JPH1041763A - パラメトリックアンプ - Google Patents
パラメトリックアンプInfo
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- JPH1041763A JPH1041763A JP19026996A JP19026996A JPH1041763A JP H1041763 A JPH1041763 A JP H1041763A JP 19026996 A JP19026996 A JP 19026996A JP 19026996 A JP19026996 A JP 19026996A JP H1041763 A JPH1041763 A JP H1041763A
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- pattern
- parametric amplifier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】内部発生雑音をより低減し、ポンプ電源回路の
構成を簡単化し、かつ、ポンプ電源回路での無駄な電力
消費を低減する。 【解決手段】入力信号波に同期して可変容量素子の容量
を変化させることにより入力信号波の電力を増幅するパ
ラメトリックアンプにおいて、可変容量素子は、印加電
圧の増加に伴って誘電率が低下する強誘電体が対向電極
間に挟持された可変容量コンデンサであり、この誘電体
は、ペロブスカイト型酸化物、例えば、Ｂａが添加され
たＳｒＴｉＯ3 である。
構成を簡単化し、かつ、ポンプ電源回路での無駄な電力
消費を低減する。 【解決手段】入力信号波に同期して可変容量素子の容量
を変化させることにより入力信号波の電力を増幅するパ
ラメトリックアンプにおいて、可変容量素子は、印加電
圧の増加に伴って誘電率が低下する強誘電体が対向電極
間に挟持された可変容量コンデンサであり、この誘電体
は、ペロブスカイト型酸化物、例えば、Ｂａが添加され
たＳｒＴｉＯ3 である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パラメトリックア
ンプに関する。
ンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】パラメトリックアンプは、その内部で発
生する雑音が極めて少ないので、宇宙通信等に用いられ
ている。図７は、パラメトリックアンプの原理説明図で
ある。図７（Ａ）に示すような、インダクタンス素子１
と可変容量素子２とが並列接続された、抵抗成分の無い
理想的な共振回路に、共振周波数ｆのサイン波Ｖ0＝Ｖ0
0ｓｉｎ（２πｆｔ）をトラップさせておき、この波形
に同期して図８（Ｃ）に示す如く、可変容量素子２の容
量Ｃを変化させる。
生する雑音が極めて少ないので、宇宙通信等に用いられ
ている。図７は、パラメトリックアンプの原理説明図で
ある。図７（Ａ）に示すような、インダクタンス素子１
と可変容量素子２とが並列接続された、抵抗成分の無い
理想的な共振回路に、共振周波数ｆのサイン波Ｖ0＝Ｖ0
0ｓｉｎ（２πｆｔ）をトラップさせておき、この波形
に同期して図８（Ｃ）に示す如く、可変容量素子２の容
量Ｃを変化させる。
【０００３】最初、Ｃ＝Ｃ０にしておき、時点ｔ１で容
量ＣをΔＣだけ減少させると、電荷Ｑ＝ＣＶが時点ｔ１
で変化しないことから、電圧Ｖが上昇してＶ1になる。
可変容量素子２に蓄えられているエネルギーＷ＝Ｑ2 ／
（２Ｃ）は、Ｑが変化せずに容量ＣがΔＣだけ小さくな
ることにより、ΔＷ＝２ＷΔＣ／Ｃだけ増加する。この
増加は、容量ＣをΔＣだけ小さくするための可変容量素
子２へのポンピング電力に等しい。時点ｔ２で容量Ｃの
値を元に戻しても、電圧Ｖ及びエネルギーＷは変化しな
い。以下同様にして、電圧Ｖ0の１／２周期で容量Ｃを
変化させると、図７（Ｂ）に示す如く電圧Ｖ1がＶ2、Ｖ
3、Ｖ4、Ｖ5と変化し、ＬＣ共振回路にトラップされて
いる信号の電力が増幅される。
量ＣをΔＣだけ減少させると、電荷Ｑ＝ＣＶが時点ｔ１
で変化しないことから、電圧Ｖが上昇してＶ1になる。
可変容量素子２に蓄えられているエネルギーＷ＝Ｑ2 ／
（２Ｃ）は、Ｑが変化せずに容量ＣがΔＣだけ小さくな
ることにより、ΔＷ＝２ＷΔＣ／Ｃだけ増加する。この
増加は、容量ＣをΔＣだけ小さくするための可変容量素
子２へのポンピング電力に等しい。時点ｔ２で容量Ｃの
値を元に戻しても、電圧Ｖ及びエネルギーＷは変化しな
い。以下同様にして、電圧Ｖ0の１／２周期で容量Ｃを
変化させると、図７（Ｂ）に示す如く電圧Ｖ1がＶ2、Ｖ
3、Ｖ4、Ｖ5と変化し、ＬＣ共振回路にトラップされて
いる信号の電力が増幅される。
【０００４】実際にはＬＣ共振回路に抵抗成分が含まれ
ているので、これにより消費される電力よりもポンピン
グ電力の方が大きい場合に増幅が行われる。可変容量素
子２として、従来では図８（Ａ）に示すような特性のＰ
Ｎ接合型可変容量ダイオードが用いられていた。その容
量Ｃは、空乏層の厚みが大きいほど小さくなり、図８
（Ｂ）に示す如く変化する。この可変容量ダイオードに
は、実際には矩形波の替わりに、電圧−ＶＢで直流バイ
アスされたサイン波Ｖ＝−ＶＢ＋Ｖi・ｓｉｎ（４πｆ
ｔ）が印加される。
ているので、これにより消費される電力よりもポンピン
グ電力の方が大きい場合に増幅が行われる。可変容量素
子２として、従来では図８（Ａ）に示すような特性のＰ
Ｎ接合型可変容量ダイオードが用いられていた。その容
量Ｃは、空乏層の厚みが大きいほど小さくなり、図８
（Ｂ）に示す如く変化する。この可変容量ダイオードに
は、実際には矩形波の替わりに、電圧−ＶＢで直流バイ
アスされたサイン波Ｖ＝−ＶＢ＋Ｖi・ｓｉｎ（４πｆ
ｔ）が印加される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、可変容量ダイ
オードに直流バイアス電圧−ＶＢを加える必要があり、
かつ、可変容量ダイオードに逆方向電流が少し流れるの
で、パラメトリックアンプ内で雑音が生ずる原因とな
る。また、信号周波数の２倍の高調波を生成してポンピ
ング電圧を得る必要があるので、ポンピング電圧生成に
おいて無駄な電力が消費され、かつ、ポンプ電源回路の
構成が複雑になる。
オードに直流バイアス電圧−ＶＢを加える必要があり、
かつ、可変容量ダイオードに逆方向電流が少し流れるの
で、パラメトリックアンプ内で雑音が生ずる原因とな
る。また、信号周波数の２倍の高調波を生成してポンピ
ング電圧を得る必要があるので、ポンピング電圧生成に
おいて無駄な電力が消費され、かつ、ポンプ電源回路の
構成が複雑になる。
【０００６】本発明の目的は、このような問題点に鑑
み、内部発生雑音をより低減することが可能であり、ポ
ンプ電源回路の構成を簡単化でき、かつ、ポンプ電源回
路での無駄な電力消費を低減することができるパラメト
リックアンプを提供することにある。
み、内部発生雑音をより低減することが可能であり、ポ
ンプ電源回路の構成を簡単化でき、かつ、ポンプ電源回
路での無駄な電力消費を低減することができるパラメト
リックアンプを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段及びその作用効果】本発明
では、入力信号波に同期して可変容量素子の容量を変化
させることにより該入力信号波の電力を増幅するパラメ
トリックアンプにおいて、該可変容量素子は、印加電圧
の増加に伴って誘電率が低下する誘電体が対向電極間に
挟持された可変容量コンデンサである。
では、入力信号波に同期して可変容量素子の容量を変化
させることにより該入力信号波の電力を増幅するパラメ
トリックアンプにおいて、該可変容量素子は、印加電圧
の増加に伴って誘電率が低下する誘電体が対向電極間に
挟持された可変容量コンデンサである。
【０００８】本発明によれば、可変容量コンデンサに直
流バイアス電圧を加える必要がなく且つ可変容量コンデ
ンサで直流のリーク電流が生じないので、パラメトリッ
クアンプ内で発生する雑音を、可変容量ダイオードを用
いた従来構成よりも低減することが可能であるという効
果を奏する。また、誘電体の誘電率が電界強度の向きに
よらないので、可変容量コンデンサの容量はポンプ電源
周波数の２倍の周波数で変化し、これにより、ポンプ電
源周波数を信号源周波数と同一にすればよいので、高調
波を生成する従来構成よりも、ポンプ電源での無駄な電
力消費を低減でき且つポンプ電源の構成が簡単になると
いう効果を奏する。
流バイアス電圧を加える必要がなく且つ可変容量コンデ
ンサで直流のリーク電流が生じないので、パラメトリッ
クアンプ内で発生する雑音を、可変容量ダイオードを用
いた従来構成よりも低減することが可能であるという効
果を奏する。また、誘電体の誘電率が電界強度の向きに
よらないので、可変容量コンデンサの容量はポンプ電源
周波数の２倍の周波数で変化し、これにより、ポンプ電
源周波数を信号源周波数と同一にすればよいので、高調
波を生成する従来構成よりも、ポンプ電源での無駄な電
力消費を低減でき且つポンプ電源の構成が簡単になると
いう効果を奏する。
【０００９】さらに、ポンプ電源周波数を信号源周波数
と同一にすればよいので、ポンプ電源出力と信号源出力
とを重ね合わせたものをパラメトリックアンプに供給す
ることも可能であり、特別な励振用導波路が必須でなく
なるという効果を奏する。本発明の第１態様では、第１
共振回路と第２共振回路との間に可変容量素子が接続さ
れている。
と同一にすればよいので、ポンプ電源出力と信号源出力
とを重ね合わせたものをパラメトリックアンプに供給す
ることも可能であり、特別な励振用導波路が必須でなく
なるという効果を奏する。本発明の第１態様では、第１
共振回路と第２共振回路との間に可変容量素子が接続さ
れている。
【００１０】この第１態様は、負性抵抗型である。本発
明の第２態様では、絶縁基板の第１面上に、第１インダ
クタンスパターンと第２インダクタンスパターンと該第
１インダクタンスパターンの一端に連続した第１電極パ
ターンとが形成され、該第１電極パターン上に上記誘電
体の層が形成され、該誘電体上に第２電極が形成され、
該第２電極が該第２インダクタンスパターンと導通さ
れ、該絶縁基板の該第１面と対向する第２面上にグラン
ドプレートが形成され、該第１インダクタンスパターン
と該絶縁基板と該グランドプレートとで上記第１共振回
路が構成され、該第２インダクタンスパターンと該絶縁
基板と該グランドプレートとで上記第２共振回路が構成
され、該第１電極と該誘電体と該第２電極とで上記可変
容量コンデンサが構成されている。
明の第２態様では、絶縁基板の第１面上に、第１インダ
クタンスパターンと第２インダクタンスパターンと該第
１インダクタンスパターンの一端に連続した第１電極パ
ターンとが形成され、該第１電極パターン上に上記誘電
体の層が形成され、該誘電体上に第２電極が形成され、
該第２電極が該第２インダクタンスパターンと導通さ
れ、該絶縁基板の該第１面と対向する第２面上にグラン
ドプレートが形成され、該第１インダクタンスパターン
と該絶縁基板と該グランドプレートとで上記第１共振回
路が構成され、該第２インダクタンスパターンと該絶縁
基板と該グランドプレートとで上記第２共振回路が構成
され、該第１電極と該誘電体と該第２電極とで上記可変
容量コンデンサが構成されている。
【００１１】この第２態様によれば、基板上にパターン
を形成することによりパラメトリックアンプが構成され
るので、パラメトリックアンプの構成が簡単になるとい
う効果を奏する。本発明の第３態様では、絶縁基板の第
１面上に基準電位パターンが形成され、該基準電位パタ
ーン上に、印加電圧の増加に伴って誘電率が低下する誘
電体の層が形成され、該第１面上にジグザグ状インダク
タンスパターンが形成され、少なくとも該ジグザグ状イ
ンダクタンスパターンの側部が該誘電体上に形成されて
いる。
を形成することによりパラメトリックアンプが構成され
るので、パラメトリックアンプの構成が簡単になるとい
う効果を奏する。本発明の第３態様では、絶縁基板の第
１面上に基準電位パターンが形成され、該基準電位パタ
ーン上に、印加電圧の増加に伴って誘電率が低下する誘
電体の層が形成され、該第１面上にジグザグ状インダク
タンスパターンが形成され、少なくとも該ジグザグ状イ
ンダクタンスパターンの側部が該誘電体上に形成されて
いる。
【００１２】この第３態様は進行波型であり、可変容量
素子として１つの帯状コンデンサを用いればよいので、
パラメトリックアンプの構成が簡単になるという効果を
奏する。本発明の第４態様では、上記誘電体は、ペロブ
スカイト型酸化物である。この第４態様によれば、電界
強度の変化に対する誘電率の変化の割合が比較的大きい
ので、回路構成上及び高速動作上好ましい。
素子として１つの帯状コンデンサを用いればよいので、
パラメトリックアンプの構成が簡単になるという効果を
奏する。本発明の第４態様では、上記誘電体は、ペロブ
スカイト型酸化物である。この第４態様によれば、電界
強度の変化に対する誘電率の変化の割合が比較的大きい
ので、回路構成上及び高速動作上好ましい。
【００１３】本発明の第５態様では、上記ペロブスカイ
ト型酸化物は、ＳｒＴｉＯ3 である。本発明の第６態様
では、上記ペロブスカイト型酸化物は、Ｂａが添加され
たＳｒＴｉＯ3 である。この第６態様によれば、Ｂａの
割合に応じてキュリー温度が０Ｋから４００Ｋ付近まで
の範囲で変化するので、使用温度に適した誘電体を用い
たパラメトリックアンプを構成することができるという
効果を奏する。
ト型酸化物は、ＳｒＴｉＯ3 である。本発明の第６態様
では、上記ペロブスカイト型酸化物は、Ｂａが添加され
たＳｒＴｉＯ3 である。この第６態様によれば、Ｂａの
割合に応じてキュリー温度が０Ｋから４００Ｋ付近まで
の範囲で変化するので、使用温度に適した誘電体を用い
たパラメトリックアンプを構成することができるという
効果を奏する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態を説明する。 ［第１実施形態］図１（Ａ）は本発明の第１実施形態の
パラメトリックアンプ１０を示す斜視図であり、図１
（Ｂ）は図１（Ａ）中のＢ−Ｂ線に沿った断面拡大図で
ある。
施形態を説明する。 ［第１実施形態］図１（Ａ）は本発明の第１実施形態の
パラメトリックアンプ１０を示す斜視図であり、図１
（Ｂ）は図１（Ａ）中のＢ−Ｂ線に沿った断面拡大図で
ある。
【００１５】このパラメトリックアンプ１０は、負性抵
抗型であり、絶縁基板１１と絶縁基板１２とがグランド
プレート１３を介して接合された基板１４の一面上に、
インダクタンスパターン１５とインダクタンスパターン
１６とが形成され、インダクタンスパターン１５とイン
ダクタンスパターン１６との間に可変容量コンデンサ１
７が形成されている。可変容量コンデンサ１７は、イン
ダクタンスパターン１６の一端に連続した矩形の電極１
８と、電極１８上に形成された誘電体２０と、誘電体２
０上に形成された電極１９とからなり、電極１９はイン
ダクタンスパターン１５の一端に連続している。インダ
クタンスパターン１５の他端部は、入出力用導波路Ｔio
となっている。接地用パッドＴgは、その下方のスルー
ホールを通ってグランドプレート１３と導通されてい
る。
抗型であり、絶縁基板１１と絶縁基板１２とがグランド
プレート１３を介して接合された基板１４の一面上に、
インダクタンスパターン１５とインダクタンスパターン
１６とが形成され、インダクタンスパターン１５とイン
ダクタンスパターン１６との間に可変容量コンデンサ１
７が形成されている。可変容量コンデンサ１７は、イン
ダクタンスパターン１６の一端に連続した矩形の電極１
８と、電極１８上に形成された誘電体２０と、誘電体２
０上に形成された電極１９とからなり、電極１９はイン
ダクタンスパターン１５の一端に連続している。インダ
クタンスパターン１５の他端部は、入出力用導波路Ｔio
となっている。接地用パッドＴgは、その下方のスルー
ホールを通ってグランドプレート１３と導通されてい
る。
【００１６】誘電体２０は、強誘電体であり且つ電界強
度の増加によって誘電率が低下するペロブスカイト型酸
化物ＡＢＯ3 である。ここに、ＡはＳｒ又はＢａ等の第
２族の金属であり、ＢはＴｉ、Ｔａ、Ｎｂ又はＺｒ等の
遷移金属である。図３（Ａ）は、ペロブスカイト型酸化
物ＡＢＯ3 の１つであるＳｒＴｉＯ3 の、電界強度Ｅに
対する比誘電率εrの変化を示す。
度の増加によって誘電率が低下するペロブスカイト型酸
化物ＡＢＯ3 である。ここに、ＡはＳｒ又はＢａ等の第
２族の金属であり、ＢはＴｉ、Ｔａ、Ｎｂ又はＺｒ等の
遷移金属である。図３（Ａ）は、ペロブスカイト型酸化
物ＡＢＯ3 の１つであるＳｒＴｉＯ3 の、電界強度Ｅに
対する比誘電率εrの変化を示す。
【００１７】パラメトリックアンプに用いられる誘電体
２０は、電界強度Ｅの変化に対する比誘電率εrの変化
の割合が大きいほど回路構成上及び高速動作上好まし
い。この割合は、温度が低いほど大きい。しかし、キュ
リー温度以下の強誘電体相では、電界強度Ｅの変化に対
し比誘電率εrの変化がヒステリシスを示すので信号波
形に歪みが生ずる。そこで、誘電体２０をキュリー温度
以下かつキュリー温度付近の常誘電体相にして用いる。
但し、理想的なＳｒＴｉＯ3 のキュリー温度は０Ｋであ
り、低温でも強誘電体相には転移しないので、使用温度
の制限はない。
２０は、電界強度Ｅの変化に対する比誘電率εrの変化
の割合が大きいほど回路構成上及び高速動作上好まし
い。この割合は、温度が低いほど大きい。しかし、キュ
リー温度以下の強誘電体相では、電界強度Ｅの変化に対
し比誘電率εrの変化がヒステリシスを示すので信号波
形に歪みが生ずる。そこで、誘電体２０をキュリー温度
以下かつキュリー温度付近の常誘電体相にして用いる。
但し、理想的なＳｒＴｉＯ3 のキュリー温度は０Ｋであ
り、低温でも強誘電体相には転移しないので、使用温度
の制限はない。
【００１８】ＳｒＴｉＯ3 は、Ｂａを一様に混合して結
晶化することにより、そのキュリー温度を変えることが
でき、Ｂａの割合に応じてキュリー温度が０Ｋから４０
０Ｋ付近までの範囲で変化するので、使用温度に適した
誘電体を用いたパラメトリックアンプを構成することが
でき、誘電体２０の材料として好ましい。図３（Ｂ）
は、０．２ｍｏｌ％のＢａを混合したＳｒＴｉＯ3 の、
電界強度Ｅに対する比誘電率εrの変化を示す。このキ
ュリー温度は１１Ｋである。
晶化することにより、そのキュリー温度を変えることが
でき、Ｂａの割合に応じてキュリー温度が０Ｋから４０
０Ｋ付近までの範囲で変化するので、使用温度に適した
誘電体を用いたパラメトリックアンプを構成することが
でき、誘電体２０の材料として好ましい。図３（Ｂ）
は、０．２ｍｏｌ％のＢａを混合したＳｒＴｉＯ3 の、
電界強度Ｅに対する比誘電率εrの変化を示す。このキ
ュリー温度は１１Ｋである。
【００１９】パラメトリックアンプ１０の等価回路及び
これに接続された入出力回路を図２に示す。図中、Ｃs
及びＧiはそれぞれインダクタンスパターン１５及び１
６のコンダクタンス成分であり、Ｌs及びＬiはそれぞれ
インダクタンスパターン１５及び１６のインダクタンス
であり、Ｃs及びＣiはそれぞれインダクタンスパターン
１５とグランドプレート１３との間の容量及びインダク
タンスパターン１６とグランドプレート１３との間の容
量である。ＧsとＬsとＣsとの並列接続で共振回路２１
が構成され、ＧiとＬiとＣiとの並列接続で共振回路２
２が構成されている。共振回路２２の共振波数ｆiが共
振回路２１の共振周波数ｆsに等しくなるように、イン
ダクタンスパターン１６が形成されている。
これに接続された入出力回路を図２に示す。図中、Ｃs
及びＧiはそれぞれインダクタンスパターン１５及び１
６のコンダクタンス成分であり、Ｌs及びＬiはそれぞれ
インダクタンスパターン１５及び１６のインダクタンス
であり、Ｃs及びＣiはそれぞれインダクタンスパターン
１５とグランドプレート１３との間の容量及びインダク
タンスパターン１６とグランドプレート１３との間の容
量である。ＧsとＬsとＣsとの並列接続で共振回路２１
が構成され、ＧiとＬiとＣiとの並列接続で共振回路２
２が構成されている。共振回路２２の共振波数ｆiが共
振回路２１の共振周波数ｆsに等しくなるように、イン
ダクタンスパターン１６が形成されている。
【００２０】信号源２３から周波数ｆs付近の信号波
（電圧）Ｖsが出力され、これがサーキュレータ２４及
び入出力用導波路Ｔioを介してインダクタンスパターン
１５に供給され、他方、ポンプ電源２５から、信号波Ｖ
sに同期した振幅一定のポンピング波（電圧）Ｖpが、容
量結合された励振用導波路Ｔpを介して可変容量コンデ
ンサ１７へ供給される。ポンピング波Ｖpの周波数ｆp及
び位相は信号波Ｖsの周波数ｆs及び位相に等しくなるよ
うに調整されている。誘電体２０の比誘電率εrはＥ＝
０に関し対称であるので、可変容量コンデンサ１７の容
量Ｃは周波数２ｆpで信号波Ｖsに同期して変化する。
（電圧）Ｖsが出力され、これがサーキュレータ２４及
び入出力用導波路Ｔioを介してインダクタンスパターン
１５に供給され、他方、ポンプ電源２５から、信号波Ｖ
sに同期した振幅一定のポンピング波（電圧）Ｖpが、容
量結合された励振用導波路Ｔpを介して可変容量コンデ
ンサ１７へ供給される。ポンピング波Ｖpの周波数ｆp及
び位相は信号波Ｖsの周波数ｆs及び位相に等しくなるよ
うに調整されている。誘電体２０の比誘電率εrはＥ＝
０に関し対称であるので、可変容量コンデンサ１７の容
量Ｃは周波数２ｆpで信号波Ｖsに同期して変化する。
【００２１】共振回路２１内の信号波Ｖsは、可変容量
コンデンサ１７を通って複数の周波数｛ｍｆs＋ｎ（２
ｆp）｝＝（ｍ＋２ｎ）ｆsの信号に変換され、共振回路
２２に入る。ここに、ｍ及びｎは正又は負の整数であ
る。これらのうち、共振回路２２の共振周波数ｆiに等
しい信号、すなわちｍ＋２ｎ＝１となるｍとｎの組み合
わせの信号成分が、共振回路２２で共振して残る。これ
により、結果として、信号波Ｖsの電圧及び電力が可変
容量コンデンサ１７及び共振回路２２で増幅されること
になる。
コンデンサ１７を通って複数の周波数｛ｍｆs＋ｎ（２
ｆp）｝＝（ｍ＋２ｎ）ｆsの信号に変換され、共振回路
２２に入る。ここに、ｍ及びｎは正又は負の整数であ
る。これらのうち、共振回路２２の共振周波数ｆiに等
しい信号、すなわちｍ＋２ｎ＝１となるｍとｎの組み合
わせの信号成分が、共振回路２２で共振して残る。これ
により、結果として、信号波Ｖsの電圧及び電力が可変
容量コンデンサ１７及び共振回路２２で増幅されること
になる。
【００２２】共振回路２２内の周波数ｆiの信号は、可
変容量コンデンサ１７を通って共振回路２１に入り、前
記同様にして増幅され、信号波Ｖoとなって入出力用導
波路Ｔioから出力され、サーキュレータ２４を介し負荷
コンダクタンスＧLに供給される。本第１実施例のパラ
メトリックアンプ１０では、可変容量コンデンサ１７に
直流バイアス電圧を加える必要がなく且つ可変容量コン
デンサ１７で直流のリーク電流が生じないので、パラメ
トリックアンプ内で発生する雑音を、可変容量ダイオー
ドを用いた従来構成よりも低減することが可能である。
また、ポンプ電源２５の周波数を信号源２３の周波数と
同一にすればよいので、高調波を生成する従来構成より
も、ポンプ電源２５での無駄な電力消費を低減でき且つ
ポンプ電源２５の構成が簡単になる。
変容量コンデンサ１７を通って共振回路２１に入り、前
記同様にして増幅され、信号波Ｖoとなって入出力用導
波路Ｔioから出力され、サーキュレータ２４を介し負荷
コンダクタンスＧLに供給される。本第１実施例のパラ
メトリックアンプ１０では、可変容量コンデンサ１７に
直流バイアス電圧を加える必要がなく且つ可変容量コン
デンサ１７で直流のリーク電流が生じないので、パラメ
トリックアンプ内で発生する雑音を、可変容量ダイオー
ドを用いた従来構成よりも低減することが可能である。
また、ポンプ電源２５の周波数を信号源２３の周波数と
同一にすればよいので、高調波を生成する従来構成より
も、ポンプ電源２５での無駄な電力消費を低減でき且つ
ポンプ電源２５の構成が簡単になる。
【００２３】なお、信号波Ｖsとポンピング波Ｖpの周波
数が等しいので、基板１４上に励振用導波路Ｔpを形成
せず、信号源２３の替わりに、信号波Ｖsとポンピング
波Ｖpとを重ね合わせたＶs＋Ｖpを出力する信号・ポン
プ電源を用いても、上記同様の動作が行われる。また、
導体部分であるインダクタンスパターン１５、１６、電
極１８、１９及びグランドプレート１３を超伝導状態に
すれば、抵抗成分による消費電力がなくなるので、パラ
メトリックアンプ１０の増幅率が向上する。この場合、
これら導体部分を高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X で
形成しすれば、高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X とＳ
ｒＴｉＯ3 との格子定数がほぼ同じなので、積層構造の
可変容量コンデンサ１７を容易に構成できる。ＳｒＴｉ
Ｏ3 のＢａ含有率は、これが上記のようにキュリー温度
以下かつキュリー温度付近の常誘電体相になり、かつ、
高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X が超伝導状態になる
ように決定する。絶縁基板１１及び１２としては例えば
それぞれ、ＣｅＯ2 及びＬａＡｌＯ3 を用いる。
数が等しいので、基板１４上に励振用導波路Ｔpを形成
せず、信号源２３の替わりに、信号波Ｖsとポンピング
波Ｖpとを重ね合わせたＶs＋Ｖpを出力する信号・ポン
プ電源を用いても、上記同様の動作が行われる。また、
導体部分であるインダクタンスパターン１５、１６、電
極１８、１９及びグランドプレート１３を超伝導状態に
すれば、抵抗成分による消費電力がなくなるので、パラ
メトリックアンプ１０の増幅率が向上する。この場合、
これら導体部分を高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X で
形成しすれば、高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X とＳ
ｒＴｉＯ3 との格子定数がほぼ同じなので、積層構造の
可変容量コンデンサ１７を容易に構成できる。ＳｒＴｉ
Ｏ3 のＢａ含有率は、これが上記のようにキュリー温度
以下かつキュリー温度付近の常誘電体相になり、かつ、
高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ3 Ｏ7-X が超伝導状態になる
ように決定する。絶縁基板１１及び１２としては例えば
それぞれ、ＣｅＯ2 及びＬａＡｌＯ3 を用いる。
【００２４】［第２実施形態］図４（Ａ）は、第２実施
形態のパラメトリックアンプ１０Ｂを示す斜視図であ
り、図４（Ｂ）はパラメトリックアンプ１０Ｂを含む等
価回路図である。このパラメトリックアンプ１０Ｂは、
アップコンバーター型であり、インダクタンスパターン
１６Ａの他端部に出力用導波路Ｔoが形成され、共振回
路２２Ａは、その共振周波数がｆp＋ｆsになるように形
成されている。ポンピング波Ｖpの周波数ｆpは、第１実
施形態の場合と同じく、信号波Ｖsの周波数ｆsに等し
い。
形態のパラメトリックアンプ１０Ｂを示す斜視図であ
り、図４（Ｂ）はパラメトリックアンプ１０Ｂを含む等
価回路図である。このパラメトリックアンプ１０Ｂは、
アップコンバーター型であり、インダクタンスパターン
１６Ａの他端部に出力用導波路Ｔoが形成され、共振回
路２２Ａは、その共振周波数がｆp＋ｆsになるように形
成されている。ポンピング波Ｖpの周波数ｆpは、第１実
施形態の場合と同じく、信号波Ｖsの周波数ｆsに等し
い。
【００２５】共振回路２１及び共振回路２２Ａの共振周
波数が互いに異なるので、入力用導波路Ｔi及び出力用
導波路Ｔoで信号が一方向に進むようにするために、入
力用導波路Ｔi及び出力用導波路Ｔoにはそれぞれ、一方
向性のアイソレータ２６の出力端及びアイソレータ２７
の入力端が接続されている。アイソレータ２６の入力端
には、信号源２３から信号波Ｖsが供給され、アイソレ
ータ２７からの出力波Ｖoは、負荷コンダクタンスＧLを
通る。図中、Ｇｇは信号源２３のコンダクタンス成分で
ある。
波数が互いに異なるので、入力用導波路Ｔi及び出力用
導波路Ｔoで信号が一方向に進むようにするために、入
力用導波路Ｔi及び出力用導波路Ｔoにはそれぞれ、一方
向性のアイソレータ２６の出力端及びアイソレータ２７
の入力端が接続されている。アイソレータ２６の入力端
には、信号源２３から信号波Ｖsが供給され、アイソレ
ータ２７からの出力波Ｖoは、負荷コンダクタンスＧLを
通る。図中、Ｇｇは信号源２３のコンダクタンス成分で
ある。
【００２６】上記構成において、周波数ｆsの信号波Ｖs
は、信号源２３からアイソレータ２６及び入力用導波路
Ｔiを介して共振回路２１に供給され、これが周波数ｆp
の可変容量コンデンサ１７Ａを通って複数の周波数｛ｍ
ｆs＋ｎ（２ｆp）｝＝（ｍ＋２ｎ）ｆsの信号に変換さ
れ、共振回路２２Ａに入る。ここに、ｍ及びｎは正又は
負の整数である。これらのうち、共振回路２２の共振周
波数ｆi＝２ｆsに等しい信号、すなわちｍ＋２ｎ＝２と
なるｍとｎの組み合わせの信号成分が共振回路２２Ａで
共振して残る。これにより、結果として、周波数ｆsの
信号波Ｖsが可変容量コンデンサ１７及び共振回路２２
Ａで周波数２ｆsの高調波にされ且つ増幅され、これが
アイソレータ２７を通って取り出され、負荷コンダクタ
ンスＧLに供給される。
は、信号源２３からアイソレータ２６及び入力用導波路
Ｔiを介して共振回路２１に供給され、これが周波数ｆp
の可変容量コンデンサ１７Ａを通って複数の周波数｛ｍ
ｆs＋ｎ（２ｆp）｝＝（ｍ＋２ｎ）ｆsの信号に変換さ
れ、共振回路２２Ａに入る。ここに、ｍ及びｎは正又は
負の整数である。これらのうち、共振回路２２の共振周
波数ｆi＝２ｆsに等しい信号、すなわちｍ＋２ｎ＝２と
なるｍとｎの組み合わせの信号成分が共振回路２２Ａで
共振して残る。これにより、結果として、周波数ｆsの
信号波Ｖsが可変容量コンデンサ１７及び共振回路２２
Ａで周波数２ｆsの高調波にされ且つ増幅され、これが
アイソレータ２７を通って取り出され、負荷コンダクタ
ンスＧLに供給される。
【００２７】本第２実施形態によれば、上記第１実施形
態と同じ理由により、上記第１実施形態と同じ効果が得
られる。 ［第３実施形態］図５（Ａ）は、第３実施形態のパラメ
トリックアンプ１０Ｃを示す斜視図であり、図５（Ｂ）
は図５（Ａ）のＢ−Ｂ線に沿った断面拡大図であり、図
５（Ｃ）はパラメトリックアンプ１０Ｃの等価回路図で
ある。
態と同じ理由により、上記第１実施形態と同じ効果が得
られる。 ［第３実施形態］図５（Ａ）は、第３実施形態のパラメ
トリックアンプ１０Ｃを示す斜視図であり、図５（Ｂ）
は図５（Ａ）のＢ−Ｂ線に沿った断面拡大図であり、図
５（Ｃ）はパラメトリックアンプ１０Ｃの等価回路図で
ある。
【００２８】このパラメトリックアンプ１０Ｃは、進行
波型であり、絶縁基板１１の一面上に帯状のグランドパ
ターン２８が形成され、グランドパターン２８上に、上
記材料の誘電体３０が形成され、絶縁基板１１上にジグ
ザグ状のインダクタンスパターン２９が形成されてい
る。インダクタンスパターン２９の側部は、誘電体３０
上に形成されている。インダクタンスパターン２９の一
端部及び他端部はそれぞれ入力用導波路Ｔi及び出力用
導波路Ｔoとなっており、入力用導波路Ｔiから信号が供
給され、出力用導波路Ｔoから増幅された信号が取り出
される。グランドパターン２８の一端部には端子パター
ンＴgeが延設され、これが接地されている。
波型であり、絶縁基板１１の一面上に帯状のグランドパ
ターン２８が形成され、グランドパターン２８上に、上
記材料の誘電体３０が形成され、絶縁基板１１上にジグ
ザグ状のインダクタンスパターン２９が形成されてい
る。インダクタンスパターン２９の側部は、誘電体３０
上に形成されている。インダクタンスパターン２９の一
端部及び他端部はそれぞれ入力用導波路Ｔi及び出力用
導波路Ｔoとなっており、入力用導波路Ｔiから信号が供
給され、出力用導波路Ｔoから増幅された信号が取り出
される。グランドパターン２８の一端部には端子パター
ンＴgeが延設され、これが接地されている。
【００２９】上記構成において、パラメトリックアンプ
１０Ｃの共振周波数に等しい信号波Ｖsとポンピング波
Ｖpとを重ね合わせたＶs＋Ｖpが入力用導波路Ｔiに供給
され、パラメトリックアンプ１０Ｃ内を進行するにつれ
てポンピング波Ｖpにより信号波Ｖsが増幅され、その
分、ポンピング波Ｖpが減衰し、これらが出力用導波路
Ｔoから取り出される。
１０Ｃの共振周波数に等しい信号波Ｖsとポンピング波
Ｖpとを重ね合わせたＶs＋Ｖpが入力用導波路Ｔiに供給
され、パラメトリックアンプ１０Ｃ内を進行するにつれ
てポンピング波Ｖpにより信号波Ｖsが増幅され、その
分、ポンピング波Ｖpが減衰し、これらが出力用導波路
Ｔoから取り出される。
【００３０】本第３実施形態によれば、上記第１実施形
態と同じ理由により、上記第１実施形態と同じ効果が得
られる。 ［第４実施形態］図６は、本発明の第４実施形態のパラ
メトリックアンプ１０Ｄを示す斜視図である。
態と同じ理由により、上記第１実施形態と同じ効果が得
られる。 ［第４実施形態］図６は、本発明の第４実施形態のパラ
メトリックアンプ１０Ｄを示す斜視図である。
【００３１】このパラメトリックアンプ１０Ｄは、グラ
ンドパターン２８Ａ及び誘電体３０Ａの幅がそれぞれ図
５（Ａ）のグランドパターン２８及び誘電体３０よりも
広くなっており、インダクタンスパターン２９が誘電体
３０Ａ上に形成されている。他の点は、上記第３実施形
態と同一である。なお、本発明には外にも種々の変形例
が含まれる。例えば、上記第１実施形態で述べた尚書き
の変形例は、上記第２〜４実施例についても同様であ
る。また、第３及び第４実施形態において、誘電体３０
及び３０Ａに沿って励振用導波路Ｔpを形成し、これ
に、第１実施形態のようにポンピング波Ｖpを供給する
構成であってもよい。
ンドパターン２８Ａ及び誘電体３０Ａの幅がそれぞれ図
５（Ａ）のグランドパターン２８及び誘電体３０よりも
広くなっており、インダクタンスパターン２９が誘電体
３０Ａ上に形成されている。他の点は、上記第３実施形
態と同一である。なお、本発明には外にも種々の変形例
が含まれる。例えば、上記第１実施形態で述べた尚書き
の変形例は、上記第２〜４実施例についても同様であ
る。また、第３及び第４実施形態において、誘電体３０
及び３０Ａに沿って励振用導波路Ｔpを形成し、これ
に、第１実施形態のようにポンピング波Ｖpを供給する
構成であってもよい。
【図１】（Ａ）は本発明の第１実施形態のパラメトリッ
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）は（Ａ）中のＢ−
Ｂ線に沿った断面拡大図である。
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）は（Ａ）中のＢ−
Ｂ線に沿った断面拡大図である。
【図２】図１のパラメトリックアンプの等価回路及びそ
の入出力回路を示す図である。
の入出力回路を示す図である。
【図３】（Ａ）はＳｒＴｉＯ3 の電界強度Ｅに対する比
誘電率εrを示す線図であり、（Ｂ）は０．２ｍｏｌ％
Ｂａが添加されたＳｒＴｉＯ3 の電界強度Ｅに対する比
誘電率εrを示す線図である。
誘電率εrを示す線図であり、（Ｂ）は０．２ｍｏｌ％
Ｂａが添加されたＳｒＴｉＯ3 の電界強度Ｅに対する比
誘電率εrを示す線図である。
【図４】（Ａ）は本発明の第２実施形態のパラメトリッ
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）はこのパラメトリ
ックアンプの等価回路及びその入出力回路を示す図であ
る。
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）はこのパラメトリ
ックアンプの等価回路及びその入出力回路を示す図であ
る。
【図５】（Ａ）は本発明の第３実施形態のパラメトリッ
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）は（Ａ）中のＢ−
Ｂ線に沿った断面拡大図であり、（Ｃ）はこのパラメト
リックアンプの等価回路図である。
クアンプを示す斜視図であり、（Ｂ）は（Ａ）中のＢ−
Ｂ線に沿った断面拡大図であり、（Ｃ）はこのパラメト
リックアンプの等価回路図である。
【図６】本発明は第４実施形態のパラメトリックアンプ
を示す斜視図である。
を示す斜視図である。
【図７】パラメトリックアンプの原理説明図である。
【図８】従来のパラメトリックアンプに用いられていた
可変容量ダイオードの特性図である。
可変容量ダイオードの特性図である。
１０、１０Ａ〜１０Ｄ パラメトリックアンプ １１、１２ 絶縁基板 １３ グランドプレート １５、１６、２９ インダクタンスパターン １７ 可変容量コンデンサ １８、１９ 電極 ２０、３０ 誘電体 ２３ 信号源 ２４ サーキュレータ ２５ ポンプ電源 ２８ グランドパターン Ｔio 入出力用導波路 Ｔi 入力用導波路 Ｔp 励振用導波路 Ｔo 出力用導波路 ＧL 負荷コンダクタンス Ｖs 信号波 Ｖp ポンピング波
Claims (8)
- 【請求項１】 入力信号波に同期して可変容量素子の容
量を変化させることにより該入力信号波の電力を増幅す
るパラメトリックアンプにおいて、 該可変容量素子は、印加電圧の増加に伴って誘電率が低
下する誘電体が対向電極間に挟持された可変容量コンデ
ンサである、 ことを特徴とするパラメトリックアンプ。 - 【請求項２】 第１共振回路と第２共振回路との間に可
変容量素子が接続されていることを特徴とする請求項１
記載のパラメトリックアンプ。 - 【請求項３】 絶縁基板の第１面上に、第１インダクタ
ンスパターンと第２インダクタンスパターンと該第１イ
ンダクタンスパターンの一端に連続した第１電極パター
ンとが形成され、該第１電極パターン上に上記誘電体の
層が形成され、該誘電体上に第２電極が形成され、該第
２電極が該第２インダクタンスパターンと導通され、 該絶縁基板の該第１面と対向する第２面上にグランドプ
レートが形成され、 該第１インダクタンスパターンと該絶縁基板と該グラン
ドプレートとで上記第１共振回路が構成され、該第２イ
ンダクタンスパターンと該絶縁基板と該グランドプレー
トとで上記第２共振回路が構成され、該第１電極と該誘
電体と該第２電極とで上記可変容量コンデンサが構成さ
れている、 ことを特徴とする請求項２記載のパラメトリックアン
プ。 - 【請求項４】 絶縁基板の第１面上に基準電位パターン
が形成され、該基準電位パターン上に、印加電圧の増加
に伴って誘電率が低下する誘電体の層が形成され、該第
１面上にジグザグ状インダクタンスパターンが形成さ
れ、少なくとも該ジグザグ状インダクタンスパターンの
側部が該誘電体上に形成されている、 ことを特徴とする請求項１記載のパラメトリックアン
プ。 - 【請求項５】 上記誘電体は、ペロブスカイト型酸化物
であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つ
に記載のパラメトリックアンプ。 - 【請求項６】 上記ペロブスカイト型酸化物は、ＳｒＴ
ｉＯ3 であることを特徴とする請求項５記載のパラメト
リックアンプ。 - 【請求項７】 上記ペロブスカイト型酸化物は、Ｂａが
添加されたＳｒＴｉＯ3 であることを特徴とする請求項
５記載のパラメトリックアンプ。 - 【請求項８】 伝導体部分が高温超伝導体ＹＢａ2 Ｃｕ
3 Ｏ7-X であることを特徴とする請求項７記載のパラメ
トリックアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19026996A JPH1041763A (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | パラメトリックアンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19026996A JPH1041763A (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | パラメトリックアンプ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1041763A true JPH1041763A (ja) | 1998-02-13 |
Family
ID=16255349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19026996A Withdrawn JPH1041763A (ja) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | パラメトリックアンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1041763A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002023633A2 (en) * | 2000-09-12 | 2002-03-21 | Paratek Microwave, Inc. | Dielectric varactors with offset two-layer electrodes |
| JP2019062318A (ja) * | 2017-09-25 | 2019-04-18 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 超伝導体−絶縁体−超伝導体接合を用いた低雑音マイクロ波増幅器 |
| JPWO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 |
-
1996
- 1996-07-19 JP JP19026996A patent/JPH1041763A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002023633A2 (en) * | 2000-09-12 | 2002-03-21 | Paratek Microwave, Inc. | Dielectric varactors with offset two-layer electrodes |
| WO2002023633A3 (en) * | 2000-09-12 | 2002-07-11 | Paratek Microwave Inc | Dielectric varactors with offset two-layer electrodes |
| JP2019062318A (ja) * | 2017-09-25 | 2019-04-18 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 超伝導体−絶縁体−超伝導体接合を用いた低雑音マイクロ波増幅器 |
| JPWO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 | ||
| WO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | パラメトリック増幅器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20031007 |