JPH10281867A - Pyroelectric infrared detector - Google Patents
Pyroelectric infrared detectorInfo
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Landscapes
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、焦電素子を用い
て、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人
体の存在や移動の検知を行ったり、輻射エネルギー、室
温を検出することで放射温度計として働く、焦電型赤外
線検出装置の改良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention uses a pyroelectric element to detect infrared energy radiated from a human body, to detect the presence or movement of a human body, and to radiate by detecting radiant energy and room temperature. The present invention relates to an improvement in a pyroelectric infrared detector that functions as a thermometer.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１４は、この種の焦電型赤外線検出装
置に従来より用いられているＦＥＴを用いた電流電圧変
換回路を示している。この電流電圧変換回路は、ＦＥＴ
のゲートに焦電素子１と高抵抗Ｒｇを並列に接続し、Ｆ
ＥＴのソースとグランドに接続した出力抵抗Ｒｓより電
圧信号を取り出すようになっており、熱線を感知したと
き焦電素子１から出力される信号電流は高抵抗Ｒｇで電
圧に変換され、それをＦＥＴのゲートで受けてＦＥＴと
抵抗Ｒｓに電流を流すことによってＦＥＴのソース電圧
を変化させ、そのとき抵抗Ｒｓに加わる電圧を信号増幅
回路に出力する構成としている。2. Description of the Related Art FIG. 14 shows a current-voltage conversion circuit using an FET conventionally used in a pyroelectric infrared detector of this type. This current-voltage conversion circuit is a FET
The pyroelectric element 1 and the high resistance Rg are connected in parallel to the gate of
A voltage signal is taken out from an output resistor Rs connected to the source of the ET and the ground. When a heat ray is detected, a signal current output from the pyroelectric element 1 is converted into a voltage by a high resistor Rg, and the voltage is converted to a FET. , The source voltage of the FET is changed by passing a current through the FET and the resistor Rs, and the voltage applied to the resistor Rs at that time is output to the signal amplifier circuit.
【０００３】ところで、このようなＦＥＴを用いた電流
電圧変換回路では、赤外線に対する感度を示す出力電圧
Ｖは数１によって求められる。In such a current-to-voltage conversion circuit using an FET, an output voltage V indicating the sensitivity to infrared rays can be obtained by equation (1).
【０００４】[0004]
【数１】 (Equation 1)
【０００５】これを解析すると、赤外線Ｐの入射に対す
る出力電圧Ｖは、図１５に示すようなグラフとなる。こ
こに、輻射率：η、有効受光面積：Ａ、入力抵抗：Ｒ、
焦電係数：λ、熱拡散係数：Ｇ、熱時定数：τｔ、電気
時定数：τである。また、このようなＦＥＴを用いた電
流電圧変換回路では、発生するノイズも、数２によって
求められ、その解析結果は図１６に示すようなグラフに
なる。[0005] When this is analyzed, the output voltage V with respect to the incidence of the infrared ray P becomes a graph as shown in FIG. Here, emissivity: η, effective light receiving area: A, input resistance: R,
Pyroelectric coefficient: λ, thermal diffusion coefficient: G, thermal time constant: τt, electrical time constant: τ. Further, in the current-voltage conversion circuit using such an FET, the generated noise is also obtained by Expression 2, and the analysis result is a graph as shown in FIG.
【０００６】[0006]
【数２】 (Equation 2)
【０００７】ここに、ボルツマン定数：ｋ、絶対温度：
Ｔ、素子容量：Ｃｉ、素子誘電体損失：ｔａｎδ、ＦＥ
Ｔの電流性ノイズ：Ｉｎ、ＦＥＴの電圧性ノイズ：Ｅｎ
である。Here, Boltzmann's constant: k, absolute temperature:
T, element capacitance: Ci, element dielectric loss: tan δ, FE
Current noise of T: In, voltage noise of FET: En
It is.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】ところで、赤外線検出
装置にとって重要なことは、単に焦電素子に於ける出力
信号Ｓが大きければ良いと言うことではなく、素子自身
から発生するノイズＮとの比、つまりＳ／Ｎ比が重要で
ある。それは、例えて言うならば、焦電素子を改良して
同一の赤外線入射パワーに対する出力信号が従来より２
倍大きくなっても、その定常出力ノイズが４倍に増えて
いたような場合には、検出分解能や検出精度は１／２に
なり、かえって赤外線の検出能力は低下したことにな
る。However, what is important for the infrared detector is not merely that the output signal S of the pyroelectric element should be large, but that the ratio of the output signal S to the noise N generated from the element itself should be high. That is, the S / N ratio is important. That is to say, for example, by improving the pyroelectric element, the output signal for the same infrared incident power is two times higher than in the past.
If the steady output noise is increased by a factor of four even if it is twice as large, the detection resolution and detection accuracy are reduced by half, and the infrared ray detection capability is rather reduced.
【０００９】したがって、赤外線検出装置として、検出
能力をアップするためには、 １）同一の赤外線入力に対して、出力信号Ｓをいかに大
きくできるか ２）出力ノイズＮをいかに小さく抑えることができる
か、 つまり、いかにして大きなＳ／Ｎ比を得るかが、焦電セ
ンサ、つまり赤外線検出装置の商品的価値を決定するこ
とになる。Therefore, in order to improve the detection capability of the infrared detector, 1) how large the output signal S can be for the same infrared input; and 2) how small the output noise N can be. That is, how to obtain a large S / N ratio determines the commercial value of the pyroelectric sensor, that is, the infrared detecting device.
【００１０】ここで、ＦＥＴを用いた従来の焦電素子を
解析して見ると、出力電圧Ｖは、数１に示したように、
輻射率η、有効受光面積Ａ、入力抵抗Ｒ、焦電係数λ、
熱拡散係数Ｇによって基本的感度が決まり、また熱時定
数τｔ、電気時定数τｅによってその周波数特性が決定
されている。したがって、これらの個々のパラメータを
最適に設定することで最大の信号出力が得られるように
設計が行われているが、実際には新しい素材の焦電素子
を開発し、焦電係数の改善や、その実装方法を開発して
熱拡散係数を改善することが主となっている。Here, when the conventional pyroelectric element using the FET is analyzed and analyzed, the output voltage V is expressed by the following equation (1).
Emissivity η, effective light receiving area A, input resistance R, pyroelectric coefficient λ,
The basic sensitivity is determined by the thermal diffusion coefficient G, and the frequency characteristic is determined by the thermal time constant τt and the electrical time constant τe. Therefore, it is designed to obtain the maximum signal output by optimally setting these individual parameters, but in actuality, a pyroelectric element of a new material was developed to improve the pyroelectric coefficient and The main method is to develop a mounting method for improving the thermal diffusion coefficient.
【００１１】また、焦電素子に於けるノイズは １）入力抵抗雑音：Ｖｒ ２）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ３）ＦＥＴ電流雑音：Ｖｉ ４）ＦＥＴ電圧雑音：Ｖｎ ５）温度雑音：Ｖｔ で構成され、上記した数２に示すような式で求められ、
最終的には各ノイズの二乗平均でノイズ出力電圧ＶＮが
決定される。このノイズ出力電圧ＶＮは図１７に示さ
れ、Ｓ／Ｎ比は図１８に示されるが、代表的パラメータ
を分析すれば、支配的になっているのは、入力抵抗によ
る熱雑音である。この入力抵抗熱雑音は、抵抗値を更に
大きな値にすれば低減できることは解析より明らかであ
るが、温度雑音Ｖｔは通常桁違いに小さく、この例でも
グラフの範囲外に有り、表記されていない。しかしなが
ら、Ｒｇ＝１００ＧΩを越える値を採用するというの
は、焦電センサに於ける動作の安定性、つまり外来ノイ
ズ、ＦＥＴのバイアス電流変動、高抵抗自身の抵抗値変
化などを考慮するとほぼ限界に近い値になっており、従
って、これ以上のノイズの低減は殆ど困難な状況にあ
り、従来の焦電センサはそのノイズ特性に於いては、ほ
とんど限界に達していると言える。The noise in the pyroelectric element is composed of 1) input resistance noise: Vr 2) tan δ noise: Vδ 3) FET current noise: Vi 4) FET voltage noise: Vn 5) temperature noise: Vt, It is obtained by an equation as shown in the above equation 2,
Finally, the noise output voltage VN is determined by the root mean square of each noise. The noise output voltage VN is shown in FIG. 17 and the S / N ratio is shown in FIG. 18. However, analyzing typical parameters, the dominant factor is thermal noise due to the input resistance. It is clear from the analysis that the input resistance thermal noise can be reduced by increasing the resistance value. However, the temperature noise Vt is usually extremely small, and is outside the range of the graph in this example, and is not shown. . However, adopting a value exceeding Rg = 100 GΩ is almost at its limit in consideration of the stability of operation of the pyroelectric sensor, that is, the external noise, the fluctuation of the bias current of the FET, and the change of the resistance value of the high resistance itself. Since the values are close to each other, it is almost difficult to further reduce the noise, and it can be said that the conventional pyroelectric sensor has almost reached the limit in its noise characteristics.
【００１２】なお、ここでのＳ／Ｎ比の解析は、焦電素
子の最大のアプリケーションである人体検知に於ける検
出周波数が１Ｈｚ中心であることから、１Ｈｚ近傍に着
目して行っている。以上の事実を考慮すると、従来のＦ
ＥＴによる電流電圧変換回路を用いた場合のＳ／Ｎ比の
改善は、ノイズの低減はほとんど期待できず、出力信号
を増やす、例えば、焦電係数の改善、熱拡散係数の改善
などしか方法が残されていないが、現実には、種々の出
力特性の改善も限界に近づいており、素子や実装条件を
変えるだけでは２〜３倍といったＳ／Ｎ比の改善は望み
ようもないのが現状である。The analysis of the S / N ratio here focuses on the vicinity of 1 Hz since the detection frequency in human body detection, which is the largest application of the pyroelectric element, is centered on 1 Hz. Considering the above facts, the conventional F
The improvement of the S / N ratio when the current-voltage conversion circuit using ET is used can hardly be expected to reduce the noise, but only increases the output signal, for example, improves the pyroelectric coefficient and the thermal diffusion coefficient. Although it is not left, improvement of various output characteristics is approaching the limit in reality, and improvement of S / N ratio such as 2-3 times only by changing elements and mounting conditions cannot be expected at present. It is.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明は、本発明者らの
鋭意検討の結果なされたもので、焦電素子が有する容量
のインピーダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いる
ことを種々の観点から試験的に考察した結果、焦電型赤
外線検出装置のＳ／Ｎ比の向上に有益でかつ実現可能な
ことを知得して、本発明に到達したものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made as a result of diligent studies by the present inventors, and uses the frequency characteristics of the impedance of the capacitance of a pyroelectric element for current-voltage conversion from various viewpoints. As a result of examination on a trial basis, the present inventors have found that the present invention is useful and feasible for improving the S / N ratio of a pyroelectric infrared detector, and has arrived at the present invention.
【００１４】すなわち、本発明者らは、焦電素子の素材
を変更する手法に依らずに、焦電素子そのものがコンデ
ンサとして有する容量を演算増幅器に帰還容量として付
加接続して電流電圧変換回路を構成し、この電流電圧変
換に対して入力換算ノイズを低減させる種々のシュミレ
ーション、設計を行うことによって、本発明として到達
したものである。That is, the present inventors have added a current-voltage conversion circuit by additionally connecting the capacitance of the pyroelectric element itself as a capacitor to the operational amplifier as a feedback capacitance, irrespective of the method of changing the material of the pyroelectric element. The present invention has been achieved by configuring and performing various simulations and designs for reducing input conversion noise with respect to this current-voltage conversion.
【００１５】したがって、上記目的を達成するために請
求項１において提案された赤外線検出器は、演算増幅器
に焦電素子を帰還容量として接続することによって電流
電圧変換回路を構成しており、熱線の検知時に焦電素子
に生じる信号電流を電圧信号に変換して出力させる基本
構成をなしている。また、請求項２では、現実の演算増
幅器を考慮し、その演算増幅器の帰還動作を安定化する
ため、演算増幅器には直流帰還回路を接続し、低周波に
対して動作の不安定なコンデンサの周波数インピーダン
ス特性を改善している。Therefore, in order to achieve the above object, the infrared detector proposed in claim 1 constitutes a current-voltage conversion circuit by connecting a pyroelectric element to an operational amplifier as a feedback capacitor, and forms a current-voltage conversion circuit. It has a basic configuration in which a signal current generated in the pyroelectric element at the time of detection is converted into a voltage signal and output. According to a second aspect of the present invention, a DC feedback circuit is connected to the operational amplifier in order to stabilize the feedback operation of the operational amplifier in consideration of an actual operational amplifier, and a capacitor having an unstable operation with respect to a low frequency. Improves frequency impedance characteristics.
【００１６】このような電流電圧回路を備えた赤外線検
出器によれば、従来のＦＥＴを用いた電流電圧変換回路
において、熱雑音の要素として支配的であった高抵抗を
使用していないため、全体としての雑音成分が減少し、
赤外線検出装置として使用される周波数域では、Ｓ／Ｎ
比が著しく改善された。請求項３では、演算増幅器につ
いて言及している。前述した解析から明かなように、焦
電素子を固定した場合、演算増幅器を用いた電流電圧変
換回路では、ノイズ成分として、焦電素子の誘電体損失
による雑音成分が支配的であるが、演算増幅器も電流雑
音、電圧雑音成分を有する。特にこの２種類の雑音成分
では、電圧雑音が周波数に影響せずにほぼ一定であり、
電流雑音より小さいが、電流雑音は周波数に影響して変
化する。したがって、このような演算増幅器において
は、電流雑音を抑制することが必要となり、請求項３で
は、そのための条件として、電流雑音成分が誘電体損失
による雑音成分よりも小さくなるような入力インピーダ
ンスを有した演算増幅器を用いることを提案している。
実際の使用に際しては、入力インピーダンスの大きな演
算増幅器を使用すれば十分である。According to the infrared detector provided with such a current-voltage circuit, in the current-voltage conversion circuit using the conventional FET, a high resistance which is dominant as a thermal noise element is not used. The noise component as a whole decreases,
In the frequency range used as an infrared detector, S / N
The ratio was significantly improved. Claim 3 refers to an operational amplifier. As is clear from the above analysis, when the pyroelectric element is fixed, in the current-voltage conversion circuit using the operational amplifier, the noise component due to the dielectric loss of the pyroelectric element is dominant as the noise component. The amplifier also has current noise and voltage noise components. In particular, in these two types of noise components, the voltage noise is almost constant without affecting the frequency,
Although smaller than current noise, current noise varies with frequency. Therefore, in such an operational amplifier, it is necessary to suppress current noise, and in claim 3, as a condition therefor, an input impedance such that a current noise component is smaller than a noise component due to dielectric loss is used. It has been proposed to use a modified operational amplifier.
In actual use, it is sufficient to use an operational amplifier having a large input impedance.
【００１７】また、請求項４，５，６では、帰還容量を
付加した演算増幅器の動作を安定化するために付加され
る直流帰還回路の具体的な構成を提案している。すなわ
ち、請求項４では、積分回路で構成したもの、請求項５
では、直流帰還回路の入力側に分圧回路を接続したも
の、請求項６では、分圧回路を３つの抵抗をＴ型に接続
して構成したものをそれぞれ提案している。演算増幅器
から直流帰還回路に入力される出力電圧を抑制すること
によって、見かけ上のフィードバック利得を減少させ、
直流帰還回路の持つフィードバック時定数を低域へシフ
トさせ、部品の小型化を図っている。Claims 4, 5, and 6 propose a specific configuration of a DC feedback circuit added to stabilize the operation of an operational amplifier having a feedback capacitance. That is, in claim 4, an integrated circuit is used.
In the above, a voltage dividing circuit is connected to the input side of a DC feedback circuit. Claim 6 proposes a voltage dividing circuit in which three resistors are connected in a T-type. By suppressing the output voltage input from the operational amplifier to the DC feedback circuit, the apparent feedback gain is reduced,
The feedback time constant of the DC feedback circuit has been shifted to a lower frequency range to reduce the size of components.
【００１８】このような本発明は、焦電素子そのものが
従来と同様のチップであっても（素子電流Ｉｐの改善が
無くても）、電流電圧変換部に於ける出力電圧を大きく
したり、入力換算ノイズを低減することによって、従来
より高いＳ／Ｎ比を得るものである。なお、請求項７で
は、直流帰還回路を、帰還コンデンサを付加した演算増
幅器の出力端子と、その基準入力端子の各々に異なる抵
抗を接続することによって、電流電圧変換回路にバンド
パスフィルタ特性を持たせるとともに、異なる抵抗の温
度特性を同一に揃えることによって温度補償し、電流電
圧変換回路のインピーダンス特性にピーク値をなくして
温度変化によって帰還動作が不安定になるのを防止して
いる。According to the present invention, even if the pyroelectric element itself is a chip similar to the conventional one (even if the element current Ip is not improved), the output voltage in the current-voltage converter can be increased, By reducing the input conversion noise, a higher S / N ratio than in the prior art can be obtained. According to a seventh aspect of the present invention, the current-voltage conversion circuit has a band-pass filter characteristic by connecting a different resistor to each of the output terminal of the operational amplifier to which the feedback capacitor is added and the reference input terminal. In addition, temperature compensation is performed by making the temperature characteristics of the different resistors the same, and the impedance characteristic of the current-voltage conversion circuit has no peak value, thereby preventing the feedback operation from becoming unstable due to a temperature change.
【００１９】[0019]
［回路の実施例］図１に本発明の要部をなす電流電圧変
換回路の基本構成を示す。図に見るように、焦電素子１
は演算増幅器２の帰還容量Ｃｆとして、入、出力端子に
接続されており、演算増幅器２の出力端子と入力端子間
には、更に直流帰還回路３を設け、入力抵抗Ｒｉによっ
て帰還している。[Embodiment of Circuit] FIG. 1 shows a basic configuration of a current-voltage conversion circuit which is an essential part of the present invention. As can be seen, the pyroelectric element 1
Is connected to the input and output terminals as a feedback capacitance Cf of the operational amplifier 2, and a DC feedback circuit 3 is further provided between the output terminal and the input terminal of the operational amplifier 2 and is fed back by the input resistance Ri.
【００２０】ここに、直流帰還回路４は、図２に示すよ
うに、インピーダンス変換のための演算増幅器２とは異
なる別の演算増幅器３にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを
付加させた積分回路で構成出来る。このような構成の電
流電圧変換回路によれば、焦電素子１から出力される電
流は、自らの素子容量Ｃｉのインピーダンスを用いて、
電流から電圧に変換される。Here, as shown in FIG. 2, the DC feedback circuit 4 is constituted by an integrating circuit in which a capacitor C1 and a resistor R1 are added to another operational amplifier 3 different from the operational amplifier 2 for impedance conversion. I can do it. According to the current-voltage conversion circuit having such a configuration, the current output from the pyroelectric element 1 is obtained by using the impedance of its own element capacitance Ci.
It is converted from current to voltage.
【００２１】図３，図４は、直流帰還回路に、更に分圧
回路を接続した構成を示している。図１に対応する部分
には、同じ符号を付して説明を省略する。積分回路によ
って構成された直流帰還回路３は、演算増幅器２からの
出力電圧を分圧回路４によって分圧して入力させてい
る。図４の例では、Ｔ型に組まれた３つの入力抵抗Ｒ２
〜Ｒ３は、それぞれの他端を演算増幅器２の入力端子、
演算増幅器２の出力端子、グランドに接続しており、こ
のようにして、３つの入力抵抗Ｒ２〜Ｒ４をＴ型に組む
ことで、帰還回路の見かけ上のフィードバック利得を減
少させ、積分回路の持つフィードバック時定数を低域へ
シフトさせ、実質的に時定数を大きくすることで、直流
帰還回路の部品の小型化を図っている。また、このよう
な分圧回路は、図３に示したようなＴ型に構成する必要
はなく、通常の２つの抵抗を接続したものでもよい。し
かし、直流帰還回路のオフセット等の性能を考慮すれ
ば、Ｔ型の方がより利点がある。FIGS. 3 and 4 show a configuration in which a voltage dividing circuit is further connected to the DC feedback circuit. The same reference numerals are given to the portions corresponding to FIG. The DC feedback circuit 3 configured by an integrating circuit divides an output voltage from the operational amplifier 2 by a voltage dividing circuit 4 and inputs the divided voltage. In the example of FIG. 4, three input resistors R2
, R3 to R3 each have the other end connected to the input terminal of the operational amplifier 2,
The output terminal of the operational amplifier 2 is connected to the ground. In this way, by forming the three input resistors R2 to R4 into a T-type, the apparent feedback gain of the feedback circuit is reduced, and the integration circuit has By shifting the feedback time constant to a lower frequency range and substantially increasing the time constant, the size of the components of the DC feedback circuit is reduced. Further, such a voltage dividing circuit does not need to be configured in a T-type as shown in FIG. 3, and may be a circuit in which two ordinary resistors are connected. However, considering the performance of the DC feedback circuit such as offset, the T-type has more advantages.
【００２２】以上のような本発明によれば、焦電素子が
有する素子容量のインピーダンスを用いて信号電流を電
圧に変換しているため、図１４に示したような入力抵抗
Ｒｇによって信号電流を電圧に変換していた従来のＦＥ
Ｔバッファを用いた回路に比べて、出力ノイズ電圧を支
配していた抵抗の熱雑音が排除されるため、ノイズ源を
根本的になくすことが出来き、トータルノイズの低減化
が図れる。According to the present invention as described above, since the signal current is converted into a voltage using the impedance of the element capacitance of the pyroelectric element, the signal current is converted by the input resistance Rg as shown in FIG. Conventional FE that converted to voltage
Compared to a circuit using a T-buffer, thermal noise of a resistor that governs the output noise voltage is eliminated, so that a noise source can be fundamentally eliminated, and total noise can be reduced.
【００２３】［シュミレーション結果の検討］以下で
は、積分回路で直流帰還回路を構成した図２に示した回
路についてのシュミレーション結果を説明する。まず、
信号出力となる出力電圧Ｖについて解析する。変換イン
ピーダンスＺは数３によって求められ、焦電素子、それ
自体の素子容量Ｃｉによる変換インピーダンス特性は図
５に示すようになる。ここに、帰還容量は素子容量とな
るので、Ｃｆ＝Ｃｉである。[Study of Simulation Result] The simulation result of the circuit shown in FIG. 2 in which a DC feedback circuit is formed by an integrating circuit will be described below. First,
The output voltage V serving as a signal output is analyzed. The conversion impedance Z is obtained by Expression 3, and the conversion impedance characteristics of the pyroelectric element and the element capacitance Ci of the pyroelectric element are as shown in FIG. Here, Cf = Ci because the feedback capacitance is the element capacitance.
【００２４】[0024]
【数３】 (Equation 3)
【００２５】この図５から分かることは、周波数に対し
て傾斜部分のインピーダンス特性はインピーダンスＺ＝
１／（ω・Ｃｆ）で与えられるので、周波数が低くなる
にしたがってその値は上昇していくが、直流帰還回路が
働いているため、帰還回路の時定数τｄｃによって決ま
る周波数から下は逆にインピーダンスは下降していく。
つまり、インピーダンスは、帰還回路時定数τｄｃによ
って定まる各速度ωｄｃでピークを持つようなカーブと
なる。It can be seen from FIG. 5 that the impedance characteristic of the portion inclined with respect to the frequency is represented by the impedance Z =
Since it is given by 1 / (ω · Cf), its value rises as the frequency becomes lower. However, since the DC feedback circuit is operating, the frequency is inversely lower than the frequency determined by the time constant τdc of the feedback circuit. The impedance decreases.
That is, the impedance has a curve having a peak at each speed ωdc determined by the feedback circuit time constant τdc.
【００２６】 ここに、帰還回路の時定数τｄｃ＝√（Ｒ１・Ｃ１・Ｒｉ・Ｃｆ） ＝１／ωｄｃである。 また、焦電素子から出力される素子電流Ｉｐは、前述し
た解析で示したように熱時定数τｔをポールとするＨＰ
Ｆのような特性を示す。従って、出力電圧Ｖは、変換イ
ンピーダンスＺに素子電流Ｉｐをかけて、Ｖ＝Ｚ×Ｉｐ
として求められる。Here, the time constant of the feedback circuit τdc = √ (R1 · C1 · Ri · Cf) = 1 / ωdc. The element current Ip output from the pyroelectric element is, as shown in the above-described analysis, the HP having the thermal time constant τt as a pole.
It shows characteristics like F. Therefore, the output voltage V is obtained by multiplying the conversion impedance Z by the element current Ip to obtain V = Z × Ip
Is required.
【００２７】その結果、低減のカットオフ周波数がτｄ
ｃで、高域のカットオフ周波数がτｔで決定されるＢＰ
Ｆのような特性を示すことになる。次いで、ノイズ特性
の解析を行う。図６は各ノイズ電圧について解析した結
果を図６に示す。図６では焦電素子の温度雑音等や演算
増幅器の１／ｆノイズは、それほど影響がないため、支
配的となるパラメータを記述している。As a result, the cutoff frequency of the reduction is τd
c, the BP at which the cutoff frequency of the high band is determined by τt
It will exhibit a characteristic like F. Next, the noise characteristics are analyzed. FIG. 6 shows the result of analyzing each noise voltage. In FIG. 6, dominant parameters are described because temperature noise and the like of the pyroelectric element and 1 / f noise of the operational amplifier are not so affected.
【００２８】つまりノイズ出力電圧は、 １）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ２）ＯＰＡｍｐ電流雑音：Ｖｉ ３）ＯＰＡｍｐ電圧雑音：Ｖｅ ４）ＦＢ系統雑音：Ｎfb で構成され、数４に示すような式で求められる。That is, the noise output voltage is composed of 1) tan δ noise: Vδ 2) OPAmp current noise: Vi 3) OPAmp voltage noise: Ve 4) FB system noise: Nfb .
【００２９】[0029]
【数４】 (Equation 4)
【００３０】図７は代表的パラメータを用いて、各々の
ノイズ出力電圧を実際に計算してシュミレーションした
結果を、図８はＳ／Ｎ比をシュミレーションした結果を
グラフで示している。各ノイズ特性から分かるようにコ
ンデンサの誘電体損失＝ｔａｎδによるノイズＶδが支
配的となっており（但し、１Ｈｚ近傍に於いて）、図８
では、そのトータルノイズをＮｖ、信号出力をＳｖとし
て示している。したがって、Ｓ／Ｎ比はＳｖ／Ｎｖで求
められる。FIG. 7 is a graph showing a result obtained by actually calculating and simulating each noise output voltage using typical parameters, and FIG. 8 is a graph showing a result obtained by simulating the S / N ratio. As can be seen from each noise characteristic, the noise Vδ due to the dielectric loss of the capacitor = tanδ is dominant (however, in the vicinity of 1 Hz), and FIG.
Here, the total noise is indicated as Nv, and the signal output is indicated as Sv. Therefore, the S / N ratio is determined by Sv / Nv.
【００３１】また、従来のＦＥＴバッファを用いたもの
との比較を行うため、ＦＥＴバッファを用いた電流電圧
変換回路についても、本発明と同様な条件でシュミレー
ションを行った。図１７，図１８はそれぞれ、図７、図
８に対応したグラフである。ここでは、焦電素子の素子
熱基準電流を本発明の場合と同様に０．１ｆＡとし、他
の回路条件も同じにした。Further, in order to make a comparison with a conventional one using a FET buffer, a simulation was also performed on a current-voltage conversion circuit using a FET buffer under the same conditions as in the present invention. FIGS. 17 and 18 are graphs corresponding to FIGS. 7 and 8, respectively. Here, the element heat reference current of the pyroelectric element was set to 0.1 fA as in the case of the present invention, and the other circuit conditions were also the same.
【００３２】両者の分析の結果、Ｓ／Ｎ比のグラフは次
のようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝１．２［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝１．５［μＶ］ ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．３（但し、１Ｈｚ） これに対して、従来のＦＥＴバッファを用いた方式によ
るＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝２．４［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝１．４［μＶ］ Ｓ／Ｎ＝０．５８（但し、１Ｈｚ）という計算結果とな
った。As a result of both analyses, a graph of the S / N ratio is as follows, and the S / N ratio according to the present invention is Nv (out) = 1.2 [μV / √Hz] Sv (out) = 1.5 [μV] Therefore, S / N = 1.3 (however, 1 Hz) On the other hand, the S / N ratio by the method using the conventional FET buffer is Nv (out) = 2.4 [μV / √Hz] Sv (out) = 1.4 [μV] The calculation result was S / N = 0.58 (1 Hz).
【００３３】以上のシュミレーション結果から、本発明
では、１Ｈｚの近傍においては、従来のＦＥＴバッファ
を用いた場合に比べて、２倍ほどのＳ／Ｎ比改善が行わ
れていることが分かる。これを定性的に分析すれば、従
来のノイズ成分として支配的であった抵抗Ｒｇによる熱
雑音がなくなることで全体としてローノイズ化が図れた
ものと思われる。なお、図７、図８のシュミレーション
結果では、変換インピーダンスがＦＥＴバッファを用い
たものよりも上がったためノイズの絶対値は下がってい
ないが、その分、信号出力電圧Ｓｖも上昇しているの
で、結果としてＳ／Ｎ比は向上している。From the above simulation results, it can be seen that in the present invention, the S / N ratio is improved at about 1 Hz by about twice that in the case where the conventional FET buffer is used. If this is qualitatively analyzed, it can be considered that thermal noise due to the resistor Rg, which has been dominant as a conventional noise component, is eliminated, thereby lowering noise as a whole. In the simulation results of FIGS. 7 and 8, although the absolute value of the noise does not decrease because the conversion impedance is higher than that using the FET buffer, the signal output voltage Sv increases accordingly. As a result, the S / N ratio is improved.
【００３４】また、本発明者らが行ったノイズ解析によ
れば、演算増幅器の帰還容量が小さいほどより高いＳ／
Ｎ比が得られる事も分かっている。従って、シュミレー
ションの例では、帰還容量を１０ｐＦより小さい値とす
ることで、従来の方式に対して更に高いＳ／Ｎ比の改善
を行うことも可能である。具体的に計算すると、図９、
図１０に示したようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝１．９［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝３．０［μＶ］ ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．６（但し、１Ｈｚ） つまり、従来のＦＥＴバッファを用いたものに比べて、
３倍ほどのＳ／Ｎ比の改善が行われている（但し、１Ｈ
ｚ）。According to the noise analysis performed by the present inventors, the smaller the feedback capacitance of the operational amplifier is, the higher the S / S is.
It is also known that an N ratio can be obtained. Therefore, in the simulation example, by setting the feedback capacitance to a value smaller than 10 pF, it is possible to further improve the S / N ratio as compared with the conventional method. Specifically, FIG.
As shown in FIG. 10, the S / N ratio according to the present invention is as follows: Nv (out) = 1.9 [μV / √Hz] Sv (out) = 3.0 [μV] Therefore, S / N = 1 .6 (However, 1 Hz) That is, compared with the conventional one using the FET buffer,
The S / N ratio has been improved by about three times (however, 1H
z).
【００３５】また、本発明者らによって確認されたノイ
ズ解析の結果から、本発明において高いＳ／Ｎ比を得る
ためにはＩ／Ｖ変換のために用いる演算増幅器の電流雑
音は小さい方が良く、従って、入力バイアス電流の小さ
なタイプ、つまり入力インピーダンスが高いタイプが望
まれる。このような条件の演算増幅器は、一般的には入
力段にＦＥＴを用いたタイプを使用すればよい。From the result of the noise analysis confirmed by the present inventors, in order to obtain a high S / N ratio in the present invention, the smaller the current noise of the operational amplifier used for the I / V conversion, the better. Therefore, a type having a small input bias current, that is, a type having a high input impedance is desired. In general, an operational amplifier under such conditions may use a type using an FET in an input stage.
【００３６】ついで、請求項７において提案した電流電
圧変換回路について説明する。図１１は、この回路の実
施例を示しており、直流帰還回路は、帰還コンデンサＣ
１を接続した演算増幅器３２の出力端子と、焦電素子１
を帰還容量Ｃｆとして付加した演算増幅器２の反転入力
端子との間には抵抗Ｒｉを接続し、さらに演算増幅器３
２の反転入力端子は、基準端子として基準電圧Ｖｒに接
続した抵抗Ｒ１が接続されて構成される。また、演算増
幅器２の出力端子は、そのまま演算増幅器３２の非反転
入力端子に接続され、演算増幅器２の非反転入力端子に
は基準電圧Ｖｒが接続される。Next, the current-voltage conversion circuit proposed in claim 7 will be described. FIG. 11 shows an embodiment of this circuit.
1 is connected to the output terminal of the operational amplifier 32 and the pyroelectric element 1
Is connected as a feedback capacitance Cf between the operational amplifier 2 and the inverting input terminal of the operational amplifier 2.
The second inverting input terminal is configured by connecting a resistor R1 connected to a reference voltage Vr as a reference terminal. The output terminal of the operational amplifier 2 is directly connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 32, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2 is connected to the reference voltage Vr.
【００３７】なお、この回路では、演算増幅器２と３２
には基準電圧Ｖｒを与えることによって、演算増幅器が
片電源駆動方式である場合にも、動作点をＶｒに上げる
ことによって、入力信号が正、負のいずれに対しても出
力信号が得られるようにしている。この場合Ｖｒは、０
＜Ｖｒ＜ＶDD（ここに、ＶDDは演算増幅器の駆動電源）
の範囲に設定されるが、Ｖｒ＝ＶDD／２に設定すれば、
正、負のいずれに入力信号対しても最大の動作範囲を得
ることが可能となる。In this circuit, the operational amplifiers 2 and 32
By applying a reference voltage Vr, the operating point is raised to Vr so that an output signal can be obtained for both positive and negative input signals even when the operational amplifier is of a single power supply drive type. I have to. In this case, Vr is 0
<Vr <VDD (where VDD is the drive power supply for the operational amplifier)
, But if Vr = VDD / 2, then
It is possible to obtain the maximum operation range for both positive and negative input signals.
【００３８】このような直流帰還回路は、バンドパスフ
ィルタとして働き、この時のインピーダンスＺ（ｓ）は
数５で表わされる。ここに、Ｃｆ＝Ｃｉである。Such a DC feedback circuit functions as a band-pass filter, and the impedance Z (s) at this time is expressed by the following equation (5). Here, Cf = Ci.
【００３９】[0039]
【数５】 (Equation 5)
【００４０】ここで、２次のバンドパスフィルタの標準
形は、数６で表わされるから、数５，数６の２つの式よ
り、数７が求められる。Here, since the standard form of the second-order band-pass filter is represented by Equation 6, Equation 7 is obtained from the two equations of Equations 5 and 6.
【００４１】[0041]
【数６】 (Equation 6)
【００４２】[0042]
【数７】 (Equation 7)
【００４３】すなわち、この回路の変換インピーダンス
の周波数特性は、バンドパスフィルタの役割を果たすこ
とが分かる。ここで、ω0は中心周波数でＱは一般に選
択度と呼ばれるものである。このような電流電圧変換回
路には、ノイズ成分の一つとしてＲｉによる熱雑音が支
配的であり、これを抑えるために通常は、Ｒｉの値を１
Ｔ（テラ）Ω程度以上の高抵抗としている。ところが、
一般にこのような高抵抗は温度特性も大きく、温度変化
によりＲｉの値が大きく変動することになる。そのた
め、Ｒｉが大きくなると抵抗値も大きくなり、変換イン
ピーダンスの周波数特性にピークが表れ、回路が不安定
な状態になる。That is, it is understood that the frequency characteristic of the conversion impedance of this circuit plays a role of a bandpass filter. Here, ω0 is the center frequency and Q is what is generally called selectivity. In such a current-voltage conversion circuit, thermal noise due to Ri is dominant as one of the noise components, and in order to suppress this, usually, the value of Ri is set to 1
It has a high resistance of about T (tera) Ω or more. However,
Generally, such a high resistance has a large temperature characteristic, and the value of Ri fluctuates greatly due to a change in temperature. Therefore, as Ri increases, the resistance value also increases, a peak appears in the frequency characteristic of the conversion impedance, and the circuit becomes unstable.
【００４４】請求項７は、このような問題点を解決する
もので、温度が変化しても変換インピーダンスの周波数
特性にピークが生じない、すなわち回路の安定性が温度
変化に対して強い構成にしている。この電流電圧変換回
路では、直流帰還回路部のバンドパスフィルタを形成す
ることとなる抵抗Ｒ１とＲｉに同じ温度特性を持つもの
を選択しており、そのため温度変化によりＲｉの値が大
きく変動しても、同じようにＲ１の値も変動するため、
結果としてＱは変動しない。つまり、変換インピーダン
スの周波数特性にピークが生じないことになる。A seventh aspect of the present invention solves such a problem. A configuration is adopted in which a peak does not occur in the frequency characteristic of the conversion impedance even if the temperature changes, that is, the stability of the circuit is strong against the temperature change. ing. In this current-voltage conversion circuit, resistors R1 and Ri having the same temperature characteristic are selected to form a band-pass filter of the DC feedback circuit section. Therefore, the value of Ri greatly fluctuates due to a temperature change. Similarly, since the value of R1 also fluctuates,
As a result, Q does not change. That is, no peak occurs in the frequency characteristic of the conversion impedance.
【００４５】図１２は、この電流電圧変換回路における
変換インピーダンスの周波数特性をシュミレーションし
た結果を示している。素子容量Ｃｉは帰還容量Ｃｆとな
るので、回路定数は、Ｃｉ＝Ｃｆ＝１２ｐＦ，Ｒｉ＝１
ＴΩ，Ｒ１＝２．４ＧΩ，Ｃ１＝１０ｎＦとしている。
（Ａ）は抵抗Ｒｉ，Ｒ１を１倍にした場合、（Ｂ）は５
倍にした場合、（Ｃ）は１０倍にした時のシュミレーシ
ョ結果を示している。FIG. 12 shows the result of simulating the frequency characteristic of the conversion impedance in the current-voltage conversion circuit. Since the element capacitance Ci becomes the feedback capacitance Cf, the circuit constants are Ci = Cf = 12 pF and Ri = 1.
TΩ, R1 = 2.4 GΩ, and C1 = 10 nF.
(A) is a case where the resistances Ri and R1 are multiplied by 1, and (B) is 5
In the case of doubling, (C) shows the simulation result when doubling.
【００４６】図１３は、抵抗ＲｉとＲ１の温度特性を揃
えない場合のインピーダンスの周波数特性を表わしてい
る。回路定数は図１２の場合と同じであるが、抵抗Ｒｉ
のみを１倍（Ａ）、５倍（Ｂ）、１０倍（Ｃ）した時の
結果を示している。これらの結果からわかるように、図
１３では、抵抗が大きくなれば変換インピーダンスの周
波数特性にピークが鋭くなっていくのに対して、図１２
では、鋭いピークはなく、グラフの形に変動がなくなっ
ていることがわかる。FIG. 13 shows the frequency characteristics of the impedance when the temperature characteristics of the resistors Ri and R1 are not uniform. The circuit constants are the same as in FIG.
The results when only (A), 5 (B), and 10 (C) were obtained for only the sample are shown. As can be seen from these results, in FIG. 13, as the resistance increases, the peak of the frequency characteristic of the conversion impedance becomes sharper, whereas in FIG.
It can be seen that there is no sharp peak and there is no change in the shape of the graph.
【００４７】このような電流電圧変換回路によれば、温
度変化により回路中の高抵抗器の値が大きく変動して
も、回路のＱ値は変わらないので回路が不安定になるこ
とがない、すなわち、温度変化に対する回路の安定性を
向上することができる。According to such a current-voltage conversion circuit, even if the value of the high resistor in the circuit fluctuates greatly due to a temperature change, the Q value of the circuit does not change, so that the circuit does not become unstable. That is, the stability of the circuit with respect to a temperature change can be improved.
【００４８】[0048]
【発明の効果】請求項１〜６において提案した本発明に
よれば、以下のような効果が得られる。 （１）ＦＥＴを用いた従来の電流電圧変換回路に比べ
て、Ｓ／Ｎ比が著しく改善出来る。また、ＦＥＴを用い
た従来品に対して、高抵抗などの外付け部品を使用せ
ず、半導体素子を用いて回路構成できるため、焦電素
子、レンズの小型化も可能となり、検出器も小型化でき
る。According to the present invention proposed in claims 1 to 6, the following effects can be obtained. (1) The S / N ratio can be significantly improved as compared with a conventional current-voltage conversion circuit using an FET. Also, compared to conventional products using FETs, circuits can be configured using semiconductor elements without using external components such as high resistance, so that pyroelectric elements and lenses can be downsized, and detectors can be downsized. Can be
【００４９】（２）帰還容量に焦電素子を使用するの
で、別にコンデンサを必要とせず、部品が削減でき、小
型ローコスト化が図れる。ノイズ分析から分かるよう
に、ローノイズ化を図るためには、誘電体損失の小さい
コンデンサが必要とされ、値段も高価で形状も大きくな
ってしまうが、焦電素子であれば、誘電体損失が小さ
く、そのものが有効に利用できる。(2) Since a pyroelectric element is used for the feedback capacitance, no separate capacitor is required, the number of components can be reduced, and the size and cost can be reduced. As can be seen from the noise analysis, low-noise capacitors require a capacitor with a small dielectric loss, which is expensive, expensive, and large in shape. Can be used effectively.
【００５０】（３）本発明は、インピーダンス変換回路
であるため、信号電圧は素子電流とインピーダンスとの
積によって定まるが、ノイズ電圧は演算増幅器の電圧利
得による影響を受ける。したがって、電流変換回路の電
圧利得が１倍以上である場合には、ノイズ電圧も増幅さ
れることになるが、本発明の回路構成は、電圧ゲインが
１倍のバッファとなるので、ノイズ電圧が増幅されるこ
とがない。したがって、この点からもローノイズ化が図
れ、高いＳ／Ｎ比が得られる。(3) Since the present invention is an impedance conversion circuit, the signal voltage is determined by the product of the element current and the impedance, but the noise voltage is affected by the voltage gain of the operational amplifier. Therefore, when the voltage gain of the current conversion circuit is 1 or more, the noise voltage is also amplified. However, the circuit configuration of the present invention is a buffer having the voltage gain of 1 time, so that the noise voltage is increased. There is no amplification. Therefore, low noise can be achieved from this point, and a high S / N ratio can be obtained.
【００５１】（４）出力電圧の低域の時定数を、回路素
子でコントロールできる。ＦＥＴを用いた従来品は、並
列抵抗×素子容量で決まる電気時定数で決定されていた
が、本発明では帰還容量を付加した演算増幅器に更に付
加する直流帰還回路の回路素子を選択することによっ
て、出力電圧の低域の時定数を調整できる。(4) The time constant of the low range of the output voltage can be controlled by the circuit element. Conventional products using FETs were determined by the electrical time constant determined by the parallel resistance x element capacitance, but in the present invention, by selecting the circuit element of the DC feedback circuit to be further added to the operational amplifier with the feedback capacitance added The time constant of the low range of the output voltage can be adjusted.
【００５２】また、請求項７において提案した本発明に
よれば、電流電圧変換回路の温度環境が変化した場合に
も、変換インピーダンス特性にピーク値が生じないの
で、温度変化に対して安定した焦電型赤外線検出装置が
実現できる。Further, according to the present invention proposed in claim 7, even when the temperature environment of the current-voltage conversion circuit changes, a peak value does not occur in the conversion impedance characteristic, so that the focus is stable with respect to temperature change. An electronic infrared detector can be realized.
【図１】本発明の基本回路の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a basic circuit of the present invention.
【図２】直流帰還回路を積分回路で構成した例を示す本
発明の基本回路図である。FIG. 2 is a basic circuit diagram of the present invention showing an example in which a DC feedback circuit is constituted by an integrating circuit.
【図３】直流帰還回路に分圧回路を付加した本発明の基
本回路図である。FIG. 3 is a basic circuit diagram of the present invention in which a voltage dividing circuit is added to a DC feedback circuit.
【図４】図３を更に具体的に示した本発明の基本回路図
である。FIG. 4 is a basic circuit diagram of the present invention showing FIG. 3 more specifically.
【図５】本発明による出力電圧の周波数特性を示す図で
ある。FIG. 5 is a diagram showing a frequency characteristic of an output voltage according to the present invention.
【図６】本発明によるノイズ出力電圧の周波数特性を示
す図である。FIG. 6 is a diagram showing a frequency characteristic of a noise output voltage according to the present invention.
【図７】本発明によるノイズ出力電圧のシュミレーショ
ン結果を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing a simulation result of a noise output voltage according to the present invention.
【図８】本発明によるＳ／Ｎ比のシュミレーション結果
を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio according to the present invention.
【図９】本発明によるノイズ出力電圧のシュミレーショ
ン結果を示すグラフである。FIG. 9 is a graph showing a simulation result of a noise output voltage according to the present invention.
【図１０】本発明によるＳ／Ｎ比のシュミレーション結
果を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio according to the present invention.
【図１１】請求項７において提案された電流電圧変換回
路の一実施図である。FIG. 11 is an embodiment of the current-voltage conversion circuit proposed in claim 7;
【図１２】図１１に示した電流電圧変換回路の出力電圧
のシュミレーション結果を示すグラフである。12 is a graph showing a simulation result of an output voltage of the current-voltage conversion circuit shown in FIG.
【図１３】抵抗の温度特性を揃えない場合の電流電圧変
換回路の出力電圧のシュミレーション結果を示すグラフ
である。FIG. 13 is a graph showing a simulation result of the output voltage of the current-voltage conversion circuit when the temperature characteristics of the resistors are not uniform.
【図１４】ＦＥＴバッファを用いた従来の電流電圧変換
回路の一例を示す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a conventional current-voltage conversion circuit using an FET buffer.
【図１５】従来の電流電圧変換回路の出力電圧特性図で
ある。FIG. 15 is an output voltage characteristic diagram of a conventional current-voltage conversion circuit.
【図１６】従来の電流電圧変換回路のノイズ出力電圧特
性図である。FIG. 16 is a noise output voltage characteristic diagram of a conventional current-voltage conversion circuit.
【図１７】従来の電流電圧変換回路の各ノイズ出力電圧
のシュミレーション結果を示すグラフである。FIG. 17 is a graph showing a simulation result of each noise output voltage of the conventional current-voltage conversion circuit.
【図１８】従来の電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比のシュミ
レーション結果を示すグラフである。FIG. 18 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio of a conventional current-voltage conversion circuit.
１・・・焦電素子 ２・・・演算増幅器 ３・・・直流帰還回路 ３１，３２・・・直流帰還のための演算増幅器 ４・・・分圧回路 Ｃｆ・・・帰還容量 Ｃｉ・・・焦電素子の素子容量 Ｒｉ，Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗 Ｃ１・・・コンデンサ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Pyroelectric element 2 ... Operational amplifier 3 ... DC feedback circuit 31, 32 ... Operational amplifier for DC feedback 4 ... Voltage dividing circuit Cf ... Feedback capacity Ci ... Element capacitance of pyroelectric element Ri, R1 to R4 ... resistance C1 ... capacitor
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１０年６月９日[Submission date] June 9, 1998
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Correction target item name] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【書類名】 明細書[Document Name] Statement
【発明の名称】 焦電型赤外線検出装置[Title of the Invention] Pyroelectric infrared detector
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、焦電素子を用い
て、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人
体の存在や移動の検知を行ったり、輻射エネルギー、室
温を検出することで放射温度計として働く、焦電型赤外
線検出装置の改良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention uses a pyroelectric element to detect infrared energy radiated from a human body, to detect the presence or movement of a human body, and to radiate by detecting radiant energy and room temperature. The present invention relates to an improvement in a pyroelectric infrared detector that functions as a thermometer.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１４は、この種の焦電型赤外線検出装
置に従来より用いられているＦＥＴを用いた電流電圧変
換回路を示している。この電流電圧変換回路は、ＦＥＴ
のゲートに焦電素子１と高抵抗Ｒｇを並列に接続し、Ｆ
ＥＴのソースとグランドに接続した出力抵抗Ｒｓより電
圧信号を取り出すようになっており、熱線を感知したと
き焦電素子１から出力される信号電流は高抵抗Ｒｇで電
圧に変換され、それをＦＥＴのゲートで受けてＦＥＴと
抵抗Ｒｓに電流を流すことによってＦＥＴのソース電圧
を変化させ、そのとき抵抗Ｒｓに加わる電圧を信号増幅
回路に出力する構成としている。2. Description of the Related Art FIG. 14 shows a current-voltage conversion circuit using an FET conventionally used in a pyroelectric infrared detector of this type. This current-voltage conversion circuit is a FET
The pyroelectric element 1 and the high resistance Rg are connected in parallel to the gate of
A voltage signal is taken out from an output resistor Rs connected to the source of the ET and the ground. When a heat ray is detected, a signal current output from the pyroelectric element 1 is converted into a voltage by a high resistor Rg, and the voltage is converted to a FET. , The source voltage of the FET is changed by passing a current through the FET and the resistor Rs, and the voltage applied to the resistor Rs at that time is output to the signal amplifier circuit.
【０００３】ところで、このようなＦＥＴを用いた電流
電圧変換回路では、赤外線に対する感度を示す出力電圧
Ｖは数１によって求められる。In such a current-to-voltage conversion circuit using an FET, an output voltage V indicating the sensitivity to infrared rays can be obtained by equation (1).
【０００４】[0004]
【数１】 (Equation 1)
【０００５】これを解析すると、赤外線Ｐの入射に対す
る出力電圧Ｖは、図１５に示すようなグラフとなる。こ
こに、輻射率：η、有効受光面積：Ａ、入力抵抗：Ｒ、
焦電係数：λ、熱拡散係数：Ｇ、熱時定数：τｔ、電気
時定数：τである。また、このようなＦＥＴを用いた電
流電圧変換回路では、発生するノイズも、数２によって
求められ、その解析結果は図１６に示すようなグラフに
なる。[0005] When this is analyzed, the output voltage V with respect to the incidence of the infrared ray P becomes a graph as shown in FIG. Here, emissivity: η, effective light receiving area: A, input resistance: R,
Pyroelectric coefficient: λ, thermal diffusion coefficient: G, thermal time constant: τt, electrical time constant: τ. Further, in the current-voltage conversion circuit using such an FET, the generated noise is also obtained by Expression 2, and the analysis result is a graph as shown in FIG.
【０００６】[0006]
【数２】 (Equation 2)
【０００７】ここに、ボルツマン定数：ｋ、絶対温度：
Ｔ、素子容量：Ｃｉ、素子誘電体損失：ｔａｎδ、ＦＥ
Ｔの電流性ノイズ：Ｉｎ、ＦＥＴの電圧性ノイズ：Ｅｎ
である。Here, Boltzmann's constant: k, absolute temperature:
T, element capacitance: Ci, element dielectric loss: tan δ, FE
Current noise of T: In, voltage noise of FET: En
It is.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】ところで、赤外線検出
装置にとって重要なことは、単に焦電素子に於ける出力
信号Ｓが大きければ良いと言うことではなく、素子自身
から発生するノイズＮとの比、つまりＳ／Ｎ比が重要で
ある。それは、例えて言うならば、焦電素子を改良して
同一の赤外線入射パワーに対する出力信号が従来より２
倍大きくなっても、その定常出力ノイズが４倍に増えて
いたような場合には、検出分解能や検出精度は１／２に
なり、かえって赤外線の検出能力は低下したことにな
る。However, what is important for the infrared detector is not merely that the output signal S of the pyroelectric element should be large, but that the ratio of the output signal S to the noise N generated from the element itself should be high. That is, the S / N ratio is important. That is to say, for example, by improving the pyroelectric element, the output signal for the same infrared incident power is two times higher than in the past.
If the steady output noise is increased by a factor of four even if it is twice as large, the detection resolution and detection accuracy are reduced by half, and the infrared ray detection capability is rather reduced.
【０００９】したがって、赤外線検出装置として、検出
能力をアップするためには、 １）同一の赤外線入力に対して、出力信号Ｓをいかに大
きくできるか ２）出力ノイズＮをいかに小さく抑えることができる
か、 つまり、いかにして大きなＳ／Ｎ比を得るかが、焦電セ
ンサ、つまり赤外線検出装置の商品的価値を決定するこ
とになる。Therefore, in order to improve the detection capability of the infrared detector, 1) how large the output signal S can be for the same infrared input; and 2) how small the output noise N can be. That is, how to obtain a large S / N ratio determines the commercial value of the pyroelectric sensor, that is, the infrared detecting device.
【００１０】ここで、ＦＥＴを用いた従来の焦電素子を
解析して見ると、出力電圧Ｖは、数１に示したように、
輻射率η、有効受光面積Ａ、入力抵抗Ｒ、焦電係数λ、
熱拡散係数Ｇによって基本的感度が決まり、また熱時定
数τｔ、電気時定数τｅによってその周波数特性が決定
されている。したがって、これらの個々のパラメータを
最適に設定することで最大の信号出力が得られるように
設計が行われているが、実際には新しい素材の焦電素子
を開発し、焦電係数の改善や、その実装方法を開発して
熱拡散係数を改善することが主となっている。Here, when the conventional pyroelectric element using the FET is analyzed and analyzed, the output voltage V is expressed by the following equation (1).
Emissivity η, effective light receiving area A, input resistance R, pyroelectric coefficient λ,
The basic sensitivity is determined by the thermal diffusion coefficient G, and the frequency characteristic is determined by the thermal time constant τt and the electrical time constant τe. Therefore, it is designed to obtain the maximum signal output by optimally setting these individual parameters, but in actuality, a pyroelectric element of a new material was developed to improve the pyroelectric coefficient and The main method is to develop a mounting method for improving the thermal diffusion coefficient.
【００１１】また、焦電素子に於けるノイズは １）入力抵抗雑音：Ｖｒ ２）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ３）ＦＥＴ電流雑音：Ｖｉ ４）ＦＥＴ電圧雑音：Ｖｎ ５）温度雑音：Ｖｔ で構成され、上記した数２に示すような式で求められ、
最終的には各ノイズの二乗平均でノイズ出力電圧ＶＮが
決定される。このノイズ出力電圧ＶＮは図１７に示さ
れ、Ｓ／Ｎ比は図１８に示されるが、代表的パラメータ
を分析すれば、支配的になっているのは、入力抵抗によ
る熱雑音である。この入力抵抗熱雑音は、抵抗値を更に
大きな値にすれば低減できることは解析より明らかであ
るが、温度雑音Ｖｔは通常桁違いに小さく、この例でも
グラフの範囲外に有り、表記されていない。しかしなが
ら、Ｒｇ＝１００ＧΩを越える値を採用するというの
は、焦電センサに於ける動作の安定性、つまり外来ノイ
ズ、ＦＥＴのバイアス電流変動、高抵抗自身の抵抗値変
化などを考慮するとほぼ限界に近い値になっており、従
って、これ以上のノイズの低減は殆ど困難な状況にあ
り、従来の焦電センサはそのノイズ特性に於いては、ほ
とんど限界に達していると言える。The noise in the pyroelectric element is composed of 1) input resistance noise: Vr 2) tan δ noise: Vδ 3) FET current noise: Vi 4) FET voltage noise: Vn 5) temperature noise: Vt, It is obtained by an equation as shown in the above equation 2,
Finally, the noise output voltage VN is determined by the root mean square of each noise. The noise output voltage VN is shown in FIG. 17 and the S / N ratio is shown in FIG. 18. However, analyzing typical parameters, the dominant factor is thermal noise due to the input resistance. It is clear from the analysis that the input resistance thermal noise can be reduced by increasing the resistance value. However, the temperature noise Vt is usually extremely small, and is outside the range of the graph in this example, and is not shown. . However, adopting a value exceeding Rg = 100 GΩ is almost at its limit in consideration of the stability of operation of the pyroelectric sensor, that is, the external noise, the fluctuation of the bias current of the FET, and the change of the resistance value of the high resistance itself. Since the values are close to each other, it is almost difficult to further reduce the noise, and it can be said that the conventional pyroelectric sensor has almost reached the limit in its noise characteristics.
【００１２】なお、ここでのＳ／Ｎ比の解析は、焦電素
子の最大のアプリケーションである人体検知に於ける検
出周波数が１Ｈｚ中心であることから、１Ｈｚ近傍に着
目して行っている。以上の事実を考慮すると、従来のＦ
ＥＴによる電流電圧変換回路を用いた場合のＳ／Ｎ比の
改善は、ノイズの低減はほとんど期待できず、出力信号
を増やす、例えば、焦電係数の改善、熱拡散係数の改善
などしか方法が残されていないが、現実には、種々の出
力特性の改善も限界に近づいており、素子や実装条件を
変えるだけでは２〜３倍といったＳ／Ｎ比の改善は望み
ようもないのが現状である。The analysis of the S / N ratio here focuses on the vicinity of 1 Hz since the detection frequency in human body detection, which is the largest application of the pyroelectric element, is centered on 1 Hz. Considering the above facts, the conventional F
The improvement of the S / N ratio when the current-voltage conversion circuit using ET is used can hardly be expected to reduce the noise, but only increases the output signal, for example, improves the pyroelectric coefficient and the thermal diffusion coefficient. Although it is not left, improvement of various output characteristics is approaching the limit in reality, and improvement of S / N ratio such as 2-3 times only by changing elements and mounting conditions cannot be expected at present. It is.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明は、本発明者らの
鋭意検討の結果なされたもので、焦電素子が有する容量
のインピーダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いる
ことを種々の観点から試験的に考察した結果、焦電型赤
外線検出装置のＳ／Ｎ比の向上に有益でかつ実現可能な
ことを知得して、本発明に到達したものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made as a result of diligent studies by the present inventors, and uses the frequency characteristics of the impedance of the capacitance of a pyroelectric element for current-voltage conversion from various viewpoints. As a result of examination on a trial basis, the present inventors have found that the present invention is useful and feasible for improving the S / N ratio of a pyroelectric infrared detector, and has arrived at the present invention.
【００１４】すなわち、本発明者らは、焦電素子の素材
を変更する手法に依らずに、焦電素子そのものがコンデ
ンサとして有する容量を演算増幅器に帰還容量として付
加接続して電流電圧変換回路を構成し、この電流電圧変
換に対して入力換算ノイズを低減させる種々のシミュレ
ーション、設計を行うことによって、本発明として到達
したものである。That is, the present inventors have added a current-voltage conversion circuit by additionally connecting the capacitance of the pyroelectric element itself as a capacitor to the operational amplifier as a feedback capacitance, irrespective of the method of changing the material of the pyroelectric element. The present invention has been achieved by configuring and performing various simulations and designs for reducing the input conversion noise with respect to this current-voltage conversion.
【００１５】したがって、請求項１において提案された
焦電型赤外線検出装置は、演算増幅器に交流帰還回路と
して焦電素子を接続するとともに、直流帰還回路を付加
接続して構成された電流電圧変換回路を備えた基本構成
をなしている。このような赤外線検出装置は、焦電素子
からの信号電流を、交流帰還回路のインピーダンス特性
を利用して信号電圧に変換しており、演算増幅器には直
流帰還回路を接続して、低周波に対しても動作を安定に
している。Therefore, the pyroelectric infrared detecting device proposed in claim 1 is a current-to-voltage conversion circuit configured by connecting a pyroelectric element as an AC feedback circuit to an operational amplifier and additionally connecting a DC feedback circuit. It has a basic configuration with Such an infrared detecting device converts a signal current from a pyroelectric element into a signal voltage by using an impedance characteristic of an AC feedback circuit. The operation is stable.
【００１６】このような電流電圧回路を備えた赤外線検
出装置によれば、従来のＦＥＴを用いた電流電圧変換回
路のように、熱雑音の要素として支配的であった高抵抗
を使用していないため、全体としての雑音成分が減少
し、赤外線検出装置として使用される周波数域では、Ｓ
／Ｎ比が著しく改善された。請求項２では、演算増幅器
について言及している。前述した解析から明かなよう
に、焦電素子を固定した場合、演算増幅器を用いた電流
電圧変換回路では、ノイズ成分として、焦電素子の誘電
体損失による雑音成分が支配的であるが、演算増幅器も
電流雑音、電圧雑音成分を有する。特にこの２種類の雑
音成分では、電圧雑音が周波数に影響せずにほぼ一定で
あり、電流雑音より小さいが、電流雑音は周波数に影響
して変化する。したがって、このような演算増幅器にお
いては、電流雑音を抑制することが必要となり、そのた
めの条件として、電流雑音成分が誘電体損失による雑音
成分よりも小さくなるような入力インピーダンスを有し
た演算増幅器を用いることを提案している。実際の使用
に際しては、入力インピーダンスの大きな演算増幅器を
使用すれば十分である。According to the infrared detector having such a current-voltage circuit, unlike the conventional current-voltage conversion circuit using an FET, a high resistance which is dominant as a thermal noise element is not used. Therefore, the noise component as a whole decreases, and in a frequency range used as an infrared detector, S
The / N ratio was significantly improved. Claim 2 refers to an operational amplifier. As is clear from the above analysis, when the pyroelectric element is fixed, in the current-voltage conversion circuit using the operational amplifier, the noise component due to the dielectric loss of the pyroelectric element is dominant as the noise component. The amplifier also has current noise and voltage noise components. In particular, in these two types of noise components, the voltage noise is substantially constant without affecting the frequency, and is smaller than the current noise, but the current noise varies with the frequency. Therefore, in such an operational amplifier, it is necessary to suppress current noise. As a condition for this, an operational amplifier having an input impedance such that the current noise component is smaller than the noise component due to dielectric loss is used. Propose that. In actual use, it is sufficient to use an operational amplifier having a large input impedance.
【００１７】また、請求項３，４，５では、焦電素子に
よって構成された交流帰還容量を接続した演算増幅器の
動作を安定化するために付加される直流帰還回路の具体
的な構成を提案している。すなわち、請求項３では、積
分回路で構成したもの、請求項４では、直流帰還回路
に、演算増幅器の出力電圧を分圧する分圧回路を接続し
たもの、請求項５では分圧回路を３つの抵抗をＴ型に接
続して構成したものを提案し、現実の回路を構成する際
の小型化を図っている。Further, the third, fourth, and fifth aspects of the present invention propose a specific configuration of a DC feedback circuit added for stabilizing the operation of an operational amplifier connected to an AC feedback capacitor formed by a pyroelectric element. doing. That is, in claim 3, a voltage dividing circuit configured to integrate an output voltage of an operational amplifier is connected to a DC feedback circuit in claim 4, and in a claim 5, three voltage dividing circuits are provided. It proposes a configuration in which a resistor is connected in a T-shape to reduce the size of an actual circuit.
【００１８】このような本発明は、焦電素子そのものが
従来と同様のチップであっても（素子電流Ｉｐの改善が
無くても）、電流電圧変換部に於ける出力電圧を大きく
したり、入力換算ノイズを低減することによって、従来
より高いＳ／Ｎ比を得るものである。なお、請求項６で
は、直流帰還回路を、帰還コンデンサを付加した演算増
幅器の出力端子と、その基準入力端子の各々に異なる抵
抗を接続することによって、電流電圧変換回路にバンド
パスフィルタ特性を持たせるとともに、異なる抵抗の温
度特性を同一に揃えることによって温度補償し、電流電
圧変換回路のインピーダンス特性にピーク値をなくして
温度変化によって帰還動作が不安定になるのを防止して
いる。According to the present invention, even if the pyroelectric element itself is a chip similar to the conventional one (even if the element current Ip is not improved), the output voltage in the current-voltage converter can be increased, By reducing the input conversion noise, a higher S / N ratio than in the prior art can be obtained. In the present invention, the current-voltage conversion circuit has a band-pass filter characteristic by connecting a different resistor to each of the output terminal of the operational amplifier to which the feedback capacitor is added and the reference input terminal. In addition, temperature compensation is performed by making the temperature characteristics of the different resistors the same, and the impedance characteristic of the current-voltage conversion circuit has no peak value, thereby preventing the feedback operation from becoming unstable due to a temperature change.
【００１９】[0019]
【実施の形態】 ［回路の実施例］図１に本発明の要部をなす電流電圧変
換回路の基本構成を示す。図に見るように、焦電素子１
は、それ自体が演算増幅器２の帰還容量Ｃｆとして、
入、出力端子に接続されており、演算増幅器２の出力端
子と入力端子間には、更に直流帰還回路３を設け、入力
抵抗Ｒｉによって帰還している。ここに、ＣＦは交流帰
還回路を構成している。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS [Embodiment of Circuit] FIG. 1 shows a basic configuration of a current / voltage conversion circuit which is a main part of the present invention. As can be seen, the pyroelectric element 1
Is itself a feedback capacitance Cf of the operational amplifier 2,
A DC feedback circuit 3 is further provided between the output terminal and the input terminal of the operational amplifier 2 and is fed back by an input resistor Ri. Here, the CF constitutes an AC feedback circuit.
【００２０】また、直流帰還回路３は、図２に示すよう
に、インピーダンス変換のための演算増幅器２とは異な
る別の演算増幅器３１にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを
付加させた積分回路で構成出来る。このような構成の電
流電圧変換回路によれば、焦電素子１から出力される電
流は、自らの素子容量Ｃｉのインピーダンスを用いて、
電流から電圧に変換される。As shown in FIG. 2, the DC feedback circuit 3 can be constituted by an integrating circuit in which a capacitor C1 and a resistor R1 are added to another operational amplifier 31 different from the operational amplifier 2 for impedance conversion. . According to the current-voltage conversion circuit having such a configuration, the current output from the pyroelectric element 1 is obtained by using the impedance of its own element capacitance Ci.
It is converted from current to voltage.
【００２１】図３，図４は、直流帰還回路に、更に分圧
回路を接続した構成を示している。図１に対応する部分
には、同じ符号を付して説明を省略する。積分回路によ
って構成された直流帰還回路３は、演算増幅器２からの
出力電圧を分圧回路４によって分圧して入力させてい
る。図４の例では、Ｔ型に組まれた３つの入力抵抗Ｒ２
〜Ｒ４は、それぞれの他端を演算増幅器２の入力端子、
演算増幅器３１の出力端子、グランドに接続しており、
このようにして、３つの入力抵抗Ｒ２〜Ｒ４をＴ型に組
むことで、帰還回路の見かけ上のフィードバック利得を
減少させ、積分回路の持つフィードバック時定数を低域
へシフトさせ、実質的に時定数を大きくすることで、直
流帰還回路の部品の小型化を図っている。FIGS. 3 and 4 show a configuration in which a voltage dividing circuit is further connected to the DC feedback circuit. The same reference numerals are given to the portions corresponding to FIG. The DC feedback circuit 3 configured by an integrating circuit divides an output voltage from the operational amplifier 2 by a voltage dividing circuit 4 and inputs the divided voltage. In the example of FIG. 4, three input resistors R2
To R4 each have the other end connected to the input terminal of the operational amplifier 2,
The output terminal of the operational amplifier 31 is connected to the ground,
In this manner, by forming the three input resistors R2 to R4 in a T-shape, the apparent feedback gain of the feedback circuit is reduced, and the feedback time constant of the integrating circuit is shifted to a lower frequency, thereby substantially reducing the time. By increasing the constant, the components of the DC feedback circuit are reduced in size.
【００２２】また、このような分圧回路は、図３に示し
たようなＴ型に構成する必要はなく、通常の２つの抵抗
を接続したものでもよい。しかし、直流帰還回路のオフ
セット等の性能を考慮すれば、Ｔ型の方がより利点があ
る。以上のような本発明によれば、焦電素子が有する素
子容量のインピーダンスを、帰還容量としてそのまま用
いて信号電流を電圧に変換しているため、図１４に示し
たような入力抵抗Ｒｇによって信号電流を電圧に変換し
ていた従来のＦＥＴバッファを用いた回路に比べて、出
力ノイズ電圧を支配していた抵抗の熱雑音が排除される
ため、ノイズ源を根本的になくすことが出来き、トータ
ルノイズの低減化が図れる。Further, such a voltage dividing circuit does not need to be configured as a T type as shown in FIG. 3, but may be a circuit in which two ordinary resistors are connected. However, considering the performance of the DC feedback circuit such as offset, the T-type has more advantages. According to the present invention as described above, the signal current is converted into a voltage by directly using the impedance of the element capacitance of the pyroelectric element as a feedback capacitance. Compared to the conventional circuit using a FET buffer that converts current to voltage, the thermal noise of the resistor that governed the output noise voltage is eliminated, so the noise source can be fundamentally eliminated, Total noise can be reduced.
【００２３】［シミュレーション結果の検討］以下で
は、積分回路で直流帰還回路を構成した図２に示した回
路についてのシミュレーション結果を説明する。まず、
信号出力となる出力電圧Ｖについて解析する。出力電圧
Ｖは、数３に示す変換インピーダンスＺと、焦電素子の
素子電流Ｉｐの積として求められ、焦電素子の変換イン
ピーダンス特性は図５に示すようになる。ここに、焦電
素子の素子容量は、そのまま帰還容量となるので、Ｃｆ
＝Ｃｉである。[Study of Simulation Results] In the following, simulation results for the circuit shown in FIG. 2 in which a DC feedback circuit is formed by an integrating circuit will be described. First,
The output voltage V serving as a signal output is analyzed. The output voltage V is obtained as the product of the conversion impedance Z shown in Expression 3 and the element current Ip of the pyroelectric element, and the conversion impedance characteristic of the pyroelectric element is as shown in FIG. Here, since the element capacitance of the pyroelectric element becomes the feedback capacitance as it is, Cf
= Ci.
【００２４】[0024]
【数３】 (Equation 3)
【００２５】この図５から分かることは、周波数に対し
て傾斜部分のインピーダンス特性はインピーダンスＺ＝
１／（ω・Ｃｆ）で与えられるので、周波数が低くなる
にしたがってその値は上昇していくが、直流帰還回路が
働いているため、帰還回路の時定数τｄｃによって決ま
る周波数から下は逆にインピーダンスは下降していく。
つまり、インピーダンスは、帰還回路時定数τｄｃによ
って定まる各速度ωｄｃでピークを持つようなカーブと
なる。It can be seen from FIG. 5 that the impedance characteristic of the portion inclined with respect to the frequency is represented by the impedance Z =
Since it is given by 1 / (ω · Cf), its value rises as the frequency becomes lower. However, since the DC feedback circuit is operating, the frequency is inversely lower than the frequency determined by the time constant τdc of the feedback circuit. The impedance decreases.
That is, the impedance has a curve having a peak at each speed ωdc determined by the feedback circuit time constant τdc.
【００２６】 ここに、帰還回路の時定数τｄｃ＝√（Ｒ１・Ｃ１・Ｒｉ・Ｃｆ） ＝１／ωｄｃである。 また、焦電素子から出力される素子電流Ｉｐは、前述し
た解析で示したように熱時定数τｔをポールとするＨＰ
Ｆのような特性を示す。従って、出力電圧Ｖは、変換イ
ンピーダンスＺに素子電流Ｉｐをかけて、Ｖ＝Ｚ×Ｉｐ
として求められる。Here, the time constant of the feedback circuit τdc = √ (R1 · C1 · Ri · Cf) = 1 / ωdc. The element current Ip output from the pyroelectric element is, as shown in the above-described analysis, the HP having the thermal time constant τt as a pole.
It shows characteristics like F. Therefore, the output voltage V is obtained by multiplying the conversion impedance Z by the element current Ip to obtain V = Z × Ip
Is required.
【００２７】その結果、低減のカットオフ周波数がτｄ
ｃで、高域のカットオフ周波数がτｔで決定されるＢＰ
Ｆのような特性を示すことになる。次いで、ノイズ特性
の解析を行う。図６は各ノイズ電圧について解析した結
果を図６に示す。図６では焦電素子の温度雑音等や演算
増幅器の１／ｆノイズは、それほど影響がないため、支
配的となるパラメータを記述している。As a result, the cutoff frequency of the reduction is τd
c, the BP at which the cutoff frequency of the high band is determined by τt
It will exhibit a characteristic like F. Next, the noise characteristics are analyzed. FIG. 6 shows the result of analyzing each noise voltage. In FIG. 6, dominant parameters are described because temperature noise and the like of the pyroelectric element and 1 / f noise of the operational amplifier are not so affected.
【００２８】つまりノイズ出力電圧は、 １）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ２）ＯＰＡｍｐ電流雑音：Ｖｉ ３）ＯＰＡｍｐ電圧雑音：Ｖｅ ４）ＦＢ系統雑音：Ｎfb で構成され、数４に示すような式で求められる。That is, the noise output voltage is composed of 1) tan δ noise: Vδ 2) OPAmp current noise: Vi 3) OPAmp voltage noise: Ve 4) FB system noise: Nfb .
【００２９】[0029]
【数４】 (Equation 4)
【００３０】図７は代表的パラメータを用いて、各々の
ノイズ出力電圧を実際に計算してシミュレーションした
結果を、図８はＳ／Ｎ比をシミュレーションした結果を
グラフで示している。各ノイズ特性から分かるようにコ
ンデンサの誘電体損失＝ｔａｎδによるノイズＶδが支
配的となっており（但し、１Ｈｚ近傍に於いて）、図８
では、そのトータルノイズをＮｖ、信号出力をＳｖとし
て示している。したがって、Ｓ／Ｎ比はＳｖ／Ｎｖで求
められる。FIG. 7 is a graph showing a result obtained by actually calculating and simulating each noise output voltage using typical parameters, and FIG. 8 is a graph showing a result obtained by simulating the S / N ratio. As can be seen from each noise characteristic, the noise Vδ due to the dielectric loss of the capacitor = tanδ is dominant (however, in the vicinity of 1 Hz), and FIG.
Here, the total noise is indicated as Nv, and the signal output is indicated as Sv. Therefore, the S / N ratio is determined by Sv / Nv.
【００３１】また、従来のＦＥＴバッファを用いたもの
との比較を行うため、ＦＥＴバッファを用いた電流電圧
変換回路についても、本発明と同様な条件でシミュレー
ションを行った。図１７，図１８はそれぞれ、図７、図
８に対応したグラフである。ここでは、焦電素子の素子
熱基準電流を本発明の場合と同様に０．１ｆＡとし、他
の回路条件も同じにした。Further, in order to make a comparison with a conventional one using a FET buffer, a simulation was also performed on a current-voltage conversion circuit using a FET buffer under the same conditions as in the present invention. FIGS. 17 and 18 are graphs corresponding to FIGS. 7 and 8, respectively. Here, the element heat reference current of the pyroelectric element was set to 0.1 fA as in the case of the present invention, and the other circuit conditions were also the same.
【００３２】両者の分析の結果、Ｓ／Ｎ比のグラフは次
のようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝１．２［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝１．５［μＶ］ ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．３（但し、１Ｈｚ） これに対して、従来のＦＥＴバッファを用いた方式によ
るＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝２．４［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝１．４［μＶ］ Ｓ／Ｎ＝０．５８（但し、１Ｈｚ）という計算結果とな
った。As a result of both analyses, a graph of the S / N ratio is as follows, and the S / N ratio according to the present invention is Nv (out) = 1.2 [μV / √Hz] Sv (out) = 1.5 [μV] Therefore, S / N = 1.3 (however, 1 Hz) On the other hand, the S / N ratio by the method using the conventional FET buffer is Nv (out) = 2.4 [μV / √Hz] Sv (out) = 1.4 [μV] The calculation result was S / N = 0.58 (1 Hz).
【００３３】以上のシミュレーション結果から、本発明
では、１Ｈｚの近傍においては、従来のＦＥＴバッファ
を用いた場合に比べて、２倍ほどのＳ／Ｎ比改善が行わ
れていることが分かる。これを定性的に分析すれば、従
来のノイズ成分として支配的であった抵抗Ｒｇによる熱
雑音がなくなることで全体としてローノイズ化が図れた
ものと思われる。なお、図７、図８のシミュレーション
結果では、変換インピーダンスがＦＥＴバッファを用い
たものよりも上がったためノイズの絶対値は下がってい
ないが、その分、信号出力電圧Ｓｖも上昇しているの
で、結果としてＳ／Ｎ比は向上している。From the above simulation results, it can be seen that in the present invention, in the vicinity of 1 Hz, the S / N ratio is improved about twice as compared with the case where the conventional FET buffer is used. If this is qualitatively analyzed, it can be considered that thermal noise due to the resistor Rg, which has been dominant as a conventional noise component, is eliminated, thereby lowering noise as a whole. In the simulation results of FIGS. 7 and 8, the absolute value of the noise does not decrease because the conversion impedance is higher than that using the FET buffer, but the signal output voltage Sv increases accordingly. As a result, the S / N ratio is improved.
【００３４】また、本発明者らが行ったノイズ解析によ
れば、演算増幅器の帰還容量が小さいほどより高いＳ／
Ｎ比が得られる事も分かっている。従って、シミュレー
ションの例では、帰還容量を１０ｐＦより小さい値とす
ることで、従来の方式に対して更に高いＳ／Ｎ比の改善
を行うことも可能である。具体的に計算すると、図９、
図１０に示したようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、 Ｎｖ(out)＝１．９［μＶ／√Ｈｚ］ Ｓｖ(out)＝３．０［μＶ］ ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．６（但し、１Ｈｚ） つまり、従来のＦＥＴバッファを用いたものに比べて、
３倍ほどのＳ／Ｎ比の改善が行われている（但し、１Ｈ
ｚ）。According to the noise analysis performed by the present inventors, the smaller the feedback capacitance of the operational amplifier is, the higher the S / S is.
It is also known that an N ratio can be obtained. Therefore, in the simulation example, by setting the feedback capacitance to a value smaller than 10 pF, it is possible to further improve the S / N ratio as compared with the conventional method. Specifically, FIG.
As shown in FIG. 10, the S / N ratio according to the present invention is as follows: Nv (out) = 1.9 [μV / √Hz] Sv (out) = 3.0 [μV] Therefore, S / N = 1 .6 (However, 1 Hz) That is, compared with the conventional one using the FET buffer,
The S / N ratio has been improved by about three times (however, 1H
z).
【００３５】また、本発明者らによって確認されたノイ
ズ解析の結果から、本発明において高いＳ／Ｎ比を得る
ためにはＩ／Ｖ変換のために用いる演算増幅器の電流雑
音は小さい方が良く、従って、入力バイアス電流の小さ
なタイプ、つまり入力インピーダンスが高いタイプが望
まれる。このような条件の演算増幅器は、一般的には入
力段にＦＥＴを用いたタイプを使用すればよい。From the result of the noise analysis confirmed by the present inventors, in order to obtain a high S / N ratio in the present invention, the smaller the current noise of the operational amplifier used for the I / V conversion, the better. Therefore, a type having a small input bias current, that is, a type having a high input impedance is desired. In general, an operational amplifier under such conditions may use a type using an FET in an input stage.
【００３６】ついで、請求項６において提案した電流電
圧変換回路について説明する。図１１は、この回路の実
施例を示しており、直流帰還回路は、帰還コンデンサＣ
１を接続した演算増幅器３２の出力端子と、焦電素子１
を、そのまま帰還容量Ｃｆとして付加した演算増幅器２
の反転入力端子との間には抵抗Ｒｉを接続し、さらに演
算増幅器３２の反転入力端子は、グランドに接続された
基準電圧Ｖｒに抵抗Ｒ１を介して接続されている。ま
た、演算増幅器２の出力端子は、そのまま演算増幅器３
２の非反転入力端子に接続されている。Next, the current-voltage conversion circuit proposed in claim 6 will be described. FIG. 11 shows an embodiment of this circuit.
1 is connected to the output terminal of the operational amplifier 32 and the pyroelectric element 1
Operational amplifier 2 which is directly added as a feedback capacitance Cf
The inverting input terminal of the operational amplifier 32 is connected to a reference voltage Vr connected to the ground via a resistor R1. The output terminal of the operational amplifier 2 is directly connected to the operational amplifier 3
2 non-inverting input terminals.
【００３７】なお、この回路では、演算増幅器２と３２
には基準電圧Ｖｒを与えることによって、演算増幅器が
片電源駆動方式である場合にも、動作点をＶｒに上げる
ことによって、入力信号が正、負のいずれに対しても出
力信号が得られるようにしている。この場合Ｖｒは、０
＜Ｖｒ＜ＶDD（ここに、ＶDDは演算増幅器の駆動電源）
の範囲に設定されるが、Ｖｒ＝ＶDD／２に設定すれば、
正、負いずれの入力信号対しても最大の動作範囲を得る
ことが可能となる。In this circuit, the operational amplifiers 2 and 32
By applying a reference voltage Vr, the operating point is raised to Vr so that an output signal can be obtained for both positive and negative input signals even when the operational amplifier is of a single power supply drive type. I have to. In this case, Vr is 0
<Vr <VDD (where VDD is the drive power supply for the operational amplifier)
, But if Vr = VDD / 2, then
A maximum operation range can be obtained for both positive and negative input signals.
【００３８】このような直流帰還回路は、バンドパスフ
ィルタとして働き、この時のインピーダンスＺ（ｓ）は
数５で表わされる。ここに、Ｃｆ＝Ｃｉである。Such a DC feedback circuit functions as a band-pass filter, and the impedance Z (s) at this time is expressed by the following equation (5). Here, Cf = Ci.
【００３９】[0039]
【数５】 (Equation 5)
【００４０】ここで、２次のバンドパスフィルタの標準
形は、数６で表わされるから、数５，数６の２つの式よ
り、数７が求められる。Here, since the standard form of the second-order band-pass filter is represented by Equation 6, Equation 7 is obtained from the two equations of Equations 5 and 6.
【００４１】[0041]
【数６】 (Equation 6)
【００４２】[0042]
【数７】 (Equation 7)
【００４３】すなわち、この回路の変換インピーダンス
の周波数特性は、バンドパスフィルタの役割を果たすこ
とが分かる。ここで、ω0は中心周波数でＱは一般に選
択度と呼ばれるものである。このような電流電圧変換回
路には、ノイズ成分の一つとしてＲｉによる熱雑音が支
配的であり、これを抑えるためにはＲｉの値を１Ｔ（テ
ラ）Ω程度以上の高抵抗にしなければならないが、この
ような高抵抗は温度特性が大きいため、温度変化により
Ｒｉの値が大きく変動することになる。ところが、抵抗
値が大きくなると、変換インピーダンスの周波数特性に
ピークが表れ、回路が不安定な状態になる。That is, it is understood that the frequency characteristic of the conversion impedance of this circuit plays a role of a bandpass filter. Here, ω0 is the center frequency and Q is what is generally called selectivity. In such a current-voltage conversion circuit, thermal noise due to Ri is dominant as one of the noise components, and in order to suppress this, the value of Ri must be set to a high resistance of about 1T (tera) Ω or more. However, since such a high resistance has a large temperature characteristic, the value of Ri fluctuates greatly due to a temperature change. However, when the resistance value increases, a peak appears in the frequency characteristic of the conversion impedance, and the circuit becomes unstable.
【００４４】前述の請求項６は、このような問題点を解
決するもので、温度が変化しても変換インピーダンスの
周波数特性にピークが生じない、すなわち回路の安定性
が温度変化に対して強い構成にしている。この電流電圧
変換回路では、直流帰還回路部のバンドパスフィルタを
形成することとなる抵抗Ｒ１とＲｉに同じ温度特性を持
つものを選択しており、そのため温度変化によりＲｉの
値が大きく変動しても、同じようにＲ１の値も変動する
ため、結果としてＱは変動しない。つまり、変換インピ
ーダンスの周波数特性にピークが生じないことになる。The above-mentioned claim 6 solves such a problem. Even if the temperature changes, no peak occurs in the frequency characteristic of the conversion impedance, that is, the stability of the circuit is strong against the temperature change. It has a configuration. In this current-voltage conversion circuit, resistors R1 and Ri having the same temperature characteristic are selected to form a band-pass filter of the DC feedback circuit section. Therefore, the value of Ri greatly fluctuates due to a temperature change. Similarly, since the value of R1 also changes, Q does not change as a result. That is, no peak occurs in the frequency characteristic of the conversion impedance.
【００４５】図１２は、この電流電圧変換回路における
変換インピーダンスの周波数特性をシミュレーションし
た結果を示している。素子容量Ｃｉはそのまま帰還容量
Ｃｆとなるので、回路定数は、Ｃｉ＝Ｃｆ＝１２ｐＦ，
Ｒｉ＝１ＴΩ，Ｒ１＝２．４ＧΩ，Ｃ１＝１０ｎＦとし
ている。（Ａ）は抵抗Ｒｉ，Ｒ１を１倍にした場合、
（Ｂ）は５倍にした場合、（Ｃ）は１０倍にした時のシ
ュミレーショ結果を示している。FIG. 12 shows a result of simulating the frequency characteristic of the conversion impedance in the current-voltage conversion circuit. Since the element capacitance Ci becomes the feedback capacitance Cf as it is, the circuit constants are Ci = Cf = 12 pF,
Ri = 1TΩ, R1 = 2.4 GΩ, and C1 = 10 nF. (A) shows that when the resistances Ri and R1 are multiplied by 1,
(B) shows the simulation results when the magnification is increased by a factor of 5, and (C) shows the simulation results when the magnification is increased by a factor of 10.
【００４６】図１３は、抵抗ＲｉとＲ１の温度特性を揃
えない場合のインピーダンスの周波数特性を表わしてい
る。回路定数は図１２の場合と同じであるが、抵抗Ｒｉ
のみを１倍（Ａ）、５倍（Ｂ）、１０倍（Ｃ）した時の
結果を示している。これらの結果からわかるように、図
１３では、抵抗が大きくなれば変換インピーダンスの周
波数特性にピークが鋭くなっていくのに対して、図１２
では、鋭いピークはなく、グラフの形に変動がなくなっ
ていることがわかる。FIG. 13 shows the frequency characteristics of the impedance when the temperature characteristics of the resistors Ri and R1 are not uniform. The circuit constants are the same as in FIG.
The results when only (A), 5 (B), and 10 (C) were obtained for only the sample are shown. As can be seen from these results, in FIG. 13, as the resistance increases, the peak of the frequency characteristic of the conversion impedance becomes sharper, whereas in FIG.
It can be seen that there is no sharp peak and there is no change in the shape of the graph.
【００４７】このような電流電圧変換回路によれば、温
度変化により回路中の高抵抗器の値が大きく変動して
も、回路のＱ値は変わらないので回路が不安定になるこ
とがない、すなわち、温度変化に対する回路の安定性を
向上することができる。According to such a current-voltage conversion circuit, even if the value of the high resistor in the circuit fluctuates greatly due to a temperature change, the Q value of the circuit does not change, so that the circuit does not become unstable. That is, the stability of the circuit with respect to a temperature change can be improved.
【００４８】[0048]
【発明の効果】請求項１〜６において提案した本発明に
よれば、以下のような効果が得られる。 （１）ＦＥＴを用いた従来の電流電圧変換回路に比べ
て、Ｓ／Ｎ比が著しく改善出来る。According to the present invention proposed in claims 1 to 6, the following effects can be obtained. (1) The S / N ratio can be significantly improved as compared with a conventional current-voltage conversion circuit using an FET.
【００４９】また、ＦＥＴを用いた従来品に対して、高
抵抗などの外付け部品を使用せず、半導体素子を用いて
回路構成できるため、焦電素子、レンズの小型化も可能
となり、検出器も小型化できる。 （２）帰還容量に焦電素子をそのまま使用するので、別
にコンデンサを必要とせず、部品が削減でき、小型ロー
コスト化が図れる。ノイズ分析から分かるように、ロー
ノイズ化を図るためには、誘電体損失の小さいコンデン
サが必要とされ、値段も高価で形状も大きくなってしま
うが、焦電素子であれば、誘電体損失が小さく、そのも
のが有効に利用できる。 （３）本発明は、インピーダンス変換回路であるため、
信号電圧は素子電流と変換インピーダンスとの積によっ
て定まるが、ノイズ電圧は演算増幅器の電圧利得による
影響を受ける。したがって、電流変換回路の電圧利得が
１倍以上である場合には、ノイズ電圧も増幅されること
になるが、本発明の回路構成では、電圧ゲインが１倍の
バッファとなるので、ノイズ電圧が増幅されることがな
い。したがって、この点からもローノイズ化が図れ、高
いＳ／Ｎ比が得られる。 （４）出力電圧の低域の時定数を、回路素子でコントロ
ールできる。Further, as compared with a conventional product using an FET, a circuit can be configured using a semiconductor element without using external parts such as a high resistance or the like, so that the pyroelectric element and the lens can be miniaturized, and the detection can be performed. The vessel can be downsized. (2) Since the pyroelectric element is used as it is for the feedback capacitance, no separate capacitor is required, the number of components can be reduced, and the size and cost can be reduced. As can be seen from the noise analysis, a capacitor with low dielectric loss is required to achieve low noise, and the price and cost are increased and the shape becomes large. Can be used effectively. (3) Since the present invention is an impedance conversion circuit,
The signal voltage is determined by the product of the element current and the conversion impedance, while the noise voltage is affected by the voltage gain of the operational amplifier. Therefore, when the voltage gain of the current conversion circuit is 1 or more, the noise voltage is also amplified. However, in the circuit configuration of the present invention, the buffer has the voltage gain of 1 time. There is no amplification. Therefore, low noise can be achieved from this point, and a high S / N ratio can be obtained. (4) The time constant of the low range of the output voltage can be controlled by the circuit element.
【００５０】ＦＥＴを用いた従来品は、並列抵抗×素子
容量で決まる電気時定数で決定されていたが、本発明で
は焦電素子をそのまま帰還回路として付加した演算増幅
器に更に直流帰還回路を付加接続する構成なので、回路
素子を選択することによって、出力電圧の低域の時定数
を調整できる。特に、請求項６において提案した本発明
によれば、電流電圧変換回路の温度環境が変化した場合
にも、変換インピーダンス特性にピーク値が生じないの
で、温度変化に対して安定した焦電型赤外線検出装置が
実現できる。Conventional products using FETs are determined by an electrical time constant determined by parallel resistance × element capacitance. However, in the present invention, a direct current feedback circuit is further added to an operational amplifier in which a pyroelectric element is directly added as a feedback circuit. Since the connection is made, the time constant of the low range of the output voltage can be adjusted by selecting the circuit element. In particular, according to the present invention proposed in claim 6, even when the temperature environment of the current-voltage conversion circuit changes, a peak value does not occur in the conversion impedance characteristic. A detection device can be realized.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】本発明の基本回路の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a basic circuit of the present invention.
【図２】直流帰還回路を積分回路で構成した例を示す本
発明の基本回路図である。FIG. 2 is a basic circuit diagram of the present invention showing an example in which a DC feedback circuit is constituted by an integrating circuit.
【図３】直流帰還回路に分圧回路を付加した本発明の基
本回路図である。FIG. 3 is a basic circuit diagram of the present invention in which a voltage dividing circuit is added to a DC feedback circuit.
【図４】図３を更に具体的に示した本発明の基本回路図
である。FIG. 4 is a basic circuit diagram of the present invention showing FIG. 3 more specifically.
【図５】本発明による出力電圧の周波数特性を示す図で
ある。FIG. 5 is a diagram showing a frequency characteristic of an output voltage according to the present invention.
【図６】本発明によるノイズ出力電圧の周波数特性を示
す図である。FIG. 6 is a diagram showing a frequency characteristic of a noise output voltage according to the present invention.
【図７】本発明によるノイズ出力電圧のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing a simulation result of a noise output voltage according to the present invention.
【図８】本発明によるＳ／Ｎ比のシミュレーション結果
を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio according to the present invention.
【図９】本発明によるノイズ出力電圧のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。FIG. 9 is a graph showing a simulation result of a noise output voltage according to the present invention.
【図１０】本発明によるＳ／Ｎ比のシミュレーション結
果を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio according to the present invention.
【図１１】請求項７において提案された電流電圧変換回
路の一実施図である。FIG. 11 is an embodiment of the current-voltage conversion circuit proposed in claim 7;
【図１２】図１１に示した電流電圧変換回路の出力電圧
のシミュレーション結果を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing a simulation result of an output voltage of the current-voltage conversion circuit shown in FIG.
【図１３】抵抗の温度特性を揃えない場合の電流電圧変
換回路の出力電圧のシミュレーション結果を示すグラフ
である。FIG. 13 is a graph showing a simulation result of the output voltage of the current-voltage conversion circuit when the temperature characteristics of the resistors are not uniform.
【図１４】ＦＥＴバッファを用いた従来の電流電圧変換
回路の一例を示す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a conventional current-voltage conversion circuit using an FET buffer.
【図１５】従来の電流電圧変換回路の出力電圧特性図で
ある。FIG. 15 is an output voltage characteristic diagram of a conventional current-voltage conversion circuit.
【図１６】従来の電流電圧変換回路のノイズ出力電圧特
性図である。FIG. 16 is a noise output voltage characteristic diagram of a conventional current-voltage conversion circuit.
【図１７】従来の電流電圧変換回路の各ノイズ出力電圧
のシミュレーション結果を示すグラフである。FIG. 17 is a graph showing a simulation result of each noise output voltage of the conventional current-voltage conversion circuit.
【図１８】従来の電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比のシミュ
レーション結果を示すグラフである。FIG. 18 is a graph showing a simulation result of an S / N ratio of a conventional current-voltage conversion circuit.
【符号の説明】 １・・・焦電素子 ２・・・演算増幅器 ３・・・直流帰還回路 ３１，３２・・・直流帰還のための演算増幅器 ４・・・分圧回路 Ｃｆ・・・帰還容量（交流帰還回路） Ｃｉ・・・焦電素子の素子容量 Ｒｉ，Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗 Ｃ１・・・コンデンサ[Description of Signs] 1 ... Pyroelectric element 2 ... Operational amplifier 3 ... DC feedback circuit 31, 32 ... Operational amplifier for DC feedback 4 ... Voltage dividing circuit Cf ... Feedback Capacitance (AC feedback circuit) Ci: Element capacitance of pyroelectric element Ri, R1 to R4: Resistance C1: Capacitor
フロントページの続き (72)発明者 藤村 俊夫 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内Continued on the front page (72) Inventor Toshio Fujimura 1048 Kazuma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Works, Ltd.
Claims (7)
加接続し、熱検知時に焦電素子に生じる信号電流を電流
電圧に変換させる電流電圧変換回路を備えた焦電型赤外
線検出装置。1. A pyroelectric infrared detector comprising a pyroelectric element additionally connected as a feedback capacitance of an operational amplifier, and a current-voltage conversion circuit for converting a signal current generated in the pyroelectric element upon detection of heat into a current voltage.
赤外線検出装置。2. The pyroelectric infrared detector according to claim 1, wherein the operational amplifier is provided with a DC feedback circuit.
誘電体損失によって生じる雑音成分よりも小さくなる程
度に十分に大きい入力インピーダンスを有したものであ
る焦電型赤外線検出装置。3. An optical amplifier according to claim 1, wherein said operational amplifier has an input impedance sufficiently large such that a current noise component thereof is smaller than a noise component caused by dielectric loss of said pyroelectric element. Electronic infrared detector.
赤外線検出装置。4. A pyroelectric infrared detector according to claim 1, wherein said DC feedback circuit is constituted by an integrating circuit.
出力電圧を分圧する分圧回路を更に接続した構成として
いる焦電型赤外線検出装置。5. The pyroelectric infrared detector according to claim 1, wherein a voltage dividing circuit for dividing an output voltage from the operational amplifier is further connected to an input side of the DC feedback circuit.
ている焦電型赤外線検出装置。6. A pyroelectric infrared detector according to claim 5, wherein said voltage dividing circuit has a configuration in which three resistors are connected in a T-type.
を有し、その出力端子と、その基準入力端子の各々に、
異なる抵抗を接続することによって、上記電流電圧回路
にバンドパスフィルタ特性を持たせており、かつ上記双
方の異なる抵抗の温度特性を同じに揃えた構成としてい
る焦電型赤外線検出装置。7. The DC feedback circuit according to claim 2, wherein the DC feedback circuit has an operational amplifier to which a capacitor is added, and has an output terminal and a reference input terminal, respectively.
A pyroelectric infrared detector in which the current-voltage circuit has bandpass filter characteristics by connecting different resistors, and the temperature characteristics of the two different resistors are the same.
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09104997A JP3472907B2 (en) | 1997-04-09 | 1997-04-09 | Pyroelectric infrared detector |
| KR1019970059135A KR100301747B1 (en) | 1997-03-26 | 1997-11-11 | Pyroelectric infrared ray sensor |
| TW086117123A TW350024B (en) | 1997-03-26 | 1997-11-17 | Thermoelectric infrared checking device |
| US08/972,867 US5949072A (en) | 1997-03-26 | 1997-11-18 | Pyroelectric infrared ray sensor |
| EP97203603A EP0867700B1 (en) | 1997-03-26 | 1997-11-19 | Pyroelectric infrared ray sensor |
| CN97126420A CN1124474C (en) | 1997-03-26 | 1997-11-19 | Hot electric infrared sensor |
| DE69739756T DE69739756D1 (en) | 1997-03-26 | 1997-11-19 | Pyroelectric infrared sensor |
| HK98119232.1A HK1015028A1 (en) | 1997-03-26 | 1998-12-30 | Pyroelectric infrared ray sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH10281867A true JPH10281867A (en) | 1998-10-23 |
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Family
ID=14015659
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09104997A Expired - Lifetime JP3472907B2 (en) | 1997-03-26 | 1997-04-09 | Pyroelectric infrared detector |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3472907B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10267759A (en) * | 1997-03-26 | 1998-10-09 | Matsushita Electric Works Ltd | Piezoelectric type infrared ray detecting device |
| CN109459798A (en) * | 2018-11-30 | 2019-03-12 | 华东交通大学 | A kind of concealed wire detector |
| US11118970B2 (en) | 2017-11-24 | 2021-09-14 | Hamamatsu Photonics K.K. | Optical detection circuit comprising an optical detector to generate voltage between an anode and a cathode due to photoelectromotive force generated in accordance with incident light quantity |
-
1997
- 1997-04-09 JP JP09104997A patent/JP3472907B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10267759A (en) * | 1997-03-26 | 1998-10-09 | Matsushita Electric Works Ltd | Piezoelectric type infrared ray detecting device |
| US11118970B2 (en) | 2017-11-24 | 2021-09-14 | Hamamatsu Photonics K.K. | Optical detection circuit comprising an optical detector to generate voltage between an anode and a cathode due to photoelectromotive force generated in accordance with incident light quantity |
| CN109459798A (en) * | 2018-11-30 | 2019-03-12 | 华东交通大学 | A kind of concealed wire detector |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3472907B2 (en) | 2003-12-02 |
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