capacity capacitor for constant voltage control, has a simple circuit configuration, and can reduce cost.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの1
次巻線に接続したスイッチング素子にオン、オフ動作を
行わせることによりトランスの各巻線に電圧を誘起し、
トランスの帰還巻線に発生した電圧信号をスイッチング
素子の制御端子に入力して自励発振を行わせ、トランス
の2次巻線に発生した電圧より出力電圧を得る自励式ス
イッチング電源装置において、トランスの2次巻線に発
生する電圧に相当する電圧を得るための検出巻線、スイ
ッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、検出巻
線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる電圧信号
を受け取り、スイッチング素子のオンデューティを制御
する制御用トランジスタ、制御用トランジスタの制御端
子と入力端子との間に接続されたインピーダンス回路及
び、制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端と
の間に接続された容量素子、を具備することを特徴とす
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention relates to a transformer.
By causing the switching element connected to the next winding to perform on and off operations, a voltage is induced in each winding of the transformer,
In a self-excited switching power supply device, a voltage signal generated in a feedback winding of a transformer is input to a control terminal of a switching element and self-oscillation is performed to obtain an output voltage from a voltage generated in a secondary winding of the transformer. A main current path is connected to a control winding of a detection winding for obtaining a voltage corresponding to a voltage generated in a secondary winding of the switching element, and a voltage obtained from a difference between a voltage generated in the detection winding and a reference voltage. A control transistor for receiving the signal and controlling the on-duty of the switching element; an impedance circuit connected between the control terminal of the control transistor and the input terminal; and a control transistor of the control transistor and one end of the main current path. And a capacitor connected between them.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】スイッチングトランジスタのベー
スと入力端子との間に制御用トランジスタの主電流路を
接続する。制御用トランジスタのベースは、基準電圧を
与える定電圧素子と整流素子を介してトランスの検出巻
線の一端に接続し、検出巻線の他端を制御用トランジス
タと入力端子の接続点に接続する。制御用トランジスタ
のベースと入力端子の間にバイアス用の抵抗素子を接続
し、制御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデ
ンサを接続する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A main current path of a control transistor is connected between a base of a switching transistor and an input terminal. The base of the control transistor is connected to one end of a detection winding of a transformer via a constant voltage element for providing a reference voltage and a rectifying element, and the other end of the detection winding is connected to a connection point between the control transistor and an input terminal. . A bias resistor is connected between the base of the control transistor and the input terminal, and a capacitor is connected between the collector and the base of the control transistor.
【0012】[0012]
【実施例】簡素な構成でコスト低減を可能とした本発明
による自励式スイッチング電源装置の回路を図1に示し
た。図1の回路で図3の従来の回路と相違している所は
定電圧制御を行うための回路部分で、以下のような構成
としている。なお図1と図3の回路で同一の構成要素に
対しては同一の符号を付与してある。トランスTの検出
巻線N3の一端はダイオードD2のカソードに接続し、
検出巻線N3の他端は入力端子1bに接続する。ダイオ
ードD2のアノードは定電圧ダイオードZD1のアノー
ドに接続し、定電圧ダイオードZD1のカソードは制御
用トランジスタQ2のベースに接続する。制御用トラン
ジスタQ2のコレクタは抵抗R3を介してスイッチング
トランジスタQ1のベースに接続し、制御用トランジス
タQ2のエミッタは入力端子1bに接続する。制御用ト
ランジスタQ2のベースと入力端子1aの間に抵抗R1
を接続し、制御用トランジスタQ2のコレクタ、ベース
間にコンデンサC4を接続する。なお、上記した構成以
外の回路構成については、図1と図3で同一となってい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a circuit of a self-excited switching power supply according to the present invention, which is capable of reducing costs with a simple configuration. The circuit shown in FIG. 1 is different from the conventional circuit shown in FIG. 3 in a circuit for performing constant voltage control, and has the following configuration. The same reference numerals are given to the same components in the circuits of FIGS. 1 and 3. One end of the detection winding N3 of the transformer T is connected to the cathode of the diode D2,
The other end of the detection winding N3 is connected to the input terminal 1b. The anode of diode D2 is connected to the anode of constant voltage diode ZD1, and the cathode of constant voltage diode ZD1 is connected to the base of control transistor Q2. The collector of the control transistor Q2 is connected to the base of the switching transistor Q1 via the resistor R3, and the emitter of the control transistor Q2 is connected to the input terminal 1b. A resistor R1 is connected between the base of the control transistor Q2 and the input terminal 1a.
And a capacitor C4 is connected between the collector and base of the control transistor Q2. The circuit configuration other than the above-described configuration is the same in FIG. 1 and FIG.
【0013】この図1に示す回路の自励発振のための動
作は、図3の従来の回路と同じ動作過程によって行われ
るので、その説明は省略する。一方、図1の示す回路の
定電圧制御のための動作はコンデンサC4によって以下
のようになる。スイッチングトランジスタQ1がオフ状
態である時、トランスTの検出巻線N3には、その波高
値がほぼ出力電圧に相当する電圧が発生する。この時、
検出巻線N3に発生した電圧と定電圧ダイオードZD1
に与えられる基準電圧との電圧差によって、制御用トラ
ンジスタQ2のベースから定電圧ダイオードZD1の方
向に電流が流れる。この電流によってコンデンサC4
は、制御用トランジスタQ2のコレクタ側の端子が高電
位となるように充電される。The operation for self-excited oscillation of the circuit shown in FIG. 1 is performed by the same operation process as that of the conventional circuit shown in FIG. 3, and a description thereof will be omitted. On the other hand, the operation for constant voltage control of the circuit shown in FIG. 1 is performed as follows by the capacitor C4. When the switching transistor Q1 is in the off state, a voltage whose peak value substantially corresponds to the output voltage is generated in the detection winding N3 of the transformer T. At this time,
The voltage generated in the detection winding N3 and the constant voltage diode ZD1
, A current flows from the base of the control transistor Q2 toward the constant voltage diode ZD1. This current causes the capacitor C4
Is charged so that the terminal on the collector side of the control transistor Q2 has a high potential.
【0014】ここでコンデンサC4は、図1の中では制
御用トランジスタQ2のコレクタ、ベース間に接続され
ているが、この構成ではトランジスタ素子のミラー効果
によって、コンデンサC4の静電容量の値に制御用トラ
ンジスタQ2の電流増幅率βを乗じた大きさの静電容量
を有する容量素子が、制御用トランジスタQ2のベー
ス、エミッタ間に接続されていると見なすこともでき
る。このことから、コンデンサC4の充電電圧によって
は制御用トランジスタQ2の動作状態が変化することが
理解される。コンデンサC4の充電電圧は、制御用トラ
ンジスタQ2のベースから定電圧ダイオードZD1の方
向へ流れる電流の大きさ、すなわち出力電圧の大きさに
よって変化し、これにより制御用トランジスタQ2の動
作状態は出力電圧によって決定されることになる。従っ
て制御用トランジスタQ2は、出力電圧に応じてスイッ
チングトランジスタQ1のベース電流及びコンデンサC
3の充放電時間を変化させ、その結果としてスイッチン
グトランジスタQ1のオンデューティを制御する。Here, the capacitor C4 is connected between the collector and the base of the control transistor Q2 in FIG. 1, but in this configuration, the capacitance of the capacitor C4 is controlled by the Miller effect of the transistor element. It can also be considered that a capacitance element having a capacitance multiplied by the current amplification factor β of the control transistor Q2 is connected between the base and the emitter of the control transistor Q2. From this, it is understood that the operation state of the control transistor Q2 changes depending on the charging voltage of the capacitor C4. The charging voltage of the capacitor C4 changes depending on the magnitude of the current flowing from the base of the control transistor Q2 toward the constant voltage diode ZD1, that is, the magnitude of the output voltage, whereby the operating state of the control transistor Q2 depends on the output voltage. Will be determined. Therefore, the control transistor Q2 is connected to the base current of the switching transistor Q1 and the capacitor C according to the output voltage.
3, the on / duty of the switching transistor Q1 is controlled.
【0015】このように図1に示す回路では、制御用ト
ランジスタQ2のコレクタ、ベース間に接続したコンデ
ンサC4は、図3の回路におけるコンデンサC5と同様
に、図1の回路の定電圧制御動作に寄与している。これ
に加えて、ミラー効果によって制御用トランジスタQ2
のベース、エミッタ間に容量素子が等価的に存在すると
見なされることから、このコンデンサC4は、図3の回
路におけるコンデンサC6と同様に、制御用トランジス
タQ2の誤動作防止に寄与することも明らかである。そ
して先にも述べたように、ミラー効果によって制御用ト
ランジスタQ2のベース、エミッタ間に等価的に存在す
る容量素子は、コンデンサC4の実際の静電容量に電流
増幅率βをを乗じた値の静電容量を有すると見なされる
ため、コンデンサC4には、図3のコンデンサC5、C
6に比べてはるかに小さい静電容量を有する素子を使用
することが可能となる。As described above, in the circuit shown in FIG. 1, the capacitor C4 connected between the collector and the base of the control transistor Q2 controls the constant voltage control operation of the circuit of FIG. 1 similarly to the capacitor C5 in the circuit of FIG. Has contributed. In addition to this, the control transistor Q2
It is apparent that the capacitor C4 contributes to the prevention of malfunction of the control transistor Q2, similarly to the capacitor C6 in the circuit of FIG. . As described above, the capacitance element equivalently present between the base and the emitter of the control transistor Q2 due to the Miller effect has a value obtained by multiplying the actual capacitance of the capacitor C4 by the current amplification factor β. The capacitor C4 includes capacitors C5 and C5 shown in FIG.
6, it is possible to use an element having a much smaller capacitance than that of 6.
【0016】さらに図1に示す回路では、定電圧制御の
ための基準電圧を定電圧ダイオードZD1により得てお
り、その定電圧ダイオードZD1とダイオードD2が相
互のアノードを接続した形で直列接続されている。この
構成によれば、ダイオードD2の順方向降下電圧の温度
特性が定電圧ダイオードZD1のツェナー電圧の温度特
性を相殺し、その基準電圧値の変動を抑制するように作
用する。このため図1の回路構成では、従来、定電圧ダ
イオード素子を基準電圧源として使用する場合において
問題となっていた、周囲温度に対する出力電圧の安定度
が補償され、改善されるという付帯効果を得ることがで
きる。Further, in the circuit shown in FIG. 1, a reference voltage for constant voltage control is obtained by a constant voltage diode ZD1, and the constant voltage diodes ZD1 and D2 are connected in series with their anodes connected to each other. I have. According to this configuration, the temperature characteristic of the forward drop voltage of the diode D2 cancels the temperature characteristic of the zener voltage of the constant voltage diode ZD1, and acts to suppress the fluctuation of the reference voltage value. For this reason, the circuit configuration of FIG. 1 has an additional effect of compensating and improving the stability of the output voltage with respect to the ambient temperature, which has conventionally been a problem when using a constant voltage diode element as a reference voltage source. be able to.
【0017】図2には本発明の別の実施例による自励式
スイッチング電源装置の回路を示した。図2の回路は図
1の回路と比較してトランスTの巻線構造が異なってお
り、具体的には、3枚の鍔によって2つの巻線巻装部を
形成したトランス装置を使用し、第1の巻線巻装部に1
次巻線N1、2次巻線N2、帰還巻線N4の各巻線を巻
回し、第2の巻線巻装部に巻線N5、検出巻線N6を巻
回したものとしている。ここで、第1の巻線巻装部の各
巻線と第2の巻線巻装部の各巻線は中央の鍔(磁性体)
によって仕切られ、磁気的結合は非常に小さいものとす
る。トランス装置において同一の巻線巻装部に数多くの
巻線を巻回すると、製品毎の各巻線間の結合にバラツキ
が発生する。このため、検出巻線(図1中のN3)を使
用することで定電圧制御を行う電源装置の出力電圧が、
製品によって多少の誤差を生じるという事態が起こる。FIG. 2 shows a circuit of a self-excited switching power supply according to another embodiment of the present invention. The circuit of FIG. 2 is different from the circuit of FIG. 1 in the winding structure of the transformer T. Specifically, a transformer device in which two winding winding portions are formed by three flanges is used. 1 for the first winding part
Each winding of the secondary winding N1, the secondary winding N2, and the feedback winding N4 is wound, and the winding N5 and the detection winding N6 are wound around the second winding winding portion. Here, the respective windings of the first winding part and the respective windings of the second winding part are located at the center flange (magnetic material).
And the magnetic coupling is very small. When a large number of windings are wound around the same winding winding portion in a transformer device, variations occur in the coupling between the windings of each product. Therefore, the output voltage of the power supply device that performs constant voltage control by using the detection winding (N3 in FIG. 1) is
A situation occurs in which some errors occur depending on the product.
【0018】図2の実施例の回路はこの欠点を改善した
もので、2次巻線N2と巻線N5を並列接続することに
より、直接、2次巻線N2に発生する電圧を巻線N5に
印加し、その巻線N5に印加された電圧に相当する電圧
を検出巻線N6に発生させるようにしている。つまり図
2の検出巻線N6には、図1における検出巻線N3と同
様に、2次巻線N2に発生する電圧に相当する電圧が得
られることになる。ここで巻線N5と検出巻線N6は、
同一の巻線巻装部に巻回される巻線が2つだけであるの
で、結合を高く、しかも結合のバラツキを小さくするこ
とができ、これにより電源装置の出力電圧が製品によっ
て誤差を生じるという事態を回避することができる。こ
の図2に示した回路の動作は図1の回路と同じであるの
で、動作の説明は省略する。The circuit of the embodiment of FIG. 2 solves this disadvantage. By connecting the secondary winding N2 and the winding N5 in parallel, the voltage generated in the secondary winding N2 can be directly applied to the winding N5. And a voltage corresponding to the voltage applied to the winding N5 is generated in the detection winding N6. That is, a voltage corresponding to the voltage generated in the secondary winding N2 is obtained in the detection winding N6 in FIG. 2, as in the detection winding N3 in FIG. Here, the winding N5 and the detection winding N6 are
Since only two windings are wound on the same winding part, the coupling can be increased and the variation of the coupling can be reduced, so that the output voltage of the power supply unit causes an error depending on the product. That situation can be avoided. Since the operation of the circuit shown in FIG. 2 is the same as that of the circuit of FIG. 1, the description of the operation will be omitted.
【0019】なお、図1、図2に示す本発明の実施例で
は、スイッチング素子としてPNP型バイポーラトラン
ジスタを使用した電源装置について例示している。しか
し、スイッチング素子としてNPN型トランジスタを使
用した電源装置に対しても本発明を適用することは可能
である。ただし、その場合の具体的な構成として、図
1、図2の回路における制御用トランジスタQ2にはP
NP型トランジスタを使用し、各素子に印加される電圧
が逆となるように各素子及び巻線の極性を反転させる必
要がある。In the embodiments of the present invention shown in FIGS. 1 and 2, a power supply device using a PNP-type bipolar transistor as a switching element is illustrated. However, the present invention can be applied to a power supply device using an NPN transistor as a switching element. However, as a specific configuration in that case, the control transistor Q2 in the circuits of FIGS.
It is necessary to use an NP transistor and invert the polarity of each element and the winding so that the voltage applied to each element is reversed.
【0020】また、スイッチングトランジスタQ1、制
御用トランジスタQ2にMOS FET等の他の半導体
素子を使用しても構わない。そして、図2におけるトラ
ンスTは、第1の巻線巻装部に1次巻線N1、2次巻線
N2、帰還巻線N4を巻回し、第2の巻線巻装部に巻線
N5、検出巻線N6を巻回した一つのトランス装置を使
用した場合を想定している。しかし、図2の回路におい
て、一つの独立したトランス装置に1次巻線N1、2次
巻線N2、帰還巻線N4を巻回し、他の独立したトラン
ス装置に巻線N5、検出巻線N6を巻回した構成として
も良い。Further, another semiconductor element such as a MOS FET may be used for the switching transistor Q1 and the control transistor Q2. The transformer T in FIG. 2 has a primary winding N1, a secondary winding N2, and a feedback winding N4 wound around a first winding winding portion, and a winding N5 wound around a second winding winding portion. It is assumed that one transformer device wound with the detection winding N6 is used. However, in the circuit of FIG. 2, the primary winding N1, the secondary winding N2, and the feedback winding N4 are wound around one independent transformer device, and the winding N5 and the detection winding N6 are wound around another independent transformer device. May be wound.
【0021】[0021]
【発明の効果】以上に述べたように本発明は、スイッチ
ング素子のベースに制御用トランジスタを接続し、制御
用トランジスタのベースと検出巻線の一端との間に定電
圧ダイオードと整流用のダイオードを直列に接続し、制
御用トランジスタのコレクタ、ベース間にコンデンサを
接続する構成を特徴としている。この制御用トランジス
タのコレクタ、ベース間に接続されたコンデンサは、従
来の電源装置における定電圧制御用のコンデンサと誤動
作防止用のコンデンサの両方の機能を合わせ持ち、しか
もその静電容量は小さくて済む。このため本発明によれ
ば、従来の電源装置で必要としていた大きな静電容量の
コンデンサを必要とせず、合わせて回路構成も簡素なた
め、自励式スイッチング電源装置のコスト低減が可能と
なる。さらに、定電圧制御用の基準電圧源として定電圧
ダイオードを使用しても、出力電圧の安定度が高い自励
式スイッチング電源装置とすることができるという効果
も合わせて得ることができる。As described above, according to the present invention, a control transistor is connected to the base of a switching element, and a constant voltage diode and a rectifying diode are connected between the base of the control transistor and one end of a detection winding. Are connected in series, and a capacitor is connected between the collector and the base of the control transistor. The capacitor connected between the collector and the base of this control transistor has both functions of a constant voltage control capacitor and a malfunction prevention capacitor in the conventional power supply device, and furthermore, its capacitance can be small. . For this reason, according to the present invention, since a capacitor having a large capacitance required in the conventional power supply device is not required and the circuit configuration is simple, the cost of the self-excited switching power supply device can be reduced. Furthermore, even if a constant voltage diode is used as a reference voltage source for constant voltage control, the effect that a self-excited switching power supply device with high stability of output voltage can be obtained can also be obtained.
【図1】 本発明による自励式スイッチング電源装置の
実施例の回路図。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a self-excited switching power supply according to the present invention.
【図2】 本発明による自励式スイッチング電源装置の
他の実施例の回路図。FIG. 2 is a circuit diagram of another embodiment of the self-excited switching power supply according to the present invention.
【図3】 従来の自励式スイッチング電源装置の一例の
回路図。FIG. 3 is a circuit diagram of an example of a conventional self-excited switching power supply.
1a、1b 入力端子 2a、2b 出力端子 C4 コンデンサ D2 ダイオード N1 1次巻線 N2 2次巻線 N3 検出巻線 N4 帰還巻線 N5 巻線 N6 検出巻線 Q1 スイッチングトランジスタ Q2 制御用トランジスタ T トランス ZD1 定電圧ダイオード 1a, 1b Input terminal 2a, 2b Output terminal C4 Capacitor D2 Diode N1 Primary winding N2 Secondary winding N3 Detection winding N4 Feedback winding N5 winding N6 Detection winding Q1 Switching transistor Q2 Controlling transistor T Transformer ZD1 Constant Voltage diode
Claims (3)
ング素子にオン、オフ動作を行わせることにより該トラ
ンスの各巻線に電圧を誘起し、該トランスの帰還巻線に
発生した電圧信号を該スイッチング素子の制御端子に入
力して自励発振を行わせ、該トランスの2次巻線に発生
した電圧より出力電圧を得る自励式スイッチング電源装
置において、 該トランスの2次巻線と磁気的に結合し、該2次巻線に
発生する電圧に相当する電圧が得られる検出巻線、 該スイッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、
該検出巻線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる
電圧信号を受け取り、該スイッチング素子のオンデュー
ティを制御する制御用トランジスタ、 該制御用トランジスタの制御端子と入力端子との間に接
続されたインピーダンス回路及び、 該制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端との
間に接続された容量素子、を具備することを特徴とする
自励式スイッチング電源装置。1. A voltage is induced in each winding of a transformer by causing a switching element connected to a primary winding of the transformer to turn on and off, and a voltage signal generated in a feedback winding of the transformer is applied to the switching element. In a self-excited switching power supply device which inputs to a control terminal of a switching element to perform self-excited oscillation and obtains an output voltage from a voltage generated in a secondary winding of the transformer, A detection winding coupled to obtain a voltage corresponding to a voltage generated in the secondary winding; a main current path connected to a control terminal of the switching element;
A control transistor for receiving a voltage signal obtained from a difference between a voltage generated in the detection winding and a reference voltage, and controlling an on-duty of the switching element; connected between a control terminal of the control transistor and an input terminal; A self-excited switching power supply, comprising: an impedance circuit; and a capacitor connected between a control terminal of the control transistor and one end of a main current path.
ング素子にオン、オフ動作を行わせることにより該トラ
ンスの各巻線に電圧を誘起し、該トランスの帰還巻線に
発生した電圧信号を該スイッチング素子の制御端子に入
力して自励発振を行わせ、該トランスの2次巻線に発生
した電圧より出力電圧を得る自励式スイッチング電源装
置において、 該トランスの2次巻線と電気的に接続された巻線と磁気
的に結合し、該2次巻線に発生する電圧に相当する電圧
が得られる検出巻線、 該スイッチング素子の制御端子に主電流路が接続され、
該検出巻線に発生した電圧と基準電圧の差から得られる
電圧信号を受け取り、該スイッチング素子のオンデュー
ティを制御する制御用トランジスタ、 該制御用トランジスタの制御端子と入力端子との間に接
続されたインピーダンス回路及び、 該制御用トランジスタの制御端子と主電流路の一端との
間に接続された容量素子、を具備することを特徴とする
自励式スイッチング電源装置。2. A voltage is induced in each winding of the transformer by turning on and off a switching element connected to a primary winding of the transformer, and a voltage signal generated in a feedback winding of the transformer is applied to the switching element. In a self-excited switching power supply device, which inputs to a control terminal of a switching element to perform self-excited oscillation and obtains an output voltage from a voltage generated in a secondary winding of the transformer, A detection winding that is magnetically coupled to the connected winding and obtains a voltage corresponding to a voltage generated in the secondary winding; a main current path is connected to a control terminal of the switching element;
A control transistor for receiving a voltage signal obtained from a difference between a voltage generated in the detection winding and a reference voltage, and controlling an on-duty of the switching element; connected between a control terminal of the control transistor and an input terminal; A self-excited switching power supply, comprising: an impedance circuit; and a capacitor connected between a control terminal of the control transistor and one end of a main current path.
して、定電圧ダイオードを使用することを特徴とする、
請求項1あるいは請求項2に記載した自励式スイッチン
グ電源装置。3. A constant voltage diode is used as a reference voltage source for obtaining the reference voltage.
The self-excited switching power supply device according to claim 1.
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JP08207618A JP3107518B2 (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Self-excited switching power supply |
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JPH1042557A true JPH1042557A (en) | 1998-02-13 |
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CN104935194A (en) * | 2014-11-28 | 2015-09-23 | 成都冠深科技有限公司 | Non-linear negative feedback switching voltage-stabilized power supply based on constant current protection |
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