JPH10224138A - Directivity control circuit for adaptive array antenna - Google Patents
Directivity control circuit for adaptive array antennaInfo
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- JPH10224138A JPH10224138A JP9021781A JP2178197A JPH10224138A JP H10224138 A JPH10224138 A JP H10224138A JP 9021781 A JP9021781 A JP 9021781A JP 2178197 A JP2178197 A JP 2178197A JP H10224138 A JPH10224138 A JP H10224138A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、マルチパス干渉
軽減機能を有するアダプティブアレーアンテナの指向性
制御回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a directivity control circuit for an adaptive array antenna having a multipath interference reduction function.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図８は従来のアダプティブアレーアンテ
ナの指向性制御回路を示すブロック構成図であり、図に
おいて、１は複数の素子アンテナ１１〜１ｎから成るア
ダプティブアレーアンテナ、２はスーパーヘテロダイン
方式の受信装置であり、複数の受信機２１〜２ｎによっ
て構成されている。２１１〜２１ｎは素子アンテナ１１
〜１ｎから受信された受信信号を増幅する受信機増幅回
路、２２１〜２２ｎはそれら増幅された受信信号を局部
発振器２６から発生された局部発振信号に応じて周波数
変換する受信機ミクサ回路である。５は受信装置２から
出力されたアナログの受信信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄコンバータ５１〜５ｎから成る回路、６はデ
ィジタル信号処理部であり、６１１〜６１ｎはディジタ
ル信号の受信信号を誤差評価重み制御処理部６３からの
制御量により、誤差評価および重み制御処理を行う重み
付け処理部、６２はそれら誤差評価および重み制御処理
された信号を合成処理する信号合成処理部、６４はその
合成処理された信号を復調処理する復調処理部である。2. Description of the Related Art FIG. 8 is a block diagram showing a directivity control circuit of a conventional adaptive array antenna. In FIG. 8, reference numeral 1 denotes an adaptive array antenna composed of a plurality of element antennas 11 to 1n, and 2 denotes a super heterodyne system. It is a receiving device, and is constituted by a plurality of receivers 21 to 2n. 211 to 21n are element antennas 11
Receiver amplifier circuits 221 to 22n for amplifying received signals received from .about.1n, and receiver mixer circuits 221 to 22n for converting the frequency of the amplified received signals according to a local oscillation signal generated from a local oscillator 26. Reference numeral 5 denotes a circuit including A / D converters 51 to 5n for converting an analog reception signal output from the reception device 2 into a digital signal. Reference numeral 6 denotes a digital signal processing unit. A weighting processing unit that performs error evaluation and weight control processing based on the control amount from the evaluation weight control processing unit 63, a signal synthesis processing unit 62 that synthesizes the signals subjected to the error evaluation and weight control processing, and a synthesis processing unit 64 that performs the synthesis processing. And a demodulation processing unit that demodulates the processed signal.
【０００３】次に動作について説明する。アダプティブ
アレーアンテナは、適応的に指向性を制御することによ
り、アンテナで受信している複数の信号成分、あるいは
遅延時間の最も短い信号成分、あるいは最も信号レベル
の高い信号成分など、複数到来している信号成分のうち
の１つを受信し、他の信号成分の影響を除去することに
より、マルチパス干渉の影響を軽滅している。アレーア
ンテナの指向性を制御するためには、各素子アンテナの
受信電力を適当な係数により重み付け合成する必要があ
る。アダプティブアレーアンテナにおいては、重み係数
を適応的に変化させる必要があるため、受信信号をベー
スバンド周波数でディジタルサンプリングし、ディジタ
ル信号処理回路を用いて重み付け合成を行っている。Next, the operation will be described. By adaptively controlling the directivity, the adaptive array antenna receives a plurality of signal components, such as a plurality of signal components received by the antenna, a signal component having the shortest delay time, or a signal component having the highest signal level. One of the signal components is received and the effects of other signal components are removed to mitigate the effects of multipath interference. In order to control the directivity of the array antenna, it is necessary to weight and combine the received power of each element antenna with an appropriate coefficient. In an adaptive array antenna, it is necessary to adaptively change a weighting factor. Therefore, a received signal is digitally sampled at a baseband frequency, and weighted synthesis is performed using a digital signal processing circuit.
【０００４】図８はそのアダプティブアレーアンテナの
一般的構成を示したものであり、図において、アダプテ
ィブアレーアンテナ１を構成する素子アンテナ１１〜１
ｎの受信信号はそれぞれスーパーへテロダイン方式の受
信機２１〜２ｎに入力され、受信機増幅回路２１１〜２
１ｎにより増幅された後、受信機ミクサ回路２２１〜２
２ｎにより局部発振器２６の局部発振信号と乗算され、
ベースバンド周波数に変換される。また、それらベース
バンド周波数に変換されたアナログ信号はＡ／Ｄコンバ
ータ５１〜５ｎによりディジタル信号に変換され、ディ
ジタル信号処理部６において重み付け処理部６１１〜６
１ｎにより、誤差評価重み制御処理部６３からの制御量
により、誤差評価および重み制御処理を行い、さらに、
それら誤差評価および重み制御処理された信号を信号合
成処理部６２により合成処理する。この合成処理された
信号に基づいて誤差評価重み制御処理部６３では、重み
付け処理部６１１〜６１ｎに出力する制御量を演算処理
する。また、復調処理部６４ではその合成処理された信
号を復調処理する。FIG. 8 shows a general configuration of the adaptive array antenna. In the figure, element antennas 11 to 1 constituting an adaptive array antenna 1 are shown.
n are respectively input to receivers 21 to 2n of a super heterodyne system, and are amplified by receiver amplifier circuits 211 to 2n.
1n, and then the receiver mixer circuits 221-2
2n is multiplied by the local oscillation signal of the local oscillator 26,
Converted to baseband frequency. The analog signals converted into the baseband frequencies are converted into digital signals by A / D converters 51 to 5n.
1n, the error evaluation and the weight control process are performed by the control amount from the error evaluation weight control processing unit 63.
The signal subjected to the error evaluation and the weight control processing is synthesized by the signal synthesis processing unit 62. Based on the combined signal, the error evaluation weight control processing unit 63 computes a control amount to be output to the weighting processing units 611 to 61n. The demodulation processing unit 64 demodulates the combined signal.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】従来のアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は以上のように構成され
ているので、ＦＰＬＭＴＳに代表されるような高速、広
帯域の移動体通信システムにおいてアダプティブアレー
アンテナを実現しようとする場合、データ伝送速度に応
じてベースバンド周波数の帯城が広くなるため、高速の
ディジタルサンプリングが要求される。従って、高速，
広帯域通信システムにおいてアダプティブアレーアンテ
ナを実現する場合、Ａ／Ｄコンバータ５１〜５ｎ、並び
にディジタル信号処理部６は、指向性制御に要求される
処埋速度よりもはるかに高速な処理能力が要求されるこ
とになり、デバイスのスイッチング速度、消費電力およ
びコスト等の面で実現が困難となるなどの課題があっ
た。Since the directivity control circuit of the conventional adaptive array antenna is configured as described above, the adaptive array antenna is used in a high-speed, wideband mobile communication system represented by FPLMTS. In the case of realizing this, high-speed digital sampling is required because the band of the baseband frequency is widened according to the data transmission speed. Therefore, high speed,
When implementing an adaptive array antenna in a broadband communication system, the A / D converters 51 to 5n and the digital signal processing unit 6 are required to have a processing capability much higher than the processing speed required for directivity control. As a result, there has been a problem that it is difficult to realize the switching speed, power consumption and cost of the device.
【０００６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、高速，広帯域通信システムにおい
てもＡ／Ｄコンバータおよびディジタル信号処理部のデ
バイスの実現が可能なアダプティブアレーアンテナの指
向性制御回路を得ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has a directivity of an adaptive array antenna capable of realizing devices of an A / D converter and a digital signal processing unit even in a high-speed, wide-band communication system. It is intended to obtain a control circuit.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るアダプティブアレーアンテナの指向性制御回路は、受
信装置により周波数変換された受信信号を同相合成する
アナログ合成回路と、その同相合成されたアナログの受
信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ
と、そのディジタルの受信信号に基づいて誤差評価重み
制御処理部により振幅および位相の制御量を演算するデ
ィジタル信号処理部と、その振幅および位相の制御量に
応じて受信機ミクサ回路に出力される局部発振信号の振
幅および位相を制御して周波数変換される受信信号に重
み付けをするディジタルシンセサイザとを備えたもので
ある。According to a first aspect of the present invention, there is provided a directivity control circuit for an adaptive array antenna, comprising: an analog combining circuit for performing in-phase synthesis of a reception signal frequency-converted by a receiving device; An A / D converter for converting an analog reception signal into a digital signal; a digital signal processing unit for calculating an amplitude and phase control amount by an error evaluation weight control processing unit based on the digital reception signal; And a digital synthesizer for controlling the amplitude and phase of the local oscillation signal output to the receiver mixer circuit in accordance with the control amount and weighting the frequency-converted reception signal.
【０００８】請求項２記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、Ａ／Ｄコンバータに
より変換されたディジタルの受信信号に基づいて誤差評
価重み制御処理部により振幅および位相の制御量を演算
し、その振幅の制御量に応じて受信機増幅回路の利得を
制御するディジタル信号処理部と、その位相の制御量に
応じて受信機ミクサ回路に出力される局部発振信号の位
相を制御して周波数変換される受信信号に重み付けをす
るディジタルシンセサイザとを備えたものである。According to a second aspect of the present invention, a directivity control circuit for an adaptive array antenna includes an error evaluation weight control processing unit for controlling the amplitude and phase control amounts based on a digital reception signal converted by an A / D converter. A digital signal processing unit that calculates and controls the gain of the receiver amplifier circuit according to the control amount of the amplitude, and controls the phase of the local oscillation signal output to the receiver mixer circuit according to the control amount of the phase. And a digital synthesizer for weighting the received signal to be frequency-converted.
【０００９】請求項３記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、受信装置において、
複数のアンテナから受信された受信信号の強度を検出す
る受信信号強度検出回路と、その受信信号の振幅を一定
の大きさに揃えるリミッタ回路とを備え、ディジタル信
号処理部において、Ａ／Ｄコンバータにより変換された
ディジタルの受信信号に基づいて誤差評価重み制御処理
部により振幅および位相の制御量を演算し、且つその振
幅および位相の制御量に受信信号強度検出回路により検
出された受信信号の強度を乗じて振幅および位相の制御
量とするようにしたものである。According to a third aspect of the present invention, a directivity control circuit for an adaptive array antenna includes:
The digital signal processing unit includes an A / D converter that includes a reception signal strength detection circuit that detects the strength of reception signals received from a plurality of antennas, and a limiter circuit that adjusts the amplitude of the reception signal to a predetermined level. An error evaluation weight control processor calculates an amplitude and phase control amount based on the converted digital received signal, and uses the amplitude and phase control amount to calculate the intensity of the received signal detected by the received signal intensity detection circuit. The control amounts of the amplitude and the phase are multiplied.
【００１０】請求項４記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、複数のアンテナと受
信機増幅回路との間に設けられた送受切り替え装置と、
ディジタルシンセサイザから発生された局部発振信号に
応じて搬送波信号を生成すると共にその搬送波信号と中
間周波信号を変調回路により変調し、その変調された送
信信号を送信機増幅回路により増幅して送受切り替え装
置に出力する送信装置とを備えたものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a directivity control circuit for an adaptive array antenna, comprising: a transmission / reception switching device provided between a plurality of antennas and a receiver amplifier circuit;
A transmission / reception switching device that generates a carrier signal according to a local oscillation signal generated from a digital synthesizer, modulates the carrier signal and the intermediate frequency signal with a modulation circuit, amplifies the modulated transmission signal with a transmitter amplifier circuit, and transmits and receives the signal. And a transmitting device that outputs the data to the transmitting device.
【００１１】請求項５記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、複数のアンテナと受
信機増幅回路との間に設けられた送受切り替え装置と、
周波数発生器から発生された搬送波信号と中間周波信号
を変調回路により変調し、その変調された送信信号をデ
ィジタルシンセサイザから発生された局部発振信号に応
じて送信機ミクサ回路により周波数変換し、その周波数
変換された送信信号を送信機増幅回路により増幅して送
受切り替え装置に出力する送信装置とを備えたものであ
る。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a directivity control circuit for an adaptive array antenna, comprising: a transmission / reception switching device provided between a plurality of antennas and a receiver amplifier circuit;
A carrier signal and an intermediate frequency signal generated from a frequency generator are modulated by a modulation circuit, and the modulated transmission signal is frequency-converted by a transmitter mixer circuit according to a local oscillation signal generated from a digital synthesizer, and the frequency is converted. And a transmitter for amplifying the converted transmission signal by a transmitter amplifier circuit and outputting the amplified signal to a transmission / reception switching device.
【００１２】請求項６記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、ディジタル信号処理
部において、受信装置と送信装置との間の信号遅延量偏
差を格納した記憶手段と、その信号遅延量偏差に基づい
て、誤差評価重み制御処理部からディジタルシンセサイ
ザに出力される振幅および位相の制御量の遅延量を制御
する位相制御手段とを備えたものである。According to a sixth aspect of the present invention, in the directivity control circuit for an adaptive array antenna, the digital signal processing section stores a signal delay amount deviation between the receiving device and the transmitting device, A phase control unit for controlling a delay amount of a control amount of amplitude and phase output from the error evaluation weight control processing unit to the digital synthesizer based on the amount deviation.
【００１３】請求項７記載の発明に係るアダプティブア
レーアンテナの指向性制御回路は、ディジタル信号処理
部において、誤差評価重み制御処理部により振幅の制御
量に応じて受信機増幅回路および送信機増幅回路の利得
を制御し、ディジタルシンセサイザにおいて、そのディ
ジタル信号処理部により演算された位相の制御量に応じ
て受信装置および送信装置に出力される局部発振信号の
位相を制御するようにしたものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the directivity control circuit for an adaptive array antenna, a receiver amplifier circuit and a transmitter amplifier circuit in a digital signal processing section according to an amplitude control amount by an error evaluation weight control processing section. , And in the digital synthesizer, the phase of the local oscillation signal output to the receiving device and the transmitting device is controlled according to the phase control amount calculated by the digital signal processing unit.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１によるア
ダプティブアレーアンテナの指向性制御回路を示すブロ
ック構成図であり、図において、１は複数の素子アンテ
ナ（アンテナ）１１〜１ｎから成るアダプティブアレー
アンテナ、２はスーパーヘテロダイン方式の受信装置で
あり、複数の受信機２１〜２ｎによって構成されてい
る。２１１〜２１ｎは素子アンテナ１１〜１ｎから受信
された受信信号をそれぞれ増幅する受信機増幅回路、２
２１〜２２ｎはそれら増幅された受信信号を後述するデ
ィジタルシンセサイザ３１〜３ｎから発生された局部発
振信号に応じてそれぞれ周波数変換する受信機ミクサ回
路である。４は受信装置２により周波数変換されたそれ
ぞれの受信信号を同相合成するアナログ合成回路、５は
アナログ合成回路４により同相合成されたアナログの受
信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、
６はディジタル信号処理部であり、６３はＡ／Ｄコンバ
ータ５により変換されたディジタルの受信信号に基づい
て振幅および位相の制御量を演算する誤差評価重み制御
処理部、６４はそのＡ／Ｄコンバータ５により変換され
たディジタルの受信信号を復調処理する復調処理部であ
る。３は誤差評価重み制御処理部６３により演算された
振幅および位相の制御量に応じて、受信機ミクサ回路２
２１〜２２ｎに出力される局部発振信号の振幅および位
相を制御して周波数変換される受信信号に重み付けをす
るディジタルシンセサイザ３１〜３ｎから成る回路であ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below. Embodiment 1 FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes an adaptive array antenna including a plurality of element antennas (antennas) 11 to 1n; This is a super heterodyne type receiving apparatus, and is constituted by a plurality of receivers 21 to 2n. Reference numerals 211 to 21n denote receiver amplifier circuits for amplifying received signals received from the element antennas 11 to 1n, respectively.
Reference numerals 21 to 22n denote receiver mixer circuits for frequency-converting the amplified received signals in accordance with local oscillation signals generated from digital synthesizers 31 to 3n to be described later. Reference numeral 4 denotes an analog synthesizing circuit for synthesizing the received signals frequency-converted by the receiving device 2 in phase.
Reference numeral 6 denotes a digital signal processing unit; 63, an error evaluation weight control processing unit for calculating the amplitude and phase control amounts based on the digital reception signal converted by the A / D converter 5; 5 is a demodulation processing unit that demodulates the digital reception signal converted by 5. 3 is a receiver mixer circuit 2 according to the amplitude and phase control amounts calculated by the error evaluation weight control processing unit 63.
This is a circuit composed of digital synthesizers 31 to 3n that controls the amplitude and phase of the local oscillation signal output to 21 to 22n and weights the frequency-converted received signal.
【００１５】次に動作について説明する。図１におい
て、空間内に置かれた複数の素子アンテナ１１〜１ｎに
より受信された受信信号は、それぞれスーパーヘテロダ
イン方式の受信機２１〜２ｎに入力される。スーパーヘ
テロダイン方式の受信機２１〜２ｎにおいては、受信信
号を受信機増幅回路２１１〜２１ｎによりそれぞれ増幅
し、さらに、受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎによりそ
れら増幅された受信信号を局部発振信号に応じてそれぞ
れベースバンド信号への周波数変換を行う。この時、デ
ィジタル信号処理部６の誤差評価重み制御処理部６３の
制御量に基づいて、ディジタルシンセサイザ３１〜３ｎ
の振幅と位相を制御することにより、受信機ミクサ回路
２２１〜２２ｎから重み付け処理が施されたベースバン
ド信号を得ることができる。Next, the operation will be described. In FIG. 1, received signals received by a plurality of element antennas 11 to 1n placed in a space are respectively input to superheterodyne receivers 21 to 2n. In the super-heterodyne receivers 21 to 2n, the received signals are amplified by receiver amplifier circuits 211 to 21n, respectively, and the amplified received signals are further amplified by the receiver mixer circuits 221 to 22n according to the local oscillation signal. Each of them performs frequency conversion to a baseband signal. At this time, based on the control amount of the error evaluation weight control processing unit 63 of the digital signal processing unit 6, the digital synthesizers 31 to 3n
, The weighted baseband signal can be obtained from the receiver mixer circuits 221 to 22n.
【００１６】これらベースバンド信号をアナログ合成回
路４により合成処理の後、Ａ／Ｄコンバータ５によりデ
ィジタルサンプリングを行い、ディジタル信号処理部６
の復調処理部６４によりその合成処理された信号を復調
処理する。また、誤差評価重み制御処理部６３では、そ
の合成処理された信号に基づいて振幅および位相の制御
量を演算し、ディジタルシンセサイザ３１〜３ｎに出力
する。それらディジタルシンセサイザ３１〜３ｎでは、
誤差評価重み制御処理部６３により演算された振幅およ
び位相の制御量に応じて、受信機ミクサ回路２２１〜２
２ｎに出力される局部発振信号の振幅および位相を制御
して、受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎから重み付け処
理が施されたベースバンド信号を得る。After synthesizing these baseband signals by the analog synthesizing circuit 4, digital sampling is performed by the A / D converter 5 and the digital signal processing unit 6
The demodulation processing unit 64 demodulates the combined signal. Further, the error evaluation weight control processing unit 63 calculates the control amounts of the amplitude and the phase based on the combined signal, and outputs the control amounts to the digital synthesizers 31 to 3n. In these digital synthesizers 31 to 3n,
In accordance with the amplitude and phase control amounts calculated by the error evaluation weight control processing unit 63, the receiver mixer circuits 221-2
By controlling the amplitude and phase of the local oscillation signal output to 2n, weighted baseband signals are obtained from receiver mixer circuits 221 to 22n.
【００１７】ところで、受信機ミクサ回路２２１〜２２
ｎの出力信号ＳMIX は、式（１）で表すことができる。 ＳMIX ＝ｋ・ｍ・ｃｏｓ（ωRFｔ）・ｎ・ｃｏｓ（ωLOｔ＋φLO） ＝（１／２）ｋ・ｍ・ｎ［ｃｏｓ｛（ωRF−ωLO）ｔ−φLO｝ ＋ｃｏｓ｛（ωRF＋ωLO）ｔ＋φLO｝］ ＝（１／２）ｋ・ｍ・ｎ｛ｃｏｓ（ωBFｔ−φLO） ＋ｃｏｓ（ωIMAGE ｔ＋φLO）｝ （１） 但し、ｋ：ミクサ回路の利得、ｍ，ｎ：受信信号，局部
発振信号の振幅、ωRF，ωLO，ωBF，ωIMAGE ：受信信
号，局部発振信号，ベースバンド信号，イメージ信号の
角周波数、φLO：局部発振信号の位相である。By the way, the receiver mixer circuits 221-222
The n output signals S MIX can be expressed by equation (1). S MIX = km · cos (ω RF t) · n · cos (ω LO t + φ LO ) = (１ ／) km · n [cos ｛(ω RF− ω LO ) t−φ LO ＋+ cos {(Ω RF + ω LO ) t + φ LO ｝] = (１ ／) km · n ｛cos (ω BF t−φ LO ) + cos (ω IMAGE t + φ LO )｝ (1) where k is the value of the mixer circuit. Gain, m, n: amplitude of received signal, local oscillation signal, ω RF , ω LO , ω BF , ω IMAGE : angular frequency of received signal, local oscillation signal, baseband signal, image signal, φ LO : local oscillation signal Is the phase of
【００１８】式（１）から明らかなように、ベースバン
ド信号の振幅と位相は、局部発振信号の振幅と位相で制
御することが可能であり、ディジタルシンセサイザ３１
〜３ｎの出力振幅と位相を変化させることにより、受信
機２１〜２ｎからは、重み付け処理が施されたベースバ
ンド信号が出力される。これをアナログ合成回路４で同
相合成することにより、従来技術である図８における重
み付け処理部６１１〜６１ｎおよび信号合成処理部６２
と同等の作用を得ることができる。As is apparent from equation (1), the amplitude and phase of the baseband signal can be controlled by the amplitude and phase of the local oscillation signal.
By changing the output amplitudes and phases of .about.3n, the receivers 21 to 2n output weighted baseband signals. This is subjected to in-phase synthesis by the analog synthesis circuit 4, whereby the weighting processing units 611 to 61n and the signal synthesis processing unit 62 in FIG.
The same operation as can be obtained.
【００１９】なお、各受信機２１〜２ｎ中の受信機増幅
回路２１１〜２１ｎ、受信機ミクサ回路２２１〜２２
ｎ、並びにディジタルシンセサイザ３１〜３ｎは、それ
ぞれ複数装備されていてもよい。また、この場合、ディ
ジタルシンセサイザ３１〜３ｎは、各受信機２１〜２ｎ
毎に少なくとも１つが振幅と位相が制御できるものであ
ればよい。The receiver amplifier circuits 211 to 21n and the receiver mixer circuits 221 to 22 in each of the receivers 21 to 2n.
n and a plurality of digital synthesizers 31 to 3n may be provided. Further, in this case, the digital synthesizers 31 to 3n are connected to the respective receivers 21 to 2n.
It is sufficient that at least one of them can control the amplitude and phase every time.
【００２０】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、局部発振信号には情報成分が存在しないため、従来
技術のようにベースバンド信号で重み付け処理を実施し
た場合に比べて、サンプリングクロック周波数を低くす
ることかできる。また、一般に誤差評価重み制御処理部
６３の処埋には、ベースバンド信号に含まれる情報を直
接必要としないため、復調処理部６４のみ高速のプロセ
ッサで処理すればよく、制御プロセッサは比較的低速の
ディジタル回路で構成することが可能となる。さらに、
同相合成後にディジタルサンプリングを実施するため、
Ａ／Ｄコンバータ５の個数も１個でよい。As described above, according to the first embodiment, since there is no information component in the local oscillation signal, the sampling clock is compared with the case where the weighting process is performed with the baseband signal as in the prior art. The frequency can be lowered. In general, since the information included in the baseband signal is not directly required for the processing by the error evaluation weight control processing unit 63, only the demodulation processing unit 64 needs to be processed by a high-speed processor. Of digital circuits. further,
To perform digital sampling after in-phase synthesis,
The number of A / D converters 5 may be one.
【００２１】実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、図において、２３１〜
２３ｎは利得制御機能付き増幅回路（受信機増幅回路）
である。また、Ａ／Ｄコンバータ５により変換されたデ
ィジタルの受信信号に基づいて誤差評価重み制御処理部
６３により振幅および位相の制御量を演算し、その振幅
の制御量に応じて利得制御機能付き増幅回路２３１〜２
３ｎの利得を制御し、一方、その誤差評価重み制御処理
部６３による位相の制御量に応じてディジタルシンセサ
イザ３１〜３ｎから受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎに
出力される局部発振信号の位相を制御して、周波数変換
される受信信号に重み付けをするようにしたものであ
る。その他の構成は図１と同様なのでその重複する説明
を省略する。Embodiment 2 FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a second embodiment of the present invention.
23n is an amplifier circuit with a gain control function (receiver amplifier circuit)
It is. An error evaluation weight control processing unit 63 calculates amplitude and phase control amounts based on the digital reception signal converted by the A / D converter 5, and an amplification circuit with a gain control function according to the amplitude control amount. 231-2
3n, while controlling the phase of the local oscillation signal output from the digital synthesizers 31 to 3n to the receiver mixer circuits 221 to 22n according to the phase control amount by the error evaluation weight control processing unit 63. Thus, the reception signal to be frequency-converted is weighted. Other configurations are the same as those in FIG.
【００２２】次に動作について説明する。ディジタルシ
ンセサイザ３１〜３ｎは、誤差評価重み制御処理部６３
による位相の制御量に応じて位相制御のみを実施し、振
幅制御は、誤差評価重み制御処理部６３による振幅の制
御量に応じて受信機２１〜２ｎに設けられた利得制御機
能付き増幅回路２３１〜２３ｎで行う。Next, the operation will be described. The digital synthesizers 31 to 3n include an error evaluation weight control processing unit 63
Performs only the phase control in accordance with the phase control amount of the receiver, and performs the amplitude control in accordance with the amplitude control amount by the error evaluation weight control processing unit 63 in the amplifier circuit 231 provided in the receivers 21 to 2n with the gain control function. To 23n.
【００２３】なお、利得制御機能付き増幅回路２３１〜
２３ｎは、可変利得増幅器を用いる他、可変アッテネー
タを挿入した増幅器であってもよい。また、利得制御機
能付き増幅回路２３１〜２３ｎは、受信機ミクサ回路２
２１〜２２ｎの後段に挿入されていてもよい。Note that the amplifier circuits 231 to 231 with a gain control function
23n may be an amplifier in which a variable attenuator is inserted in addition to using a variable gain amplifier. The amplifier circuits with gain control function 231 to 23n are connected to the receiver mixer circuit 2
It may be inserted after 21-22n.
【００２４】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎの局部発振信号に
対する振幅直線性能を問題にする必要がなく、受信機ミ
クサ回路２２１〜２２ｎを簡単な回路構成で実規するこ
とができる。As described above, according to the second embodiment, there is no need to consider the linear performance of the receiver mixer circuits 221 to 22n with respect to the local oscillation signal, and the receiver mixer circuits 221 to 22n can be simplified. It can be determined by the circuit configuration.
【００２５】実施の形態３．図３はこの発明の実施の形
態３によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、図において、２４１〜
２４ｎは受信機増幅回路２１１〜２１ｎにより増幅され
た受信信号の強度を検出する受信信号強度検出回路、２
５１〜２５ｎは受信機増幅回路２１１〜２１ｎにより増
幅された受信信号の振幅を一定の大きさに揃えるリミッ
タ回路、５２１〜５２ｎは受信信号強度検出回路２４１
〜２４ｎから出力されたアナログ信号の強度信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、６６は誤差評
価重み制御処理部６３により演算された振幅および位相
の制御量にそれらＡ／Ｄコンバータ５２１〜５２ｎから
出力されたディジタル信号の強度信号を乗算する乗算器
６６１〜６６ｎから成る回路である。その他の構成は図
１と同様なのでその重複する説明を省略する。Embodiment 3 FIG. 3 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a third embodiment of the present invention.
24n is a reception signal strength detection circuit for detecting the strength of the reception signal amplified by the receiver amplification circuits 211 to 21n;
Reference numerals 51 to 25n denote limiter circuits for adjusting the amplitudes of the reception signals amplified by the receiver amplification circuits 211 to 21n to a predetermined value, and reference numerals 521 to 52n denote reception signal strength detection circuits 241.
A / D converter 66 for converting the intensity signal of the analog signal output from .about.24n into a digital signal, and 66 controls the A / D converters 521 to 52n based on the amplitude and phase control amounts calculated by error evaluation weight control processing unit 63. Is a circuit composed of multipliers 661 to 66n for multiplying the intensity signal of the digital signal output from. Other configurations are the same as those in FIG.
【００２６】次に動作について説明する。重み付け処理
を行う受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎの前段に受信信
号強度検出回路２４１〜２４ｎ、並びにリミッタ回路２
５１〜２５ｎを設け、受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎ
に入力される受信信号を一定に保ち、さらに、受信信号
強度検出回路２４１〜２４ｎから出力されたアナログ信
号の強度信号をＡ／Ｄコンバータ５２１〜５２ｎにより
ディジタル信号に変換し、乗算器６６１〜６６ｎにより
誤差評価重み制御処理部６３により演算された振幅およ
び位相の制御量にそれらＡ／Ｄコンバータ５２１〜５２
ｎから出力されたディジタル信号の強度信号を乗算し
て、ディジタルシンセサイザ３１〜３ｎに出力される振
幅および位相の制御量にする。Next, the operation will be described. The received signal strength detection circuits 241 to 24n and the limiter circuit 2 are provided before the receiver mixer circuits 221 to 22n for performing the weighting process.
51 to 25n, and receiver mixer circuits 221 to 22n.
, And converts the analog signal intensity signals output from the received signal intensity detection circuits 241 to 24n into digital signals by A / D converters 521 to 52n, and multipliers 661 to 66n. The A / D converters 521 to 52 add the amplitude and phase control amounts calculated by the error evaluation weight control
n is multiplied by the intensity signal of the digital signal output from n to obtain control amounts of amplitude and phase output to digital synthesizers 31 to 3n.
【００２７】なお、リミッタ回路２５１〜２５ｎは、リ
ミティングアンプは勿論のこと、ＡＧＣアンプにより実
現してもよい。The limiter circuits 251 to 25n may be realized by AGC amplifiers as well as limiting amplifiers.
【００２８】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、受信機ミクサ回路２２１〜２２ｎの局部発振信号側
に一般に振幅直線性能の良好な高周波信号用入力ポート
を割り当てることが可能であり、受信機ミクサ回路２２
１〜２２ｎの振幅直線性能を問題にする必要がなく、受
信機ミクサ回路２２１〜２２ｎを簡単な回路構成で実規
することができる。As described above, according to the third embodiment, it is possible to allocate an input port for a high-frequency signal having generally good amplitude linear performance to the local oscillation signal side of the receiver mixer circuits 221 to 22n. Receiver mixer circuit 22
There is no need to consider the linear performance of the amplitudes of 1 to 22n, and the receiver mixer circuits 221 to 22n can be specified with a simple circuit configuration.
【００２９】実施の形態４．図４はこの発明の実施の形
態４によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、図において、７１〜７
ｎは複数の素子アンテナ１１〜１ｎと受信機増幅回路２
１１〜２１ｎとの間に設けられた送受切り替え装置、６
５は送受信間遅延差補償処理部であり、６５２は受信機
２１〜２ｎと送信機８１〜８ｎとの間の信号遅延量偏差
を格納したＲＸ／ＴＸ遅延データ（記憶手段）、６５１
１〜６５１ｎはその信号遅延量偏差に基づいて、誤差評
価重み制御処理部６３からディジタルシンセサイザ３１
〜３ｎに出力される振幅および位相の制御量の遅延量を
制御するＲＸ／ＴＸ遅延補償部（位相制御手段）であ
る。また、８は複数の送信機８１〜８ｎから成る送信装
置であり、８１１〜８１ｎは送信機増幅回路、８３１〜
８３ｎはディジタルシンセサイザ３１〜３ｎから発生さ
れた局部発振信号に応じて搬送波信号を生成すると共に
その搬送波信号とベースバンド信号を変調する変調回
路、９１〜９ｎは位相反転回路である。その他の構成は
図１と同様なのでその重複する説明を省略する。Embodiment 4 4 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
n denotes a plurality of element antennas 11 to 1n and a receiver amplifier circuit 2
Transmission / reception switching device provided between
Reference numeral 5 denotes a transmission / reception delay difference compensation processing unit. Reference numeral 652 denotes RX / TX delay data (storage means) storing signal delay amount deviations between the receivers 21 to 2n and the transmitters 81 to 8n.
1 to 651n are output from the error evaluation weight control processing unit 63 to the digital synthesizer 31 based on the signal delay amount deviation.
RX / TX delay compensator (phase control means) for controlling the delay amount of the amplitude and phase control amounts output to .about.3n. Reference numeral 8 denotes a transmission device including a plurality of transmitters 81 to 8n, 811 to 81n denote transmitter amplifier circuits,
83n is a modulation circuit for generating a carrier signal according to the local oscillation signals generated from the digital synthesizers 31 to 3n and modulating the carrier signal and the baseband signal, and 91 to 9n are phase inversion circuits. Other configurations are the same as those in FIG.
【００３０】次に動作について説明する。受信機２１〜
２ｎと同数設けられた送信機８１〜８ｎの変調回路８３
１〜８３ｎには、受信機２１〜２ｎと共用のディジタル
シンセサイザ３１〜３ｎが搬送波信号として入力されて
おり、送信機８１〜８ｎの送信機増幅回路８１１〜８１
ｎの各出力信号は、受信機２１〜２ｎの各出力信号と同
一の重み付けが得られる。従って、送受切り替え装置７
１〜７ｎを介して空間内に置かれた複数の素子アンテナ
１１〜１ｎより送信される電磁波は受信時と同じ指向特
性を持つことになる。これらディジタルシンセサイザ３
１〜３ｎは、所望の信号の受信状態が最良となるような
重み付け制御がなされており、素子アンテナ、並びに電
波伝搬の可逆定理より、送受信双方向共、最良の通信状
態が保たれることになる。Next, the operation will be described. Receivers 21-
Modulation circuits 83 of transmitters 81 to 8n provided in the same number as 2n
Digital synthesizers 31 to 3n shared with the receivers 21 to 2n are input to 1 to 83n as carrier signals, and the transmitter amplifier circuits 811 to 81n of the transmitters 81 to 8n.
n output signals have the same weight as the output signals of the receivers 21 to 2n. Therefore, the transmission / reception switching device 7
Electromagnetic waves transmitted from the plurality of element antennas 11 to 1n placed in the space via 1 to 7n have the same directional characteristics as at the time of reception. These digital synthesizers 3
1 to 3n are subjected to weighting control so that the reception state of a desired signal is the best, and the best communication state is maintained in both the transmitting and receiving directions according to the element antenna and the reversible theorem of radio wave propagation. Become.
【００３１】なお、式（１）に示したように、受信側高
周波周波数、ベースバンド周波数および局部発信周波数
の関係によっては、位相の重み付けが送受信間で逆相の
関係になる場合がある。この場合には、変調回路８３１
〜８３ｎの搬送波入力側に、位相反転回路９１〜９ｎを
挿入すればよい。また、位相反転回路９１〜９ｎに替え
て、同一の重み付けとなるディジタルシンセサイザを送
受信別々に設けてもよい。さらに、送受信を同時に行う
必要のないシステムにおいては、位相反転回路９１〜９
ｎに替えて、ディジタルシンセサイザ３１〜３ｎの出力
位相を送受切り替え毎に反転制御することも可能であ
る。As shown in equation (1), depending on the relationship among the receiving-side high-frequency frequency, the baseband frequency, and the local oscillation frequency, the phase weighting may be in an opposite phase between transmission and reception. In this case, the modulation circuit 831
The phase inverting circuits 91 to 9n may be inserted on the carrier wave input side of の 83n. Instead of the phase inverting circuits 91 to 9n, digital synthesizers having the same weight may be provided separately for transmission and reception. Further, in a system that does not require simultaneous transmission and reception, the phase inversion circuits 91 to 9 are used.
Instead of n, it is also possible to invert the output phases of the digital synthesizers 31 to 3n each time switching between transmission and reception.
【００３２】さらに、アダプティブアレーアンテナ１の
各素子アンテナ１１〜１ｎ毎の送信装置および受信装置
間の信号遅延量偏差をディジタル信号処埋部６にＲＸ／
ＴＸ遅延データ６５２として予め格納しておき、ＲＸ／
ＴＸ遅延補償部６５１１〜６５１ｎにより誤差評価重み
制御処埋部６３の制御量に反映させることにより、送信
時の指向性をより高精度に制御することが可能である。
また、この場合は、送受信アンテナが必ずしも同一であ
る必要はない。Further, the signal delay deviation between the transmitting device and the receiving device for each of the element antennas 11 to 1n of the adaptive array antenna 1 is transmitted to the digital signal processing unit 6 by the RX / RX.
It is stored in advance as TX delay data 652, and RX /
The directivity at the time of transmission can be controlled with higher accuracy by the TX delay compensators 6511 to 651n reflecting on the control amount of the error evaluation weight control processor 63.
In this case, the transmitting and receiving antennas do not necessarily have to be the same.
【００３３】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、素子アンテナ、並びに電波伝搬の可逆定理より、送
受信双方向共、最良の通信状態が保たれる。また、受信
側高周波周波数、ベースバンド周波数および局部発信周
波数の関係により、位相の重み付けが送受信間で逆相の
関係になる場合は、位相反転回路９１〜９ｎによりその
逆相を解消することができる。さらに、ＲＸ／ＴＸ遅延
データ６５２とＲＸ／ＴＸ遅延補償部６５１１〜６５１
ｎにより、送信時の指向性をより高精度に制御すること
が可能である。As described above, according to the fourth embodiment, the best communication state is maintained in both the transmitting and receiving directions due to the element antenna and the reversible theorem of radio wave propagation. Further, when the phase weighting is in an opposite phase between transmission and reception due to the relationship between the reception-side high-frequency frequency, the baseband frequency, and the local oscillation frequency, the phase inversion circuits 91 to 9n can eliminate the opposite phase. . Further, RX / TX delay data 652 and RX / TX delay compensators 6511 to 651
With n, the directivity at the time of transmission can be controlled with higher accuracy.
【００３４】実施の形態５．図５はこの発明の実施の形
態５によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、図において、８３は周
波数発生器８５から発生された搬送波信号とベースバン
ド信号を変調する変調回路、８２１〜８２ｎはその変調
された送信信号をディジタルシンセサイザ３１〜３ｎか
ら発生された局部発振信号に応じて周波数変換する送信
機ミクサ回路である。その他の構成は図４と同様なので
その重複する説明を省略する。Embodiment 5 FIG. 5 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a fifth embodiment of the present invention. In FIG. 5, reference numeral 83 denotes a modulation for modulating a carrier signal and a baseband signal generated from a frequency generator 85. The circuits 821 to 82n are transmitter mixer circuits for frequency-converting the modulated transmission signals in accordance with local oscillation signals generated from the digital synthesizers 31 to 3n. Other configurations are the same as those in FIG.
【００３５】次に動作について説明する。受信機２１〜
２ｎと同数設けられた送信機８１〜８ｎは、スーパーへ
テロダイン方式であり、送信機増幅回路８１１〜８１
ｎ、送信機ミクサ回路８２１〜８２ｎ、全送信機共用の
変調回路８３、並びに周波数発生器８５から構成され
る。送信機ミクサ回路８２１〜８２ｎには、受信機２１
〜２ｎと共用のディジタルシンセサイザ３１〜３ｎが周
波数変換の局部発振信号として入力されており、送信機
８１〜８ｎの送信機増幅回路８１１〜８１ｎの各出力信
号は、受信機２１〜２ｎの各出力信号と同一の重み付け
が得られる。従って、送受切り替え装置７１〜７ｎを介
して空間内に置かれた複数の素子アンテナ１１〜１ｎよ
り送信される電磁波は受信時と同じ指向特性を持つこと
になる。Next, the operation will be described. Receivers 21-
Transmitters 81 to 8n provided in the same number as 2n are of a super heterodyne type, and have transmitter amplifying circuits 811 to 81n.
n, transmitter mixer circuits 821 to 82n, a modulation circuit 83 shared by all transmitters, and a frequency generator 85. The transmitter mixer circuits 821 to 82n include the receiver 21
2n are input as local oscillation signals for frequency conversion, and output signals of transmitter amplifier circuits 811 to 81n of transmitters 81 to 8n are output from receivers 21 to 2n. The same weighting as the signal is obtained. Therefore, the electromagnetic waves transmitted from the plurality of element antennas 11 to 1n placed in the space via the transmission / reception switching devices 71 to 7n have the same directional characteristics as at the time of reception.
【００３６】以上のように、この実施の形態５によれ
ば、素子アンテナ、並びに電波伝搬の可逆定理より、送
受信双方向共、最良の通信状態が保たれる。また、受信
側高周波周波数、ベースバンド周波数および局部発信周
波数の関係により、位相の重み付けが送受信間で逆相の
関係になる場合は、位相反転回路９１〜９ｎによりその
逆相を解消することができる。さらに、ＲＸ／ＴＸ遅延
データ６５２とＲＸ／ＴＸ遅延補償部６５１１〜６５１
ｎにより、送信時の指向性をより高精度に制御すること
が可能である。As described above, according to the fifth embodiment, the best communication state is maintained in both the transmitting and receiving directions based on the element antenna and the reversible theorem of radio wave propagation. Further, when the phase weighting is in an opposite phase between transmission and reception due to the relationship between the reception-side high-frequency frequency, the baseband frequency, and the local oscillation frequency, the phase inversion circuits 91 to 9n can eliminate the opposite phase. . Further, RX / TX delay data 652 and RX / TX delay compensators 6511 to 651
With n, the directivity at the time of transmission can be controlled with higher accuracy.
【００３７】実施の形態６．図６はこの発明の実施の形
態６によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、図において、８４１〜
８４ｎは利得制御機能付き増幅回路（送信機増幅回路）
であり、誤差評価重み制御処理部６３により振幅の制御
量に応じて利得制御機能付き増幅回路２３１〜２３ｎ，
８４１〜８４ｎの利得を制御し、ディジタルシンセサイ
ザ３１〜３ｎにおいて、その誤差評価重み制御処理部６
３により演算された位相の制御量に応じて受信機２１〜
２ｎおよび送信機８１〜８ｎに出力される局部発振信号
の位相を制御するようにしたものである。その他の構成
は図４と同様なのでその重複する説明を省略する。Embodiment 6 FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a directivity control circuit for an adaptive array antenna according to a sixth embodiment of the present invention.
84n is an amplifier circuit with a gain control function (transmitter amplifier circuit)
The amplification circuits with gain control functions 231 to 23n,
The digital synthesizers 31 to 3n control the gains of the digital synthesizers 31 to 84n.
3 according to the control amount of the phase calculated by
2n and the phases of local oscillation signals output to the transmitters 81 to 8n are controlled. Other configurations are the same as those in FIG.
【００３８】次に動作について説明する。受信機２１〜
２ｎと同数設けられた送信機８１〜８ｎの変調回路８３
１〜８３ｎには、受信機２１〜２ｎと共用のディジタル
シンセサイザ３１〜３ｎが搬送波信号として入力されて
いる。また各送信機８１〜８ｎの利得制御機能付き増幅
回路８４１〜８４ｎには、受信側の利得制御機能付き増
幅回路２３１〜２３ｎと同じ制御量により制御されるの
で、送信機８１〜８ｎの利得制御機能付き増幅回路８４
１〜８４ｎの各送信信号は、受信機２１〜２ｎの各出力
信号と同一の重み付けが得られる。従って、送受切り替
え装置７１〜７ｎを介して空間内に置かれた複数の素子
アンテナ１１〜１ｎより送信される電磁波は受信時と同
じ指向特性を持つことになる。Next, the operation will be described. Receivers 21-
Modulation circuits 83 of transmitters 81 to 8n provided in the same number as 2n
To 1 to 83n, digital synthesizers 31 to 3n shared with the receivers 21 to 2n are input as carrier signals. Further, since the amplifier circuits 841 to 84n with gain control functions of the transmitters 81 to 8n are controlled by the same control amount as the amplifier circuits 231 to 23n with gain control functions on the receiving side, the gain control of the transmitters 81 to 8n is performed. Amplifying circuit with function 84
Each of the transmission signals 1 to 84n has the same weight as each output signal of the receivers 21 to 2n. Therefore, the electromagnetic waves transmitted from the plurality of element antennas 11 to 1n placed in the space via the transmission / reception switching devices 71 to 7n have the same directional characteristics as at the time of reception.
【００３９】なお、利得制御機能付き増幅回路８４１〜
８４ｎは、可変利得増幅器を用いる他、可変アッテネー
タを挿入した増幅器であってもよい。また、利得制御機
能付き増幅回路８４１〜８４ｎは、送信機ミクサ回路８
２１〜８２ｎの前段に挿入されていてもよい。The amplifier circuits 841 to 841 with gain control functions
84n may use an amplifier in which a variable attenuator is inserted in addition to using a variable gain amplifier. The amplifier circuits 841 to 84n with the gain control function are connected to the transmitter mixer circuit 8
It may be inserted at the front stage of 21 to 82n.
【００４０】以上のように、この実施の形態６によれ
ば、送信機ミクサ回路８２１〜８２ｎの局部発振信号に
対する振幅直線性能を問題にする必要がなく、送信機ミ
クサ回路８２１〜８２ｎを簡単な回路構成で実規するこ
とができる。As described above, according to the sixth embodiment, there is no need to consider the amplitude linear performance of the transmitter mixer circuits 821 to 82n with respect to the local oscillation signal, and the transmitter mixer circuits 821 to 82n can be simplified. It can be determined by the circuit configuration.
【００４１】実施の形態７．図７はこの発明の実施の形
態７によるアダプティブアレーアンテナの指向性制御回
路を示すブロック構成図であり、この実施の形態７は、
図５に示した、送信機ミクサ回路８２１〜８２ｎ、変調
回路８３および周波数発生器８５から成る送信装置８に
利得制御機能付き増幅回路８４１〜８４ｎを設け、誤差
評価重み制御処理部６３により振幅の制御量に応じて利
得制御機能付き増幅回路２３１〜２３ｎ，８４１〜８４
ｎの利得を制御し、ディジタルシンセサイザ３１〜３ｎ
において、その誤差評価重み制御処理部６３により演算
された位相の制御量に応じて受信機２１〜２ｎおよび送
信機８１〜８ｎに出力される搬送波信号の位相を制御す
るようにしたものである。Embodiment 7 FIG. FIG. 7 is a block diagram showing a directivity control circuit for an adaptive array antenna according to a seventh embodiment of the present invention.
The transmitter 8 including the transmitter mixer circuits 821 to 82n, the modulation circuit 83, and the frequency generator 85 shown in FIG. Amplifier circuits 231 to 23n and 841 to 84 with gain control function according to the control amount
n of the digital synthesizers 31 to 3n
In the above, the phase of the carrier signal output to the receivers 21 to 2n and the transmitters 81 to 8n is controlled in accordance with the phase control amount calculated by the error evaluation weight control processing unit 63.
【００４２】以上のように、この実施の形態７によれ
ば、送信機ミクサ回路８２１〜８２ｎの局部発振信号に
対する振幅直線性能を問題にする必要がなく、送信機ミ
クサ回路８２１〜８２ｎを簡単な回路構成で実規するこ
とができる。As described above, according to the seventh embodiment, there is no need to consider the linear performance of the transmitter mixer circuits 821 to 82n with respect to the local oscillation signal, and the transmitter mixer circuits 821 to 82n can be simplified. It can be determined by the circuit configuration.
【００４３】[0043]
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、受信装置により周波数変換された受信信号をアナ
ログ合成回路により同相合成し、その同相合成されたア
ナログの受信信号をＡ／Ｄコンバータによりディジタル
信号に変換し、そのディジタルの受信信号に基づいて誤
差評価重み制御処理部により振幅および位相の制御量を
演算し、その振幅および位相の制御量に応じてディジタ
ルシンセサイザにより受信機ミクサ回路に出力される局
部発振信号の振幅および位相を制御して周波数変換され
る受信信号に重み付けをするように構成したので、局部
発振信号には情報成分が存在しないため、従来技術のよ
うに中間周波信号で重み付け処理を実施した場合と比べ
て、サンプリングクロック周波数を低くすることかでき
る。また、一般に誤差評価重み制御処理部の処埋には、
中間周波信号に含まれる情報を直接必要としないため、
誤差評価重み制御処理部は比較的低速のディジタル回路
で構成することができる。さらに、同相合成後にディジ
タル信号に変換するため、Ａ／Ｄコンバータの個数も１
個で済む効果がある。As described above, according to the first aspect of the present invention, the received signal frequency-converted by the receiving device is in-phase synthesized by the analog synthesizing circuit, and the in-phase synthesized analog received signal is subjected to A / A. The digital converter converts the signal into a digital signal, and based on the digital received signal, calculates an amplitude and phase control amount by an error evaluation weight control processing unit. The digital synthesizer controls the receiver mixer according to the amplitude and phase control amount. Since the amplitude and phase of the local oscillation signal output to the circuit are controlled to weight the reception signal subjected to frequency conversion, the local oscillation signal has no information component. The sampling clock frequency can be reduced as compared with the case where the weighting process is performed with the frequency signal. In general, the processing of the error evaluation weight control processing unit includes:
Since it does not directly need the information contained in the intermediate frequency signal,
The error evaluation weight control processing unit can be constituted by a relatively low-speed digital circuit. Furthermore, since the signals are converted into digital signals after in-phase synthesis, the number of A / D converters is also one.
This has the effect of requiring only one.
【００４４】請求項２記載の発明によれば、誤差評価重
み制御処理部により振幅および位相の制御量を演算し、
その振幅の制御量に応じて受信機増幅回路の利得を制御
し、その位相の制御量に応じてディジタルシンセサイザ
により受信機ミクサ回路に出力される局部発振信号の位
相を制御して周波数変換される受信信号に重み付けをす
るように構成したので、受信機ミクサ回路の局部発振信
号に対する振幅直線性能を問題にする必要がなく、受信
機ミクサ回路を簡単な回路構成で実規することができる
効果がある。According to the second aspect of the present invention, the amplitude and phase control amounts are calculated by the error evaluation weight control processing section,
The gain of the receiver amplifier circuit is controlled according to the control amount of the amplitude, and the phase of the local oscillation signal output to the receiver mixer circuit is controlled by the digital synthesizer according to the control amount of the phase and the frequency is converted. Since the reception signal is configured to be weighted, there is no need to consider the amplitude linear performance of the receiver mixer circuit with respect to the local oscillation signal, and the receiver mixer circuit can be specified with a simple circuit configuration. .
【００４５】請求項３記載の発明によれば、複数のアン
テナから受信された受信信号の強度を検出する受信信号
強度検出回路と、その受信信号の振幅を一定の大きさに
揃えるリミッタ回路とを備え、誤差評価重み制御処理部
により振幅および位相の制御量を演算し、且つその振幅
および位相の制御量に受信信号強度検出回路により検出
された受信信号の強度を乗じて振幅および位相の制御量
とするように構成したので、受信機ミクサ回路の局部発
振信号側に一般に振幅直線性能の良好な高周波信号用入
力ポートを割り当てることが可能であり、受信機ミクサ
回路の振幅直線性能を問題にする必要がなく、受信機ミ
クサ回路を簡単な回路構成で実規することができる効果
がある。According to the third aspect of the present invention, there is provided a reception signal strength detection circuit for detecting the strength of a reception signal received from a plurality of antennas, and a limiter circuit for adjusting the amplitude of the reception signal to a constant value. An error evaluation weight control processing unit for calculating amplitude and phase control amounts, and multiplying the amplitude and phase control amounts by the intensity of the reception signal detected by the reception signal intensity detection circuit to control the amplitude and phase. Therefore, it is possible to generally assign an input port for a high-frequency signal having good amplitude linear performance to the local oscillation signal side of the receiver mixer circuit, and the amplitude linear performance of the receiver mixer circuit becomes a problem. There is no necessity, and there is an effect that the receiver mixer circuit can be specified with a simple circuit configuration.
【００４６】請求項４記載の発明によれば、複数のアン
テナと受信機増幅回路との間に送受切り替え装置を設
け、ディジタルシンセサイザから発生された局部発振信
号に応じて搬送波信号を生成すると共にその搬送波信号
と中間周波信号を変調回路により変調し、その変調され
た送信信号を送信機増幅回路により増幅して送受切り替
え装置に出力する送信装置を備えるように構成したの
で、アンテナ、並びに電波伝搬の可逆定理より、送受信
双方向共、最良の通信状態が保たれる効果がある。According to the fourth aspect of the present invention, a transmission / reception switching device is provided between a plurality of antennas and a receiver amplifier circuit, and a carrier signal is generated according to a local oscillation signal generated from a digital synthesizer, and a carrier signal is generated. The carrier signal and the intermediate frequency signal are modulated by a modulation circuit, and the modulated transmission signal is amplified by a transmitter amplification circuit and configured to include a transmission device that outputs to a transmission / reception switching device. According to the reversibility theorem, there is an effect that the best communication state is maintained in both the transmitting and receiving directions.
【００４７】請求項５記載の発明によれば、複数のアン
テナと受信機増幅回路との間に送受切り替え装置を設
け、周波数発生器から発生された搬送波信号と中間周波
信号を変調回路により変調し、その変調された送信信号
をディジタルシンセサイザから発生された局部発振信号
に応じて送信機ミクサ回路により周波数変換し、その周
波数変換された送信信号を送信機増幅回路により増幅し
て送受切り替え装置に出力する送信装置を備えるように
構成したので、アンテナ、並びに電波伝搬の可逆定理よ
り、送受信双方向共、最良の通信状態が保たれる効果が
ある。According to the fifth aspect of the present invention, a transmission / reception switching device is provided between the plurality of antennas and the receiver amplification circuit, and the carrier signal and the intermediate frequency signal generated from the frequency generator are modulated by the modulation circuit. The modulated transmission signal is frequency-converted by a transmitter mixer circuit according to a local oscillation signal generated from a digital synthesizer, and the frequency-converted transmission signal is amplified by a transmitter amplifier circuit and output to a transmission / reception switching device. Since the transmission device is configured to include the transmitting device, the best communication state is maintained in both the transmitting and receiving directions based on the antenna and the reversible theorem of radio wave propagation.
【００４８】請求項６記載の発明によれば、ディジタル
信号処理部において、受信装置と送信装置との間の信号
遅延量偏差を記憶手段に格納し、その信号遅延量偏差に
基づいて位相制御手段により誤差評価重み制御処理部か
らディジタルシンセサイザに出力される振幅および位相
の制御量の遅延量を制御するように構成したので、記憶
手段と位相制御手段により、送信時の指向性をより高精
度に制御することができる効果がある。According to the sixth aspect of the present invention, in the digital signal processing unit, the signal delay deviation between the receiving device and the transmitting device is stored in the storage unit, and the phase control unit is controlled based on the signal delay deviation. The control unit controls the delay amount of the control amount of the amplitude and phase output from the error evaluation weight control processing unit to the digital synthesizer by using the storage unit and the phase control unit. There is an effect that can be controlled.
【００４９】請求項７記載の発明によれば、ディジタル
信号処理部において、誤差評価重み制御処理部により振
幅の制御量に応じて受信機増幅回路および送信機増幅回
路の利得を制御し、ディジタルシンセサイザにおいて、
そのディジタル信号処理部により演算された位相の制御
量に応じて受信装置および送信装置に出力される局部発
振信号の位相を制御するように構成したので、送信機ミ
クサ回路の局部発振信号に対する振幅直線性能を問題に
する必要がなく、送信機ミクサ回路を簡単な回路構成で
実現することができる効果がある。According to the seventh aspect of the present invention, in the digital signal processor, the gain of the receiver amplifier circuit and the transmitter amplifier circuit is controlled by the error evaluation weight control processor in accordance with the amplitude control amount, and the digital synthesizer At
Since the configuration is such that the phase of the local oscillation signal output to the receiving device and the transmitting device is controlled according to the phase control amount calculated by the digital signal processing unit, the amplitude straight line of the transmitter mixer circuit with respect to the local oscillation signal is controlled. There is no need to consider performance, and there is an effect that the transmitter mixer circuit can be realized with a simple circuit configuration.
【図１】 この発明の実施の形態１によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 1 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 この発明の実施の形態２によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 2 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図３】 この発明の実施の形態３によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 3 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図４】 この発明の実施の形態４によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 4 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
【図５】 この発明の実施の形態５によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 5 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a fifth embodiment of the present invention.
【図６】 この発明の実施の形態６によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 6 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a sixth embodiment of the present invention.
【図７】 この発明の実施の形態７によるアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路を示すブロック構成図
である。FIG. 7 is a block diagram showing a directivity control circuit of an adaptive array antenna according to a seventh embodiment of the present invention.
【図８】 従来のアダプティブアレーアンテナの指向性
制御回路を示すブロック構成図である。FIG. 8 is a block diagram illustrating a directivity control circuit of a conventional adaptive array antenna.
２ 受信装置、４ アナログ合成回路、５ Ａ／Ｄコン
バータ、６ ディジタル信号処理部、８ 送信装置、１
１〜１ｎ 素子アンテナ（アンテナ）、３１〜３ｎ デ
ィジタルシンセサイザ、６３ 誤差評価重み制御処理
部、７１〜７ｎ送受切り替え装置、８３，８３１〜８３
ｎ 変調回路、８５ 周波数発生器、２１１〜２１ｎ
受信機増幅回路、２２１〜２２ｎ 受信機ミクサ回路、
２３１〜２３ｎ 利得制御機能付き増幅回路（受信機増
幅回路）、２４１〜２４ｎ 受信信号強度検出回路、２
５１〜２５ｎ リミッタ回路、６５２ ＲＸ／ＴＸ遅延
データ（記憶手段）、８１１〜８１ｎ 送信機増幅回
路、８２１〜８２ｎ 送信機ミクサ回路、８４１〜８４
ｎ 利得制御機能付き増幅回路（送信機増幅回路）、６
５１１〜６５１ｎ ＲＸ／ＴＸ遅延補償部（位相制御手
段）。2 receiver, 4 analog synthesis circuit, 5 A / D converter, 6 digital signal processor, 8 transmitter, 1
1 to 1n element antenna (antenna), 31 to 3n digital synthesizer, 63 error evaluation weight control processing unit, 71 to 7n transmission / reception switching device, 83, 831 to 83
n modulation circuit, 85 frequency generators, 211 to 21n
Receiver amplifier circuit, 221-2n receiver mixer circuit,
231 to 23n amplification circuit with gain control function (receiver amplification circuit), 241 to 24n reception signal strength detection circuit,
51 to 25n limiter circuit, 652 RX / TX delay data (storage means), 811 to 81n transmitter amplifier circuit, 821 to 82n transmitter mixer circuit, 841 to 84
n amplifying circuit with gain control function (transmitter amplifying circuit), 6
511 to 651n RX / TX delay compensator (phase control means).
Claims (7)
を受信機増幅回路によりそれぞれ増幅し、それら増幅さ
れた受信信号を局部発振信号に応じて受信機ミクサ回路
によりそれぞれ周波数変換するスーパーヘテロダイン方
式の受信装置と、その受信装置により周波数変換された
受信信号を同相合成するアナログ合成回路と、そのアナ
ログ合成回路により同相合成されたアナログの受信信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、その
Ａ／Ｄコンバータにより変換されたディジタルの受信信
号に基づいて誤差評価重み制御処理部により振幅および
位相の制御量を演算するディジタル信号処理部と、その
ディジタル信号処理部により演算された振幅および位相
の制御量に応じて上記受信機ミクサ回路に出力される上
記局部発振信号の振幅および位相を制御してその受信機
ミクサ回路により周波数変換される受信信号に重み付け
をするディジタルシンセサイザとを備えたアダプティブ
アレーアンテナの指向性制御回路。1. A super-heterodyne system in which received signals received from a plurality of antennas are amplified by a receiver amplifier circuit, and the amplified received signals are frequency-converted by a receiver mixer circuit in accordance with a local oscillation signal. A receiving device, an analog synthesizing circuit for in-phase synthesizing the received signal frequency-converted by the receiving device, an A / D converter for converting an analog received signal in-phase synthesized by the analog synthesizing circuit to a digital signal; A digital signal processing unit for calculating an amplitude and phase control amount by an error evaluation weight control processing unit based on a digital reception signal converted by the / D converter, and a control of the amplitude and phase calculated by the digital signal processing unit Of the local oscillation signal output to the receiver mixer circuit in accordance with the A directivity control circuit for an adaptive array antenna, comprising: a digital synthesizer for controlling a width and a phase to weight a reception signal frequency-converted by the receiver mixer circuit.
を受信機増幅回路によりそれぞれ増幅し、それら増幅さ
れた受信信号を局部発振信号に応じて受信機ミクサ回路
によりそれぞれ周波数変換するスーパーヘテロダイン方
式の受信装置と、その受信装置により周波数変換された
受信信号を同相合成するアナログ合成回路と、そのアナ
ログ合成回路により同相合成されたアナログの受信信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、その
Ａ／Ｄコンバータにより変換されたディジタルの受信信
号に基づいて誤差評価重み制御処理部により振幅および
位相の制御量を演算し、その振幅の制御量に応じて上記
受信機増幅回路の利得を制御するディジタル信号処理部
と、そのディジタル信号処理部により演算された位相の
制御量に応じて上記受信機ミクサ回路に出力される上記
局部発振信号の位相を制御してその受信機ミクサ回路に
より周波数変換される受信信号に重み付けをするディジ
タルシンセサイザとを備えたアダプティブアレーアンテ
ナの指向性制御回路。2. A super-heterodyne system in which received signals received from a plurality of antennas are amplified by a receiver amplifier circuit, and the amplified received signals are frequency-converted by a receiver mixer circuit in accordance with a local oscillation signal. A receiving device, an analog synthesizing circuit for in-phase synthesizing the received signal frequency-converted by the receiving device, an A / D converter for converting an analog received signal in-phase synthesized by the analog synthesizing circuit to a digital signal; The error evaluation weight control processing unit calculates amplitude and phase control amounts based on the digital reception signal converted by the / D converter, and controls the gain of the receiver amplifier circuit according to the amplitude control amount. The signal processing unit and the phase control amount calculated by the digital signal processing unit A directivity control circuit for an adaptive array antenna, comprising: a digital synthesizer that controls a phase of the local oscillation signal output to the receiver mixer circuit and weights a reception signal that is frequency-converted by the receiver mixer circuit.
れた受信信号の強度を検出する受信信号強度検出回路
と、その受信信号の振幅を一定の大きさに揃えるリミッ
タ回路とを備え、ディジタル信号処理部は、Ａ／Ｄコン
バータにより変換されたディジタルの受信信号に基づい
て誤差評価重み制御処理部により振幅および位相の制御
量を演算し、且つその振幅および位相の制御量に上記受
信信号強度検出回路により検出された受信信号の強度を
乗じて振幅および位相の制御量とすることを特徴とする
請求項１または請求項２記載のアダプティブアレーアン
テナの指向性制御回路。3. A receiving apparatus comprising: a receiving signal strength detecting circuit for detecting the strength of a receiving signal received from a plurality of antennas; and a limiter circuit for adjusting the amplitude of the receiving signal to a predetermined value. The processing unit calculates the amplitude and phase control amounts by the error evaluation weight control processing unit based on the digital received signal converted by the A / D converter, and calculates the received signal strength detection amount into the amplitude and phase control amounts. 3. The directivity control circuit for an adaptive array antenna according to claim 1, wherein the control unit controls the amplitude and phase by multiplying the received signal detected by the circuit.
に設けられた送受切り替え装置と、ディジタルシンセサ
イザから発生された局部発振信号に応じて搬送波信号を
生成すると共にその搬送波信号と中間周波信号を変調回
路により変調し、その変調された送信信号を送信機増幅
回路により増幅して上記送受切り替え装置に出力する送
信装置とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項
３のうちのいずれか１項記載のアダプティブアレーアン
テナの指向性制御回路。4. A transmission / reception switching device provided between a plurality of antennas and a receiver amplifier circuit, a carrier signal is generated in accordance with a local oscillation signal generated from a digital synthesizer, and the carrier signal and an intermediate frequency signal are generated. And a transmitting device that modulates the transmission signal with a modulation circuit, amplifies the modulated transmission signal with a transmitter amplification circuit, and outputs the amplified transmission signal to the transmission / reception switching device. A directivity control circuit for an adaptive array antenna according to claim 1.
に設けられた送受切り替え装置と、周波数発生器から発
生された搬送波信号と中間周波信号を変調回路により変
調し、その変調された送信信号をディジタルシンセサイ
ザから発生された局部発振信号に応じて送信機ミクサ回
路により周波数変換し、その周波数変換された送信信号
を送信機増幅回路により増幅して上記送受切り替え装置
に出力する送信装置とを備えたことを特徴とする請求項
１から請求項３のうちのいずれか１項記載のアダプティ
ブアレーアンテナの指向性制御回路。5. A transmission / reception switching device provided between a plurality of antennas and a receiver amplification circuit, and a carrier signal and an intermediate frequency signal generated by a frequency generator are modulated by a modulation circuit, and the modulated transmission is performed. A transmitter that converts the frequency of the signal according to a local oscillation signal generated from the digital synthesizer by a transmitter mixer circuit, amplifies the frequency-converted transmission signal by a transmitter amplifier circuit, and outputs the amplified signal to the transmission / reception switching device. The directivity control circuit for an adaptive array antenna according to any one of claims 1 to 3, further comprising:
信装置との間の信号遅延量偏差を格納する記憶手段と、
その記憶手段に格納された信号遅延量偏差に基づいて、
誤差評価重み制御処理部からディジタルシンセサイザに
出力される振幅および位相の制御量の遅延量を制御する
位相制御手段とを備えたことを特徴とする請求項４また
は請求項５記載のアダプティブアレーアンテナの指向性
制御回路。6. A digital signal processing unit, comprising: storage means for storing a signal delay amount deviation between a receiving device and a transmitting device;
Based on the signal delay deviation stored in the storage means,
6. The adaptive array antenna according to claim 4, further comprising phase control means for controlling a delay amount of a control amount of an amplitude and a phase output from the error evaluation weight control processing unit to the digital synthesizer. Directivity control circuit.
制御処理部により振幅の制御量に応じて受信機増幅回路
および送信機増幅回路の利得を制御し、ディジタルシン
セサイザは、そのディジタル信号処理部により演算され
た位相の制御量に応じて受信装置および送信装置に出力
される局部発振信号の位相を制御することを特徴とする
請求項４から請求項６のうちのいずれか１項記載のアダ
プティブアレーアンテナの指向性制御回路。7. A digital signal processor controls the gain of a receiver amplifier circuit and a transmitter amplifier circuit according to an amplitude control amount by an error evaluation weight control processor, and a digital synthesizer controls the gain of the digital signal processor by the digital signal processor. The adaptive array according to any one of claims 4 to 6, wherein a phase of a local oscillation signal output to the receiving device and the transmitting device is controlled according to the calculated phase control amount. Antenna directivity control circuit.
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|---|---|---|---|
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| JPH10224138A true JPH10224138A (en) | 1998-08-21 |
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