JPH0315423B2 - - Google Patents
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- JPH0315423B2 JPH0315423B2 JP59151713A JP15171384A JPH0315423B2 JP H0315423 B2 JPH0315423 B2 JP H0315423B2 JP 59151713 A JP59151713 A JP 59151713A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP H0315423 B2 JPH0315423 B2 JP H0315423B2
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- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は各種電気機器の電源回路やニツカド電
池等の充電用電源として使用されるスイツチング
制御型電源回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Field of Industrial Application The present invention relates to a switching control type power supply circuit used as a power supply circuit for various electrical devices and a power supply for charging NiCd batteries and the like.
(ロ) 従来の技術
序述の如きスイツチング制御型電源回路にはコ
ンバータトランスを使用したブロツキング発振タ
イプのものがあり、その一例として特開昭58−
175973号公報に記載されている第３図のものが挙
げられる。(b) Prior art The switching control type power supply circuit as mentioned in the introduction includes a blocking oscillation type that uses a converter transformer.
An example is the one shown in FIG. 3 described in Japanese Patent No. 175973.
第３図の電源回路は大別すると、入力整流部１
と、ブロツキング発振部２と、コンバータトラン
ス３と、誤差検出部４と、制御回路部５と、出力
整流部６から構成されており、基本的には次の動
作を行なう。即ち、電源スイツチSWの投入時に
入力整流部１から起動電流ISがスイツチングトラ
ンジスタTR4のベースに供給されてブロツキング
発振部２が起動され、起動後の定常状態では制御
回路部５によつて、上記スイツチングトランジス
タTR4のターンオフタイミングを誤差検出部４の
出力に応じて制御するようになつている。以下、
この定常状態の動作について説明する。 The power supply circuit in Figure 3 can be roughly divided into input rectifier section 1
, a blocking oscillation section 2, a converter transformer 3, an error detection section 4, a control circuit section 5, and an output rectification section 6, and basically performs the following operations. That is, when the power switch SW is turned on, the starting current I S is supplied from the input rectifying section 1 to the base of the switching transistor TR 4 to start the blocking oscillator 2, and in the steady state after starting, the starting current IS is supplied to the base of the switching transistor TR4. , the turn-off timing of the switching transistor TR4 is controlled in accordance with the output of the error detection section 4. below,
This steady state operation will be explained.
定常状態に於いて、スイツチングトランジスタ
TR4がターンオン（その動作原理は後に説明）す
ると、このトランジスタ及び入力巻線N1を通つ
て電流Ii（第４図Ｂ）が流れ、この電流Iiによつて
Ｅ点には時間につれて増大する負電圧が発生す
る。ここで、スイツチングトランジスタTR4のそ
れ以前のオフ期間には帰還兼検出巻線N3の一端
ｉから流れる電流Irによつてターンオフ用のコン
デンサC5は図示の極性に充電されている。そし
て、制御トランジスタTR2のエミツタ即ちＭ点
は、ラインL0に対しＥ点の電位と上記コンデン
サC5の両端間電圧の和に相当する負電位（第４
図ＩのVM）であるから、この電位VMがスイツチ
ングトランジスタTR4のオン期間では時間につれ
て低下（負の値が増大）して行くことになる。 In steady state, the switching transistor
When TR 4 is turned on (the principle of its operation will be explained later), a current Ii (Fig. 4B) flows through this transistor and the input winding N 1 , and this current Ii increases with time to point E. Negative voltage is generated. Here, during the off-period of the switching transistor TR4 , the turn-off capacitor C5 is charged to the polarity shown in the figure by the current Ir flowing from one end i of the feedback/detection winding N3 . The emitter of the control transistor TR2 , that is, the point M , has a negative potential (the fourth
VM ) in FIG. I, this potential VM decreases (increases in negative value) with time during the ON period of the switching transistor TR4 .
一方、誤差検出トランジスタTR1のコレクタと
ラインL0の間に接続された抵抗R7，R8間の分圧
中点Ｎは、検出兼帰還巻線N3の両端ｉ，ｋ間の
電圧をダイオードD6とコンデンサC3で整流平滑
して得るラインL0，L1間の直流電圧を誤差検出
トランジスタTR1でツエナーダイオードD5の電
圧と比較した結果に応じた負電位（第４図Ｉの
VN）となつている。このため、先のＭ点がＮ点
の電位よりも低下した時に、制御トランジスタの
TR2がオンとなつてTR3もオンになり、これによ
つてターンオフ用コンデンサC5→コレクタ電流
検出用抵抗R11→スイツチングトランジスタTR4
のエミツタ・ベース間→制御トランジスタTR3→
抵抗R10→上記コンデンサC5の経路で逆バイアス
電流が流れ、スイツチングトランジスタTR4がタ
ーンオフする。その後、このトランジスタTR4
は、次にこれが再びターンオンされるまで、前記
巻線N3の端子ｉ，ｊ間の逆電圧（第４図Ｆ）に
よつてオフ状態に保持される。 On the other hand, the voltage division midpoint N between the resistors R 7 and R 8 connected between the collector of the error detection transistor TR 1 and the line L 0 corresponds to the voltage between both ends i and k of the detection/feedback winding N 3 . The DC voltage between the lines L 0 and L 1 obtained by rectification and smoothing by the diode D 6 and capacitor C 3 is compared with the voltage of the Zener diode D 5 by the error detection transistor TR 1 . of
VN ). Therefore, when the potential of the previous point M drops below the potential of the N point, the control transistor
When TR 2 is turned on, TR 3 is also turned on, thereby turning off the capacitor C 5 → collector current detection resistor R 11 → switching transistor TR 4
Between the emitter and base of → control transistor TR 3 →
A reverse bias current flows through the path from resistor R 10 to capacitor C 5 , and switching transistor TR 4 is turned off. Then this transistor TR 4
is held off by the reverse voltage across terminals i, j of said winding N3 (FIG. 4F) until it is then turned on again.
次に、スイツチングトランジスタTR4の上記オ
フ状態からのターンオンは、以下のようにして行
なわれる。即ち、上記トランジスタTR4のオフ期
間には入力巻線N1のインダクタンスと分布容量
による共振動作が行なわれ、この共振電流が電流
Iiの方向に反転すると、それによつて巻線N3の端
子ｊから図示の経路で正帰還電流（第４図Ｅのオ
ン期間参照）が流れるので、この正帰還動作によ
つて上記トランジスタTR4はターンオンし、前述
の動作によつて再びターンオフされるまでオン状
態を持続する。 Next, the switching transistor TR4 is turned on from the off state as described below. That is, during the off-period of the transistor TR 4 , a resonant operation occurs due to the inductance and distributed capacitance of the input winding N 1 , and this resonant current becomes a current.
When reversed in the direction Ii, a positive feedback current (see the ON period in FIG. 4E) flows from the terminal j of the winding N 3 in the path shown, and this positive feedback action causes the transistor TR 4 to is turned on and remains on until it is turned off again by the operation described above.
スイツチングトランジスタTR4のこのようなオ
ン、オフ動作によつて、コンバータトランス３の
出力巻線N2には第４図Ｈの如き矩形波電圧が現
われ、そのオフ期間部分の電圧がダイオードD9
とコンデンサC9によつて直流出力電圧として取
り出される。それと共に、上記出力電圧に略比例
した電圧が前述のラインL0，L1間に得られる。
そして、この電圧が電源入力電圧や出力整流部６
の負荷状態によつて変化すると、Ｎ点即ち制御ト
ランジスタTR2のベース電位が変化するので、ス
イツチングトランジスタTR4のターンオフタイミ
ングが変化して定電圧制御されるのである。例え
ば、直流出力電圧が上昇したときは前記ライン
L0，L1間の電圧が増大してＮ点の電位が上昇す
るので、スイツチングトランジスタTR4のターン
オフタイミングが早くなり、その結果、オン期間
が短くなつて上記直流出力電圧が低下する訳であ
る。 Due to such on/off operations of the switching transistor TR4 , a rectangular wave voltage as shown in FIG .
and is taken out as a DC output voltage by capacitor C9 . At the same time, a voltage approximately proportional to the output voltage is obtained between the lines L 0 and L 1 .
This voltage is then used as the power supply input voltage or the output rectifier 6.
When the load condition changes, the N point, that is, the base potential of the control transistor TR2 changes, so the turn-off timing of the switching transistor TR4 changes and constant voltage control is performed. For example, when the DC output voltage increases,
Since the voltage between L 0 and L 1 increases and the potential at point N rises, the turn-off timing of the switching transistor TR 4 becomes earlier, and as a result, the on period becomes shorter and the above DC output voltage decreases. It is.
(ハ) 発明が解決しようとする問題点
第３図の従来回路は上述のように動作するが、
次のような問題点を有している。即ち、第３図の
回路は、その負荷電流対直流出力電圧特性を示す
第５図から分るように負荷電流が所定値以下のと
きに定電圧制御が行なわれるが、この定電圧制御
範囲が電源入力電圧の大小に応じて第５図の破線
のように変化することである。なぜなら、第５図
のＡ点が電源回路から取り出される最大電力点を
表わしており、このＡ点でスイツチングトランジ
スタTR4のコレクタ電流のピーク値Icp（第４図Ｄ
参照）が最大になるが、このIcpは上記トランジ
スタTR4の正帰還電流If即ちオン期間のベース電
流IB1（第４図Ｅ参照）のβ倍として決まり、且
つ、このIB1の大きさが入力巻線N1に印加される
電源入力電圧に比例するからである。(c) Problems to be solved by the invention Although the conventional circuit shown in FIG. 3 operates as described above,
It has the following problems. In other words, in the circuit shown in Fig. 3, constant voltage control is performed when the load current is less than a predetermined value, as can be seen from Fig. 5, which shows the load current vs. DC output voltage characteristics. It changes as shown by the broken line in FIG. 5 depending on the magnitude of the power supply input voltage. This is because point A in Fig. 5 represents the maximum power point extracted from the power supply circuit, and at this point A, the peak value Icp of the collector current of switching transistor TR4 (D in Fig. 4) is reached.
(see Fig. 4E), but this Icp is determined as β times the positive feedback current If of the transistor TR 4 , that is, the base current I B1 during the on period (see Fig. 4E), and the magnitude of I B1 is This is because it is proportional to the power supply input voltage applied to the input winding N1 .
このように電源入力電圧に応じて定電圧制御範
囲が変化すると言うことは、上記入力電圧の最も
高い場合を考慮して、スイツチングトランジスタ
TR4にコレクタ定格電流やコレクタ・エミツタ間
耐電圧の大きいものを使用したり、出力整流部６
のコンデンサC9に高耐圧のものを使用しなけれ
ばならず、従つて、回路が大型となり安価に実現
できないことを意味する。このことは上述のよう
な定電圧制御型の電源回路だけでなく、定電流制
御型の電源回路についても同様である。即ち、定
電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに
応じて定電流制御範囲が変化することになる。 The fact that the constant voltage control range changes depending on the power supply input voltage means that the switching transistor
Use TR 4 with a high collector rated current and collector-emitter withstand voltage, or
A high-voltage capacitor must be used for the capacitor C9 , which means that the circuit becomes large and cannot be realized at low cost. This applies not only to the constant voltage control type power supply circuit as described above, but also to the constant current control type power supply circuit. That is, in the case of a constant current control type, the constant current control range changes depending on the magnitude of the power supply input voltage.
そこで、本発明では、上記の点を考慮し、電源
回路の最大出力電力点が略一点に固定されるよう
にして、スイツチングトランジスタにコレクタ定
格電流及びコレクタ・エミツタ間耐電圧の小さい
ものを使用できると共に、出力整流部の平滑用コ
ンデンサにも低耐圧のものが使用できるようにし
て回路の小型化、低廉化を画ろうとしている。 Therefore, in the present invention, in consideration of the above points, the maximum output power point of the power supply circuit is fixed to approximately one point, and a switching transistor having a small collector rated current and a small collector-emitter withstand voltage is used. At the same time, we are trying to make the circuit smaller and cheaper by using a low-voltage smoothing capacitor in the output rectifier.
(ニ) 問題点を解決するための手段
本発明は、直流入力に対してコンバータトラン
スの入力巻線とスイツチングトランジスタのコレ
クタ、エミツタ間を直列に接続し、スイツチング
トランジスタを制御することによつて前記トラン
スの出力巻線に接続された整流平滑回路から安定
化直流出力を取り出す電源回路に於て、
前記出力巻線の基準電位点Ｐに一端が接続さ
れ、他端がこの基準電位点に対して負電位となる
補助出力巻線と、
前記基準電位点と負荷との間に接続された負荷
電流検出抵抗と、
一方のベースに基準電圧が供給され、他方のベ
ースに前記負荷電流検出抵抗の他端が接続される
と共に、共通エミツタに前記補助出力巻線の他端
が接続された作動対トランジスタで構成される第
１の誤差検出回路と、
前記整流平滑回路から得る直流出力電圧の変動
を検出する第２の誤差検出回路を設け、
前記第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流と
前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、そ
の各検出出力に応じて前記スイツチングトランジ
スタのスイツチングタイミングが制御されるよう
にしたスイツチング制御型電源回路である。(d) Means for solving the problem The present invention connects the input winding of the converter transformer and the collector and emitter of the switching transistor in series with respect to the DC input, and controls the switching transistor. In a power supply circuit that takes out a stabilized DC output from a rectifying and smoothing circuit connected to the output winding of the transformer, one end is connected to a reference potential point P of the output winding, and the other end is connected to this reference potential point. an auxiliary output winding that has a negative potential with respect to the load; a load current detection resistor connected between the reference potential point and the load; a reference voltage being supplied to one base and the load current detection resistor connected to the other base. a first error detection circuit composed of a working pair transistor, the other end of which is connected to the other end of the auxiliary output winding, and the other end of the auxiliary output winding is connected to a common emitter; A second error detection circuit is provided to detect the error detection circuit, and the first and second error detection circuits selectively operate according to the states of the load current and the output voltage, and the switching is performed according to each detected output. This is a switching control type power supply circuit in which the switching timing of a transistor is controlled.
(ホ) 作用
第１第２の誤差検出回路が先の整流平滑回路の
前記電流・電圧状態に応じて選択的に動作するの
で、電源入力電圧の変化に対して必ず上記第１第
２誤差検出回路の一方の出力によつて定電圧制御
または定電流制御が行なわれることになり、その
結果、電源回路から取り出し得る最大出力電力が
上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固定され
る。(e) Effect Since the first and second error detection circuits selectively operate according to the current and voltage states of the rectifying and smoothing circuit, the first and second error detection circuits are always activated in response to changes in the power supply input voltage. Constant voltage control or constant current control is performed by one output of the circuit, and as a result, the maximum output power that can be extracted from the power supply circuit is fixed at a constant value regardless of changes in the input voltage.
(ヘ) 実施例
第１図は本発明の一実施例を示しており、第３
図の従来回路と対応部分に同一図番を付して説明
すると、この実施例では特に出力整流部６と誤差
検出部４を次のように構成した点を特徴としてい
る。即ち、出力整流部６には主出力巻線N2aと直
列に補助出力巻線N2bが設けられ、且つ、上記主
出力巻線N2a側の平滑回路がコンデンサC9，C11
とチヨークコイルCHによつて構成されており、
上記コンデンサC9，C11の一方の端子間に負荷電
流検出用の抵抗R16が直列に接続されている。そ
して、この出力整流部６の出力ラインL2，L3間
の直流電圧を動作電源として誤差検出部４を構成
する第１第２の誤差検出回路４Ａ，４Ｂが設けら
れている。(f) Example Figure 1 shows an example of the present invention, and Figure 3 shows an example of the present invention.
The explanation will be given by assigning the same figure numbers to parts corresponding to the conventional circuit shown in the figure.This embodiment is particularly characterized in that the output rectifying section 6 and the error detecting section 4 are configured as follows. That is, the output rectifier 6 is provided with an auxiliary output winding N 2b in series with the main output winding N 2a , and the smoothing circuit on the side of the main output winding N 2a includes capacitors C 9 and C 11 .
It is composed of a chiyoke coil CH,
A resistor R 16 for detecting load current is connected in series between one terminal of the capacitors C 9 and C 11 . First and second error detection circuits 4A and 4B, which constitute the error detection section 4, are provided using the DC voltage between the output lines L2 and L3 of the output rectification section 6 as an operating power source.
前記第１誤差検出回路４ＡはラインL2，L3間
に流れる負荷電流ILの変動を検出するものであ
り、ラインL2とＰ点との間に差動対トランジス
タTR5，TR6のコレクタ・エミツタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツエナーダイオードZD1
の基準電圧を抵抗R18，R19とで分圧する可変抵
抗VR1の摺動子に接続され、他方のベースが抵抗
R22を介して前記ラインL3に接続されており、前
記トランジスタTR6のコレクタ電流がフオトカツ
プラ７内の発光ダイオードを通つて流れるように
なつている。また、第２誤差検出回路４Ｂはライ
ンL2，L3間に得る直流出力電圧の変動を検出す
るものであり、前記差動対の一方のトランジスタ
TR6のコレクタにトランジスタTR7のコレクタが
接続され、エミツタにツエナーダイオードZD2に
よつて基準電圧が与えられると共に、ベースが前
記ラインL2，L3間の出力電圧を抵抗R24，R25と
で分圧する可変抵抗VR2の摺動子に接続された構
成となつている。そして、前記フオトカツプラ７
内の受光トランジスタのコレクタ・エツタ間は、
制御回路部５のトランジスタTR2のベースバイア
ス用の分圧抵抗の二つR8，R7に並列に接続され
ている。 The first error detection circuit 4A detects fluctuations in the load current I L flowing between the lines L 2 and L 3 , and connects the differential pair transistors TR 5 and TR 6 between the line L 2 and the point P. The collector and emitter are connected, and the base of one is a Zener diode ZD 1
It is connected to the slider of the variable resistor VR 1 which divides the reference voltage of the resistor R 18 and R 19 , and the other base is connected to the slider of the variable resistor VR 1.
It is connected to the line L 3 via R 22 so that the collector current of the transistor TR 6 flows through the light emitting diode in the photocoupler 7 . Further, the second error detection circuit 4B is for detecting fluctuations in the DC output voltage obtained between the lines L 2 and L 3 , and is for detecting fluctuations in the DC output voltage obtained between the lines L 2 and L 3.
The collector of a transistor TR 7 is connected to the collector of TR 6 , the emitter is given a reference voltage by a Zener diode ZD 2 , and the base is connected to the output voltage between the lines L 2 and L 3 through resistors R 24 and R 25. It has a configuration in which it is connected to the slider of a variable resistor VR 2 that divides the voltage between and. And the photo cutlet 7
The distance between the collector and the edge of the photodetector transistor in
It is connected in parallel to two voltage dividing resistors R 8 and R 7 for base bias of the transistor TR 2 of the control circuit section 5.
なお、この実施例ではコンバータトランス３の
巻線N3のｉ，ｋ間は、後述するようにｉ，ｊ間
の制御トランジスタTR2のベース・エミツタ間に
略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用さ
れるので、上記巻線N3は前述の従来回路ほどに
は出力巻線N2a，N2bに密結合しなくてもよい。 In this embodiment, the voltage between i and k of the winding N3 of the converter transformer 3 is used only to provide a substantially constant bias voltage between the base and emitter of the control transistor TR2 between i and j, as will be described later. Since the winding N 3 is used, the winding N 3 need not be coupled as tightly to the output windings N 2a and N 2b as in the conventional circuit described above.
また、補助出力巻線N2bを設けたのは、差動対
トランジスタTR5，TR6を動作させるためにＰ点
を基準とする負電圧を必要とするからである。 The auxiliary output winding N 2b is provided because a negative voltage with respect to point P is required to operate the differential pair transistors TR 5 and TR 6 .
さて、斯る実施例に於いて、制御トランジスタ
TR2，TR3によるスイツチングトランジスタTR4
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターン
オン動作は第３図の従来回路と同一であるから、
ここでは本発明で特徴とする第１第２誤差検出回
路４Ａ，４Ｂによる制御動作についてのみ説明す
る。 Now, in such an embodiment, the control transistor
Switching transistor TR 4 with TR 2 and TR 3
The turn-off operation of this transistor and the turn-on operation of this transistor are the same as those of the conventional circuit shown in FIG.
Here, only the control operation by the first and second error detection circuits 4A and 4B, which is a feature of the present invention, will be explained.
今、出力整流部６のラインL2，L3間に接続さ
れた負荷回路８のインピーダンスが充分大きく
て、上記ラインL2，L3間に第２図に示す定電圧
V0を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサC11を電流源として上記負荷回路
８に流れる電流（負荷電流）ILは第２図のIL0以下
であり、従つて検出用抵抗R16を通つて流れる上
記コンデンサC11への充電電流IC（この電流は上記
負荷電流ILに略等しい）も小さい。それゆえ、上
記抵抗R16の一端Ｐを基準とするラインL3の電位
即ち差動対トランジスタの一方TR6のベース電位
が他方TR5のベース電位よりも低くなつており、
このため上記トランジスタTR6がオフとなつてい
る。一方、このとき前記ラインL2，L3間に定格
値の出力電圧V0が現われているので、第２誤差
検出回路４ＢのトランジスタTR7のベース電位は
高く、このトランジスタがオンになつている。 Now, the impedance of the load circuit 8 connected between the lines L 2 and L 3 of the output rectifier 6 is sufficiently large, and the constant voltage shown in FIG. 2 is applied between the lines L 2 and L 3 .
Assume that V 0 is obtained. In this case, the current (load current) I L flowing through the load circuit 8 using the smoothing capacitor C 11 as the current source is less than I L0 in FIG. The charging current I C to C 11 (this current is approximately equal to the load current IL ) is also small. Therefore, the potential of the line L3 with reference to one end P of the resistor R16 , that is, the base potential of one of the differential pair transistors TR6 is lower than the base potential of the other TR5 ,
Therefore, the transistor TR6 is turned off. On the other hand, at this time, since the output voltage V 0 of the rated value appears between the lines L 2 and L 3 , the base potential of the transistor TR 7 of the second error detection circuit 4B is high, and this transistor is turned on. .
したがつて、上記トランジスタTR7のコレクタ
電流がフオトカツプラ７内の発光ダイオードに流
れ、このカツプラ内の受光トランジスタは上記電
流に応じたインピーダンスを呈している。このた
め、この状態から前記出力電圧V0が上昇すると、
前記トランジスタTR7のコレクタ電流が増大し受
光トランジスタのインピーダンスが減少するの
で、制御回路部５内のＮ点の電位が上昇すること
になり、前述の如くスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短くなつて出力電圧を低下させ
るのである。 Therefore, the collector current of the transistor TR7 flows to the light emitting diode in the photocoupler 7, and the light receiving transistor in this coupler exhibits an impedance corresponding to the current. Therefore, when the output voltage V 0 increases from this state,
Since the collector current of the transistor TR7 increases and the impedance of the light-receiving transistor decreases, the potential at the N point in the control circuit section 5 increases, and as described above, the switching transistor
This shortens the ON period of TR 4 and lowers the output voltage.
次に、斯る定電圧制御状態から前記負荷回路８
のインピーダンスが大きく低下したとする。する
と、ラインL2，L3間の出力電圧が非常に小さく
なるので、第２誤差検出回路４Ｂのトランジスタ
TR7がオフになる。一方、このときには負荷電流
ILが増大するため、検出用抵抗R16を流れる電流
ICも増加し、これによつて前述のＰ点を基準とす
るラインL3の電圧が上昇して差動対トランジス
タTR5，TR6が能動状態になる。 Next, from this constant voltage control state, the load circuit 8
Suppose that the impedance of Then, the output voltage between lines L 2 and L 3 becomes very small, so the transistor of the second error detection circuit 4B
TR 7 turns off. On the other hand, at this time the load current
As I L increases, the current flowing through the sensing resistor R16
I C also increases, and as a result, the voltage on line L 3 with respect to the aforementioned point P increases, and the differential pair transistors TR 5 and TR 6 become active.
したがつて、今度は上記トランジスタTR6のコ
レクタ電流がフオトカツプラ７の発光ダイオード
に流れている。このため、この状態から前記負荷
電流が更に増大すると、この場合も上記発光ダイ
オードの電流が増加してフオトカツプラ７内の受
光トランジスタのインピーダンスが減少する。こ
れにより前述と同様にスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短縮されて前記負荷電流ILの増
加が阻止される。従つて、この負荷電流ILが第２
図の一定値IL0に固定された定電流制御状態にな
る。 Therefore, the collector current of the transistor TR 6 is now flowing to the light emitting diode of the photocoupler 7. Therefore, if the load current further increases from this state, the current of the light emitting diode increases in this case as well, and the impedance of the light receiving transistor in the photocoupler 7 decreases. As a result, the switching transistor
The ON period of TR 4 is shortened to prevent the load current I L from increasing. Therefore, this load current I L is
The constant current control state is fixed at the constant value I L0 shown in the figure.
ここで、上述の如く定電圧動作及び定電流動作
の両方の動作をすることは、前述した最大電力点
が電源入力電圧の大小に拘わらず第２図のＡ点に
固定されることを意味する。なぜなら、例えば定
電圧動作している状態で、電源入力電圧を増大さ
せると、前述の如くそれに伴つて最大負荷電流が
増加しようとしても、この負荷電流が設定値IL0
を越えると、前述の如く定電流動作して上記最大
負荷電流が増大するのを阻止するからである。 Here, performing both constant voltage operation and constant current operation as described above means that the maximum power point mentioned above is fixed at point A in Fig. 2 regardless of the magnitude of the power supply input voltage. . This is because, for example, if the power supply input voltage is increased in a state of constant voltage operation, even if the maximum load current is to increase accordingly as described above, this load current will not reach the set value I L0
This is because if the maximum load current exceeds the maximum load current, the maximum load current is prevented from increasing due to constant current operation as described above.
なお、上記では定電圧動作している状態から負
荷インピーダンスが低下して定電流動作に移行す
る場合について説明したが、逆に定電流動作して
いる状態から定電圧動作に移行する場合について
も全く同様のことが言える。 In addition, above, we have explained the case where the load impedance decreases from constant voltage operation to constant current operation, but conversely, there is no explanation for the case when changing from constant current operation to constant voltage operation. The same can be said.
なお、前述の定電圧動作、定電流動作の何れの
場合にも、第３図の従来回路のように制御トラン
ジスタTR2のターンオンが巻線N3側のコンデン
サC3に得る電圧の変化によつて直接制御される
ことはない。なぜなら、上記トランジスタTR2の
ベース電位とエミツタ電位をそれぞれ決めるコン
デンサC3，C5の各電圧は、同一の巻線N3のそれ
ぞれの端子ｉ，ｋ間と端子ｉ，ｊ間から得ている
ので、略一定の関係にあり、従つて、上記トラン
ジスタTR2のベース・エミツタ間電圧が前記巻線
N3の電圧変動に対しては略一定に保持されるか
らである。 In addition, in both the constant voltage operation and constant current operation described above, the turn-on of the control transistor TR 2 is caused by the change in the voltage applied to the capacitor C 3 on the winding N 3 side, as in the conventional circuit shown in Fig. 3. It is not directly controlled. This is because the voltages of the capacitors C 3 and C 5, which respectively determine the base potential and emitter potential of the transistor TR 2 , are obtained from between the terminals i and k and between the terminals i and j of the same winding N 3 . Therefore, the relationship between the base and emitter of the transistor TR 2 is approximately constant, and therefore the voltage between the base and emitter of the transistor TR 2 is
This is because it is maintained substantially constant against voltage fluctuations of N3 .
(ト) 発明の効果
本発明のスイツチング制御型電源回路に依れ
ば、電源入力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧
及び負荷電流がそれぞれ所定の値に制限されるの
で、上記入力電圧を安定化範囲内の最大値に設定
しても、スイツチングトランジスタをコレクタ定
格電流やコレクタ・エミツタ間耐電圧の大きいも
のに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平滑用
コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧
電源としても定電流電源としても使用でき、定電
圧電源として使用したときは第１誤差検出回路が
過電流保護回路として機能し、定電流電源として
使用したときは第２誤差検出回路が過電圧保護回
路として機能するので、確実な保護動作を実現で
きる。(g) Effects of the Invention According to the switching control type power supply circuit of the present invention, the DC output voltage and the load current are each limited to predetermined values regardless of the magnitude of the power supply input voltage, so the input voltage can be stabilized. Even if it is set to the maximum value within the range, there is no need to change the switching transistor to one with a higher collector rated current or collector-emitter withstand voltage, and there is no need to use a high withstand voltage smoothing capacitor. It can also be used as a constant voltage power supply or a constant current power supply; when used as a constant voltage power supply, the first error detection circuit functions as an overcurrent protection circuit, and when used as a constant current power supply, the second error detection circuit functions as an overcurrent protection circuit. functions as an overvoltage protection circuit, ensuring reliable protection operation.
更に、第１誤差検出回路の共通エミツタを補助
出力巻線の負電位点に接続しているため、負荷電
流検出抵抗を小さくすることができこの抵抗によ
る電力消費を最小にすることができる。 Furthermore, since the common emitter of the first error detection circuit is connected to the negative potential point of the auxiliary output winding, the load current detection resistor can be made small and power consumption by this resistor can be minimized.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は負荷電流対出力電圧特性図である。第３図は
従来回路の一例を示す回路図、第４図はその各部
の電圧、電流波形図、第５図はその負荷電流対出
力電圧特性図である。
TR4……スイツチングトランジスタ、３……コ
ンバータトランス、４Ａ……第１誤差検出回路、
４Ｂ……第２誤差検出回路。
Figure 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
The figure is a characteristic diagram of load current versus output voltage. FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional circuit, FIG. 4 is a diagram of voltage and current waveforms at various parts thereof, and FIG. 5 is a characteristic diagram of load current versus output voltage. TR 4 ... Switching transistor, 3... Converter transformer, 4A... First error detection circuit,
4B...Second error detection circuit.
Claims (1)
巻線とスイツチングトランジスタのコレクタ、エ
ミツタ間を直列に接続し、スイツチングトランジ
スタを制御することによつて前記トランスの出力
巻線に接続された整流平滑回路から安定化直流出
力を取り出す電源回路に於て、 前記出力巻線の基準電位点Ｐに一端が接続さ
れ、他端がこの基準電位点に対して負電位となる
補助出力巻線と、 前記基準電位点と負荷との間に接続された負荷
電流検出抵抗と、 一方のベースに基準電圧が供給され、他方のベ
ースに前記負荷電流検出抵抗の他端が接続される
と共に、共通エミツタに前記補助出力巻線の他端
が接続された作動対トランジスタで構成される第
１の誤差検出回路と、 前記整流平滑回路から得る直流出力電圧の変動
を検出する第２の誤差検出回路を設け、 前記第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流と
前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、そ
の各検出出力に応じて前記スイツチングトランジ
スタのスイツチングタイミングが制御されるよう
にしたスイツチング制御型電源回路。[Claims] 1. The input winding of the converter transformer and the collector and emitter of the switching transistor are connected in series with respect to the DC input, and the output winding of the transformer is controlled by controlling the switching transistor. In a power supply circuit that takes out a stabilized DC output from a connected rectifier and smoothing circuit, an auxiliary output whose one end is connected to the reference potential point P of the output winding and whose other end has a negative potential with respect to this reference potential point a winding; a load current detection resistor connected between the reference potential point and the load; one base to which a reference voltage is supplied; the other base to which the other end of the load current detection resistor is connected; , a first error detection circuit composed of a pair of active transistors with the other end of the auxiliary output winding connected to a common emitter, and a second error detection circuit that detects fluctuations in the DC output voltage obtained from the rectification and smoothing circuit. A circuit is provided, and the first and second error detection circuits selectively operate according to the states of the load current and the output voltage, and the switching timing of the switching transistor is controlled according to each detection output thereof. A switching control type power supply circuit designed to
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (en) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | Switching control type power source circuit |
| DE8585108890T DE3568673D1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| EP85108890A EP0170944B1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| US06/755,764 US4649464A (en) | 1984-07-20 | 1985-07-17 | Dual operating mode switching power supply |
| AU45176/85A AU574484B2 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-19 | Power supply circuit of switching regulator type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (en) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | Switching control type power source circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130961A JPS6130961A (en) | 1986-02-13 |
| JPH0315423B2 true JPH0315423B2 (en) | 1991-03-01 |
Family
ID=15524645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15171384A Granted JPS6130961A (en) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | Switching control type power source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6130961A (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6443409A (en) * | 1987-08-08 | 1989-02-15 | Sintokogio Ltd | Screw feeder |
| KR0133633B1 (en) * | 1994-07-21 | 1998-04-23 | 이형도 | Switching mode power supply circuitry |
| DE19619751A1 (en) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Switching power supply |
| ES2267967T3 (en) * | 2002-03-01 | 2007-03-16 | Magnetek S.P.A. | CIRCUIT FOR THE FEEDING OF A PLASMA DISPLAY. |
| DE102014217124A1 (en) * | 2014-08-28 | 2016-03-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Pulsed energy converter for supplying energy to an electronic control unit of a household appliance |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107783A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Origin Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS631030A (en) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Aligner |
-
1984
- 1984-07-20 JP JP15171384A patent/JPS6130961A/en active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107783A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Origin Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS631030A (en) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Aligner |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6130961A (en) | 1986-02-13 |
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