【発明の詳細な説明】
定電圧可変容量トランスデューサを用いた
シャフト回転分析器
産業上の利用分野
本発明は、シャフトの移動および回転を測定する装置、特に、角位置、角速度
、および角加速度などの、回転に関連するシャフトのパラメータを測定する、タ
コメータおよびシャフト回転分析器に関する。
発明の背景
回転可能なシャフトの回転特性を高精度で監視することはこれまで非常に困難
であったが、多くの応用分野において極めて有用である。光学的、電気的（イン
ピーダンス）、または機械的角位置検知装置を用いた、従来のシャフト位置エン
コーダは、シャフトの平均回転速度を測定するためには有用である。残念ながら
、一般にこのような装置は、シャフトの瞬間回転速度を正確に測定する性能に限
界がある。さらに、これらの技術のほとんどは、かなりの複雑さおよびそれに伴
う測定誤差をもたらすことなく、非常にゆっくりと回転するシャフトの速度を測
定するためには使用され得ない。
例えば、通常使用されている従来のシャフト位置エンコーダ装置は、シャフト
に取り付けられたリングまたはディスクを含み、上記リングは、リング周縁の周
りに設けられた、同一寸法を有する複数のアパチャーを規定する。リングの一方
の側に設けられた光源から出射された光は、リングの他方の
側に設けられた光学センサによって検知される。シャフトの回転に伴い、リング
は、光源と光センサとの間の光路に沿って通過する光を、交互に透過および遮断
する。シャフトの平均回転速度は、連続する光パルスの受光時刻間の時間を測定
する、または、パルスレートを計測するなどの様々な方法により、決定され得る
。
この種の従来の回転検知装置の重大な欠点は、生来、その精度が、リングによ
り規定されるアパチャーの数およびアパチャー間の距離（理想的には均一）の精
度により、限定されるということである。さらに、この種の測定装置は、アパチ
ャー間の距離によって決定されるシャフトの瞬間角速度の測定に応じた、分解能
の限界がある。これはサンプリング工程であるため、１ユニット時間毎のアパチ
ャーの数が、サンプリング周波数の最高値を決定し、したがって、検出され得る
周波数変化の限度がかなり明確に規定される。平均回転速度は、カウンタを用い
て検知され得るが、速度変化の存在を決定するためには、スペクトル分析および
／またはフィルタリングが必要とされる。加えて、このような速度変化の、検出
可能な最高周波数は、パルスレートの１／２の周波数（アパチャー周波数）以下
に限定される。
したがって、光学エンコーディングトランスデューサは、シャフトの平均速度
の精密測定を許容可能な精度で行うことはできるが、生来、狭い角度変位--シャ
フトの不均衡、シャフト荷重、シャフトのねじれ、およびギヤのはめ歯によって
起こる変化--にわたる、シャフトの速度の瞬間的変化に対する、分解能および周
波数応答能力に限界がある。
連続シャフト位置トランスデューサは一般に周知である。例えば、以下に列挙
する発行済み米国特許（決してこれに限定されるものではない）は、容量性シャ
フト回転トランスデューサに関連する従来技術を開示している：
米国特許第3,702,467 Melnyk(1972)
米国特許第4,350,981 Tanakaら(1982)
米国特許第4,364,046 Ogasawaraら(1982)
米国特許第4,410,852 Guretzky(1983)
米国特許第4,477,810 Tanakaら(1984)
米国特許第4,482,859 Fournier(1984)
米国特許第4,499,465 Tanakaら(1985)
上記に列挙した特許に開示されている典型的なシャフトトランスデューサは、
回転シャフトに連結された可変コンデンサを含み、上記可変コンデンサの容量は
、シャフトの回転に応じて変化する。典型的には、従来技術は、シャフト回転位
置の測定媒体として、可変コンデンサ回転トランスデューサの、変化するインピ
ーダンスを利用している。例えば、可変コンデンサは、その周波数がトランスデ
ューサの容量に依存する（ほとんどが、一般的な卓上無線受信機の同調周波数と
して、可変同調コンデンサの容量に応じて変化する）交流（ＡＣ）信号を発生さ
せる交流発振回路に接続され得る。発振周波数は、コンデンサシャフトの回転に
伴って変化する。得
られた交流信号からの位置変化の割合から、位置情報および速度情報を抽出する
ために、様々な技術（そのほとんどが、複雑な周波数復調回路を必要とする）が
用いられている。
また、Brynerらの"Sliding Capacitive Displacement Transducer"，NASA Tec h Briefs
(February，1987)に、管状可変容量トランスデューサを用いた直線形変
位センサ回路が開示されているため、これを参照されたい。
このような従来の装置は、いくつかの応用分野において有用である一方、一般
的には、可変周波数交流信号は、シャフトの回転速度を正確に示すために直接使
用され得ず、シャフトの速度を示す信号を得るために、さらに処理（多くの場合
、周波数の変化を決定することのできる、平衡変調器またはリング復調器のよう
な複雑な回路を用いて）されなければならないという欠点を有する。その結果、
従来のシャフト回転測定システムは、高価で、時々は信頼性が低く、交流周波数
決定回路または復調回路に固有の周波数依存により引き起こされるような誤差の
ために精度に限界があることが多い。
直流動作および交流動作による電荷増幅器を用いた容量性トランスデューサの
読み取り回路は、一般に周知である。例えば、TobeyらのOperations Amplifiers : Design and Applications
，McGraw-Hill(1971)は、（第233-35頁に）、容量性
トランスデューサ用の、直流動作による電荷増幅器について記載している。Wolf
fenbuttelらのCapacitance-to-Phase Angle Conversion for the Detection of
Extremely Small Ca
pacities," IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement，Vol．IM
-36，No．4，pp．868-872(December 1987)は、交流動作による電荷増幅器を用い
た容量性トランスデューサの読み取りについて記載している。これらの装置は、
圧力、変位、接触、および加速度を検知するために用いられてきた。しかし、本
発明の発明者が知る限り、このような技術は、これまで、シャフトの回転（およ
びシャフトの瞬間速度）を測定するためには用いられていない。
上記した装置とは対照的に、本発明は、シャフトの真の瞬間速度に対応する信
号を供給する。この信号は、シャフトを移動させる、または、その移動量を変化
させる、いかなる装置によっても引き起こされ得る、シャフトの回転振動すべて
に関する情報を提供する。振動源の例は、ギヤボックス内で噛合するギヤの歯、
潤滑剤中の遊離粒子、欠陥を有する軸受け、およびモータ上の整流子の特性であ
る。
本発明は、信頼性が高く、複雑な周波数発生回路または検出回路を必要とせず
、低周波数限界を生来有さず、且つ、50,000 Hz(例えば、3,000,000 RPM)を超え
る実際の周波数上限を容易に有し得るシャフト回転検知を提供する。本発明によ
るセンサによって発生した信号は、シャフトの真の瞬間移動に対する感度が非常
に高く、そのために、回転シャフトの「特徴」が決定される。この特徴は、ギヤ
の歯の噛合、モータと整流子との接触、および／またはシャフトの不均衡による
、非常に小さい瞬間速度変化などを示すユニークな特性を含む。
本発明により提供されるシャフトの瞬間回転アナライザは、シャフトの速度の
実質的に全ての変化の、正確な直接測定を提供することにより、シャフトおよび
それに関連する駆動機械の動作（例えば、潤滑剤の必要性、軸受け、整流子、ま
たは巻き上げ機などの故障、および可変シャフト荷重）に関する極めて有用な情
報を決定することを補助する。
本発明のひとつの実施態様において、回転可能なシャフトは、回転可能で、且
つ、常時可変であるコンデンサに連結されている。コンデンサ回転子および固定
子プレートに定電圧が印加される。コンデンサ回転子と固定子プレートとの間の
容量は、回転がインクリメントする間、シャフトの回転に応じて直線的に変化し
、そのため、コンデンサへの／からの電流の流れは、容量変化のタイムレート（
すなわち、回転速度）を直接測定した値を示す。
変化するコンデンサの「電流源」から得られた、この電流は、例えば、伝達抵
抗（またはトランスインピーダンス）増幅回路により、出力電圧に変換される。
出力信号は、
(a)容量変化の瞬間タイムレートに対応する時変信号（および、したがって、
シャフトの瞬間回転速度--すなわち、時間に対するシャフト位置の変化）と、
(b)回転周波数およびコンデンサの極の数に関連した周波数、そして平均回転
速度（またはスピード）に対応するピーク−ピーク増幅を有する周期的信号（例
えば、正弦波）と、
が重複したものを含む。
全ての有用な信号データを保持する一方、周期的信号成分を排除するために、
様々な装置が用いられる。
有用な診断情報が、ある程度シャフトに同期し、且つ、時間−領域特性から得
られ得る応用分野は多数ある。例えば、全サイズの直流モータ上の整流子から得
られる特徴は、モータの性能を分析するために使用され得る。各シリンダにより
発生したトルクパルスが、荷重対称性の詳細な診断を許可する振幅−時間特性を
有する特徴を発生させるため、上記と類似のデータが、全種類のレシプロエンジ
ンから得られ得る。燃焼の性質は、可変容量タコメータの瞬間速度特性により検
査され得る。
ギヤボックスおよびベルト--必ずしもシャフト速度の整数倍で作動せず、必ず
しもシャフト速度を小さい整数で除算したものにさえも関連しない--に関連する
ような、いくつかの種類のデータは、必ずしも対称的ではない。しかし、この種
の特徴に関する情報は、高速フーリエ変換(FFT)または他の周波数領域分析技術
を用いたデータのスペクトル分析により、周波数領域において記録および観察さ
れ得る。この場合、非対称データからの寄与が累積的になるように、スペクトル
幅を平均化することが重要であり得る。
本発明による、他の有用なセンサの応用分野は、センサが監視および制御（単
に診断情報を得るためだけではなく）の両方のために使用され得る、永久的に設
置される装置である。これらの応用分野において、本発明は他の種のタコメータ
に
比べて以下の３つの利点を有する：(1)感度の向上、(2)周波数領域の拡大、およ
び(3)回転速度および回転位置に対する、センサの基本的直線性により、外部デ
ータの導入が最小限であること。
図面の簡単な説明
本発明の上記および他の特徴および利点は、添付の図面を用いて、以下の現在
好適な実施例の詳細な説明を読むことによって、より良くさらに完全に理解され
得る。
図１は、基本的なコンデンサ構造を概略的に示し、
図２は、図１のコンデンサの基本的な電荷保持特性を示す概略図、
図３Ａは、変換に伴って変化する容量であって、印加される定電圧を有する容
量へ／から流れる電流を示す概略図、
図３Ｂおよび図３Ｃは、印加される定電圧を有する回転可能な可変コンデンサ
の一例を示す概略図、
図４Ａ〜図４Ｃは、一定の回転速度で駆動される図３Ｂに示されるタイプの時
間変化容量の中を流れる電流に関するパラメータを図示する概略図、
図５Ａおよび図５Ｄは、可変コンデンサを流れる電流を使用可能な電気信号に
変換する増幅器回路の一例を図示する概略図、
図５Ｂ〜図５Ｆは、図５Ａおよび図５Ｄの回路に存在する得られる信号波形の
例のグラフ図、
図６Ａおよび図６Ｃは、コンデンサの回転子の機械的動き
に比例した特徴的な電気的サインを生成する回路の例を示す概略ブロック図、
図６Ｂおよび図６Ｄは、図６Ａおよび図６Ｃに示される回路によって生成され
る信号波形を図示する概略図、
図７は、回転する線形一極二相コンデンサの一例を示す側面斜視図、
図７Ａ〜図７Ｃは、図７のコンデンサの構成要素の平面図、
図８Ａ〜図８Ｅは、図９に示される回路によって生成される信号を図示する概
略図、
図９は、二相可変コンデンサに接続されている回路の一例を示す概略図、
図１０は、三相回路の実用例の概略図、
図１０Ａ〜図１０Ｃは、図１０に示される回路によって生成される信号のグラ
フ図、
図１１Ａは、本発明の現在好適な実施例による回路であって、図５Ａ、図５Ｄ
、図６Ａ、図６Ｃおよび図９に示される回路によって生成される信号から有用な
出力サインを生成するために用いられ得る回路の一例を示す概略ブロック図、
図１１Ｂは、図１１Ａの回路のより詳細な概略図である。
図１２Ａおよび図１２Ｂは、図１１Ａおよび図１１Ｂに示される回路によって
生成される信号を図示する概略図、
図１３Ａ〜図１４は、改善された周波数応答特性および低減されたフィードバ
ック抵抗を有する入力回路の他の例を示す概略図、
図１５Ａは、単極可変コンデンサ構造に存する固有の動的平衡の問題を概略的
に示し、
図１６〜図１９は、固有に平衡されており、機械加工および構造において大き
な誤差を受けにくい可変コンデンザ構造を概略的に示し、
図２０Ａ〜図２０Ｂは、単極および二極可変コンデンサによって生成される波
形の概略図、
図２１Ａおよび図２１Ｂは、図１９に示される二極コンデンサ構造の例の許容
誤差低減特性を概略的に示し、並びに、
図２２Ａ〜図２２Ｆは、本発明による実用的で安価な二極三相筒状コンデンサ
の現在好適な実施例を示す。
現在好適な実施態様の
詳細な説明
図１は２プレートの空気コンデンサ100の基本構造の側部透視概略図である。
２つの平坦な方形金属プレート101,102が互いに平行に配置され、また各プレー
トが他方のプレートに対して領域Aを露出するように距離dだけ離れている。プレ
ート101,102の電荷保持力Qは、
(1) Q = C ・ V
で表される。ここで、Qは電荷であり、単位はクーロンで示される。Vは電圧であ
り、単位はボルトで示される。Cは容量であり、単位はファラドで示される。
容量値に対する幾何学的関係は次の等式２で示される。
(2) c = εr εo A/d
ここで、εrは比誘電率、εoは自由空間誘電率、Aはコンデンサのプレートの有
効面積、およびdはプレート間の間隔である。
この簡単なコンデンサ100の容量は、比誘電率、有効面積A、プレート間の間隔
d、またはこれらパラメーターの組合せを経時的に変化させることにより、経時
的に変動させ得る。
等式は、等式(1)の時間に関する導関数を表す。
(3) i = dq/dt = C dv/dt + V dC/dt
ここでiは電流であり、単位はアンペアで示される。
Vが一定に保持される場合、C dv/dt = 0で、等式3は、
(4) i = dq/dt = V dC/dt
へと約される。ここでVは時間に依存しない電圧である。
図２は、大きい電荷Q（Q = CV）が両プレートに存在するように定電圧源201を
プレート間に接続した、図１に示すものと同じ２つのプレート101,102を示す。V
は一定であるため、電荷Qは容量Cに比例する。
図3Aは、底部プレート102を固定し、上部プレート101を可動（水平移動可能）
とした、図１に示すものと同じコンデンサ100を示し、これにより、プレート間
の間隔dは一定であるが、Aをプレート101,102の一方（小さい方）の面積とする
と、有効な共通面積Aeは、最小値零からAの最大値まで変動する。Aeが変化する
と、Cは比例して変化する。Cが増加するときは、iは正であり、コンデンサに電
荷Qをさらに供給する。Cが減少するときは、iは負であり、コンデンサから電荷Q
を奪う。Cが経時的にまた同じ速度で直線的に増加および減少する場合（
コンデンサ100の端容量および他の効果により、容量極端部では物理的に不可能
）、時間を関数とする得られる理想波形C(t)、dC/dt、およびi(t)は、各々図4A-
4Cに示されるものである。
図3Bおよび3Cに、単極単相の回転コンデンサ300を示す。面積Aを有する２つの
半円形の平坦なプレート301,302は距離dだけ分離される。２つのプレートの一方
（固定子301）は固定され、また他方のプレート（回転子302）は、固定子および
回転子の両方に共通の軸304に沿って配置されるシャフト306の周りを固定子に対
して回転する。固定子および回転子の両方が半円形であると仮定する（N相の装
置に対してこれは必要条件ではない。コンデンサ間に電気的な位相角を有するN
個の可変コンデンサからなるN相トランスデューサについてはすぐ後に詳述する
）。トランスデューサのシャフト306（図3B）の回転により、容量が最小値から
最大値へ変動し、またシャフトが一回転すると最小値に戻る。この位置（差動）
による容量の変化は以下の等式により時間に関連させ得る。
(5) dC/dt = ［dC/dx］・［dx/dt］
= ［dC/dθ］・［dθ/dt］
ここで、xは動作の型（例えば、水平移動または回転）、Cは容量、tは時間、お
よびθは図3Bに示すシャフト306の回転角である。
dC/dxの大きさが一定の場合、dC/dtは速度（dx/dt）に比例する。等式(4)から
、電流iもまた速度に比例すると結論し得
る。この速度は、トランスデューサの設計および応用に依存して、水平移動の速
度（dx/dt）または回転の速度（dθ/dt）のいずれかであり得る（図3Aのコンデ
ンサでは、水平移動xが経時的に変動するため、Aは経時的に変動するコンデンサ
プレート間の面積である）。図3Bのコンデンサでは、θは、コンデンサのシャフ
ト306が回転するとき経時的に変動する。
図4A-4Cに示す（一定速度dx/dtに対して）得られる波形は、図3A（水平移動）
および3B（回転）に対して同じである。これら実施例の両方に対して、dC/dx（
またはdC/dθ）の大きさを一定とするのは（端容量などの二次効果を無視すれば
）比較的簡単であるが、Cが極端値を超えるときdC/dxの符号が変化し、この結果
、各半円の極性が変化する。
図4Aでは、Cは経時的に直線的な方式で変化する。時間間隔t1およびt2が繰り
返され、これらは大きさおよび期間が等しい（もっとも、これは好適な実施態様
の必要条件ではない）。この結果、Cは最大値Cmaxと最小値Cminの間で周期的に
変化する。図4Bの波形は、大きさは等しいが符号が反対であるCの変化率（dC/dt
）を示す。図4Cは、可変コンデンサを通る電圧を一定に保持し、一定の大きさ（
符号は除く）のdC/dtおよび一定の速度（dx/dt）を維持する結果として（交互の
方向に定期的に）流れる定電流（+i）および（-i）の２つの値を示す。
使用可能な信号を生成するためには、可変コンデンサの定電圧を維持しながら
、この電流iをなんらかの手段により測定することが望ましい。図5Aおよび5Dに
示す２つの例示的な回
路は、動作測定装置において使用され得る、プレートの間に定電任を印加した可
変コンデンサを含む。これら２つの回路（図5Aおよび図5D）における１つの相違
点は、可変コンデンサに定電圧Vを設定するために使用される配置である。回路
の感度、[dVOUT/dt]/[dx/dt]は３つの量、すなわち、R（抵抗501の抵抗）、dC/d
x、およびV、に比例する。この結果、Rおよび／またはVが増加すると感度が上昇
する。また、コンデンサの大きさが（面積を増やすこと、比誘電率を上げること
、またはプレート間の間隔を小さくすることにより）増加すると、この大きさの
増加に比例して感度が上昇する。
図5Aに示すような単一供給の電子回路は、コンデンサの定電圧Vを維持しなが
ら可変コンデンサを通じて流れる電流を測定するための１つの例示的配置である
。抵抗501を、差動増幅器（"op amp"）502の出力と反転（-）入力との間に接続
する。可変コンデンサC 503を、差動増幅器502の反転入力とアース電位との間に
接続する。オペアンプの非反転入力とアースとの間に接続された定電圧源504に
より生成される大きさVのバイアス電圧により、増幅器の非反転（+）入力に電圧
Vを印加する。差動増幅器の固有の特性は、その直線動作領域では比較的小さな
オフセット電圧以外は、反転および非反転入力が共に同じ電位に維持されること
である。従って、オペアンプ502は増幅器の反転入力に定電圧Vを保持する。この
回路を応用するとき不利となり得る１つの点は、得られるオペアンプの出力信号
は、DC成分としてこれに重ね合わされる電圧Vもま
た有することである（図5B,5C参照）。
このDC成分は、コンデンサのバイアス電圧Vを直接コンデンサに（コンデンサ
と並列して）印加して、図5Dに示すデュアル供給電子回路を使用することにより
、出力から除去し得る。図５Ｄの回路の別の利点は、所望であれば、オペアンプ
入力電圧率を超過する恐れなく、電圧Vの大きさを実質的に増加し得ることであ
り、この結果、VがdC/dtを増加させるためトランスデューサのゲインが実質的に
増加する。増幅器502の入力は図5Dの回路においては仮想接地であり、これによ
り出力信号VOUTは、バイアス電圧V成分を含まない（図5E、5F）。
図5Bおよび5Eは、コンデンサ503の容量が時間により変化する一定の割合に対
して、図5Aおよび5Dの回路の出力において各々得られる波形VOUTを示す。次の等
式6Aおよび6Bは、各々の出力電圧に対して得られる式である。
図5Dの回路の出力は、出力が正または負のいずれかであり得ること（好適な実
施態様では、これは零に対して対称である）、および電圧源504が直接可変コン
デンサ503に接続するため、DC成分のバイアス電圧Vが存在しないことを除いては
、図5Aの回路により生成される出力と同一である。所望であれば、バイアス電圧
のこのような２通りの印加の仕方を組合せて使用し得る（すなわち、２つの電圧
源を使用して、一方は
図5Dに示すように接続し、他方は図5Aに示すように接続し得る）。
図4B、4C、5B、および5Eの上部が平坦な（および底部が平坦な）波形は、時間
により変動しない（一定速度の）dx/dtおよび大きさが一定である（符号は異な
る）dC/dxに対応する。図5Cおよび5Fは、コンデンサ503に結合した水平移動また
は回転の速度における瞬時変動（すなわち、加速／減速によるdx/dtの変動）か
ら得られる出力信号の特性を示す。これら瞬時変動の測定は、多くの応用におい
て（例えば、シャフトの加速、減速などを測定するために）非常に重要である。
図6Aは、図5Aの回路の出力に接続した適切な絶対値回路510を示し、また図6C
は、図5Dの回路出力に接続した絶対値回路を示す。絶対値回路510は、基準レベ
ルに対するその入力に接続された信号の絶対値、V（図6A）または接地（図6C）
、を供給する。絶対値回路は、入力信号の極性から独立した単極性出力を生成し
、またバイアス電圧（例えば、図5Aの回路の出力に現れる電圧V）を除去し得る
。図6B（図5Aの回路から得られる信号波形）および6D（図5Dの回路から得られる
信号波形）は、このような絶対値回路510による処理の後、得られる波形を示す
。
図6B（または6D）の波形は容量（平均速度）情報、および高い周波数、または
急激な外乱および変動（加速度）により生じる変化を示す情報における平均的な
変化を含む。あらゆる時間における信号601（図6B）または信号602（図6D）の値
は、可変コンデンサ503の容量の変化の「瞬時速度」を直接測定したものである
。この信号は位置情報を供給するために合成され得る。
コンデンサ503の回転子の動作の瞬時速度を測定し得ることは、特にこの瞬時
速度が直線方式で測定され（dC/dxが定数であるため）、また図6B,6Dのライン60
3により示される移行期間中以外はデータの損失はないため、重要な利点である
。半回転ごとに見られる波形の中断（「ノッチ」）（単極コンデンサに対して）
は、図4A、4B、6B、および6Dに見られ得るように、dC/dx（および結果としてdC/
dt）における急激な変化の結果であり、可変コンデンサ503の容量の変化がシャ
フトの回転により直線的でなくなることろで現れる。この「ノッチ」はコンデン
サの端領域によるある有限の幅、および入力回路に関連した浮遊容量を有する。
これは１相コンデンサの構成に本質的なものであるため、慎重な設計によりこれ
ら効果の両方を最小限にとどめてもノッチはなくならない。
本発明の現時点において好適な実施態様においては、このノッチは第２の位相
（すなわちコンデンサの極）および適切な回路を追加することにより除去され得
る。次にこのノッチを除去する方法について述べる。
出力波形からのノッチの消去
図７は、必要とされる回路構成による計測誤差なく、回転シャフトの完全な振
動特徴を維持しながら、出力信号からノッチを消去する、コンデンサ配置例を示
す。図７から７Ｃに
示すように構成された２つの同一のコンデンサは、共通ロータ702および独立ス
テータ701、703によって形成される。ステータ701および703は、共通シャフト70
4に設けられ、共に回転はするが、電気位相角（たとえば、π／２ラジアン、90
°）離れている。ステータ701は、ロータ702と共に、一方の可変コンデンサＰ１
を形成し、ステータ703とロータは、もう一方の可変コンデンサＰ２を形成する
。コンデンサＰ１およびＰ２は、説明される実施態様において、それぞれ単相単
極のコンデンサであり、一致はしているが、ノッチは位相角αに置き換えられた
振幅信号と、同一の波形を形成する。位相角αの大きさは、（各コンデンサに関
連する電気的「ノッチ」が互いに重複することがないような）数度の大きさであ
る限り、重要ではない。
dC/dxは、２つのコンデンサＰ１とＰ２とで同一であるように設計されており
、２つのコンデンサが同一のdx/dt（たとえば、シャフトの回転）によって駆動
されるため、（同等の増幅器回路構成を想定すると）得られる出力dC/dtは、ノ
ッチが起こる部分以外では同一である。上述の絶対値回路によって処理する前の
、こうして得られる２つの波形である、vaおよびvbを、図８Ａおよび８Ｂに示す
。（コンデンサ位相Ｐ１およびＰ２に１つずつの）図５Ｄの回路は、出力信号を
発し、好適な実施態様においては、この出力信号は変換されて、図８Ａおよび８
Ｂに示す波形を形成する（バイアス電圧Ｖは、各コンデンサＰ１およびＰ２に直
接印加される）。両方のコ
ンデンサに同じ電圧源を適用し得、わずかに異なる電圧を発生する２つの別個の
電圧源による誤差の可能性が排除されることに注意されたい（しかし、この程度
の自由度は、出力規模の調整で補えるため、別個の電圧源を用いるという選択も
なし得る）。
ノッチを有する出力信号を選択し、その他の出力信号を排除する方法の１つは
、１つの信号と別の信号との間で切り替えを行って、ノッチを避けることである
。しかし、この切り替え過程は、シャフト回転分析のために問題となるスペクト
ル部分に含まれるスペクトルの周波数ラインを取り込み得るため、切り替えを行
うこの方法には注意が必要である。好運なことに、２つの波形の規模が等しい時
のみ、「メイクビフォアブレーク」スイッチと同等のものを用いることによって
、この問題は簡単に避け得る。しかし、以下に説明するように、本発明の特性に
よると、切り替えは必要ではない。
図８Ａおよび８Ｂに示す波形の絶対値をとることによって、それぞれ図８Ｃお
よび８Ｄに示す波形が得られる。これらの波形は、いずれかの波形にノッチが起
こっている時以外には、どのような瞬間にも同一である。従って、もう１つの信
号にノッチが存在する間に、ノッチを有さない信号が、いつ（どんな）時に選ば
れても、得られる出力は、図８Ｅに示すようにノッチを有さない。このため新し
い出力信号は、
（７）｜Ｖa｜＞｜Ｖb｜の時にはＶout＝｜Ｖa｜
および｜Ｖb｜＞｜Ｖa｜の時にはＶout＝｜Ｖb｜
となる。
従って、ノッチに関して電気的「位相」を有さない２つの信号が、絶対値回路
に供給される。２つの信号の大きい方を選択して、小さい方を排除するため、つ
まり、いつでもどちらが大きいかに応じて、
（８） Ｖout＝｜Ｖa｜または｜Ｖb｜
とするために、１つのコンパレータ（またはその他の振幅選択装置）を常に用い
得る。
この機能を提供する回路の例を、図９に示す。図９の回路は、第一入力ステー
ジ801と、第二（整合）入力ステージ803と、第一および第二整合絶対値回路ステ
ージ805および807を有している。図示した回路例において、入力ステージ801お
よび803は、それぞれ、図５Ｄに示した配置を有しており、絶対値ステージ805お
よび807は、互いに同一である。
絶対値ステージ805は、全波精密整流器配置内に、単方向デバイス（たとえば
ダイオード）812Aおよび816Aと接続された、演算増幅器810Aを有する。入力抵抗
器811Aは、オペアンプ502Aの出力を、オペアンプ810Aの反転(-)入力に接続する
。ダイオード812Aは、（オペアンプ出力に接続されたダイオードアノードによっ
て）オペアンプ810A出力とオペアンプ反転(-)入力との間に接続される。もう１
つのダイオード８16Aは、オペアンプフィードバックループの抵抗器814Aに直列
に（つまり、オペアンプ反転入力とオペアンプ出力との間に、オペアンプ出力に
接続されたダイオードカソードによって）接続される。
好適な実施態様においては、フィードバック抵抗器814Aおよび入力抵抗器811Aは
、ほぼ同じ抵抗を有している。オペアンプ810Aの出力は、（抵抗器814Aの半分の
抵抗を有することが好ましい）直列抵抗器815Aを介して、そしてダイオード816A
を介して、別のオペアンプ818Aの反転入力に印加される。ダイオード820Aおよび
抵抗器822Aは、オペアンプ818Aのフィードバック経路に接続される。別のフィー
ドバック抵抗器824Aが、オペアンプ818Aとオペアンプ502Aとの間に接続される。
オペアンプ810Aの入力に印加される入力信号ＶAが負である時には、オペアン
プ818Aの出力は正である。そして、オペアンプ810Aへの入力が正の時には、オペ
アンプ818Aの出力も正である。ダイオード812Aは、オペアンプ810Aにフィードバ
ック経路を提供し、負の入力については、線形領域にとどまる（線形領域で動作
すると、オペアンプ810Aの反転入力は接地電位に維持され、そのため、入力信号
は、フィードバック抵抗器824Aを介してオペアンプ818Aを駆動するのを阻止され
る）。正の入力電圧ＶAがオペアンプ810Aに印加される時には、オペアンプは負
の出力-ＶAを生じ、抵抗器815Aは、オペアンプ818Aの入力に電流を印加する。つ
まり、
Ｖ1＝−（ＶA−２ＶA）＝ＶA， ＶA＞０
Ｖ1＝＋ＶA＝ＶA， ＶA＜０
整合回路805および807からの出力は、共に配線されている。オペアンプ818Aお
よび818Bは、多重化機能を果たす。これは、より大きな正の出力レベルを発する
、これらのオペアンプの
一方が、もう一方のオペアンプ818の出力に接続されたダイオード820を逆バイア
スにし、それによって別のオペアンプの出力を効果的に排除するためである。（
両方のコンデンサ503が線形領域で動作しており、「ノッチ」が存在しないとき
でさえ）回路805および807の出力が、決して全く同一ではないため、回路の一方
だけの出力が、いかなる所定のときにでも選ばれる。コンデンサＰ１およびＰ２
が角度αに置き換えられるため、「ノッチ」は、出力Ｖ１およびＶ２に同時に起
こることはない。そして、もう一方の出力がより大きな正の値であるため、「ノ
ッチ」を有する出力が選択されることは決してない。
三相動作においては（つまり、３つのステータ素子を有する可変コンデンサを
用いる場合）、各位相は電気角180度（つまり、電気角120度より大きな角度）で
連続し、各信号は約２π／３ラジアンまたは120°ずれたノッチを持つ。少なく
とも１つの位相からのこの信号出力は、いかなる所定の瞬間にも正極性である。
従って、下記の式(9)によって、最も高い電位の信号、つまりこの場合には最も
大きな正極性の信号が選択される。このため、三相可変コンデンサを用いると、
絶対値回路またはスイッチング回路は必要ではない。
（９） Ｖout ＝ ｖaまたはｖbまたはｖc
（いずれか最も大きなもの）
図10に、本発明による、三相可変コンデンサ感知回路1000の好適な例を示す。
３つの位相は、３つのコンデンサロータ
素子（および適切な関連ステータ）Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を１組にすることによって
、互いに約120度（２π／３ラジアン）ずらして生じさせ得る。たとえば、図７
に示したコンデンサ構造を（たとえば、追加的なロータ素子および関連ステータ
素子を加えることによって）改変し得る。このような三相（一極）コンデンサ構
造によって発生される信号の例を、図10A〜10Cに示す。好適な実施態様では、三
相動作は、各信号の絶対値が必要ではない（オペアンプ818を含むステージは、
いかなる所望の時にも、単に１つの最も大きな正の信号を選択する）ため、実際
に、増幅器が少なくてすむ。
図10の回路では、所望の場合には、抵抗器、またはダイオード−抵抗器の組み
合せを、ダイオード820に置き換え得る。しかし、この置き換えには、抵抗器に
おける電流の流れのため信号レベルに変化をもたらし、出力の動的範囲を限定す
る効果がある。
図10の回路にはインバータも絶対値回路も必要ではないため、増幅器818A、81
8Bおよび818Cは、最も大きいな信号の正の部分を自動的に増幅する。さらに位相
を加えることもできるが、多くの適用例ではセンサが複雑になるために排除され
得る。
得られた信号をデジタル化し、時間領域または周波数領域で情報を抽出する処
理を行うような適応例では、入力ステージで発生される生信号をデジタル化する
方が簡単である。そして、ソフトウェア制御デジタル信号プロセッサ（たとえば
、
従来のマイクロプロセッサまたはビットスライスプロセッサ）を用いて、得られ
たデジタル化信号で、絶対値を引き出し、ノッチを排除し得る。所望の精密度を
得るためには、十分な分解能を有するデジタル化ハードウェアを用いるべきであ
る。
図３Ｃは、回転コンデンサ300の基本構造の上面図である。
固定されたステータ板301が、図示した半円の一方をなし、対応するロータ板302
がもう一方の半円を作っている。これら２つの半円構造で、コンデンサ300の２
枚の板が形成されている。図３Ｂの側面図は、距離ｄだけ離れて、半容量位置に
ある、板301および302を示している。ロータ302は、板の間に共通（重複）領域3
03ができるように、角度θ分だけ回転する。この領域は、式10で表されるように
、半円形状で、角度θに対して直線的に変化する：
(10) ０ ≦ θ ≦ πラジアンのとき、
Ａeffective ＝ θ Ｄ2／８
π ≦ θ ≦ ２πラジアンのとき、
Ａeffective ＝ （２π − θ）Ｄ2／８
ここで、Ｄは、ロータ302および／またはステータ301の直径である（ロータおよ
びステータ素子は、好適な実施態様においては大きさが等しい）。
図11Aおよび11Bは、シャフト特徴を電気的に作り出すために、（たとえば、図
３Ｂの回転型コンデンサと共に）用いられ得る、好適な回路例を示している。こ
の回路例は、振動信号を測定し、それを絶対値に変換し、バイアス電圧を除去す
る。トランスデューサ出力信号に行い得るその他の分析には、同期、フィルター
、集積化、および／または、関連する光電子あるいは磁気参照信号との比較なら
びに相関が含まれる。
図11Aは、単一位相コンデンサからの出力を得る回路の例を示している。増幅
器502およびそれに関連する成分が、図12Aに示す主要信号を提供し、その一方、
絶対値回路510が図12Bの絶対値波形を形成する。バイアス除去回路1203が、図12
Bの波形からバイアス電圧を除去して、ノッチを含む特徴のみを残す。
図11Bは、図11Aに示した回路の、より詳細な概略図であり、本発明によるセン
サ回路の好適な実施態様の例を示している。増幅器1204は、等しい逆相信号を絶
対値回路1203に供給する、単一利得インバータであり、この絶対値回路1203は、
好適な実施態様では、増幅器1205および1206を有している。増幅器1205および12
06は、増幅器1204の出力を２の係数によって増幅する。増幅器502によって発生
される基本信号が、バイアス電圧成分ＶBIAS'を含むため、信号レベル２ＶBIAS
は、増幅器1205および1206の反転入力に（それぞれ、抵抗器Ｒ3および抵抗器Ｒ5 '
を介して）挿入される。この配置により、バイアス成分ＶBIASが出力から除去
され、特徴成分のみが残る。増幅器1205および1206は、交互の半サイクルで動作
し、正方向にＶより大きな信号のみを増幅する。増幅器1205および1206が信号を
増幅していない半サイクルの間は、増幅器は、効果的な電圧利得がゼロである、
電位ゼロに近い飽和状態に駆動さ
れる（増幅器は、交互に飽和状態に駆動されることになる）。
増幅する信号がＶより大きい場合には、増幅器1205および1206は、利得２を有
する（これはR3=R4およびR5=R6を選択した結果である）。典型的な成分値は、ほ
とんどの適応例において、それ以上出力信号を増幅する必要がないほど十分な大
きさの増幅度を有する増幅器502から、出力信号を発生する。
成分および変数の典型的な値は以下の通りである：
各相における最大容量： 25 X 10-12ファラド
R501 470 X 106 オーム
R1,R2,R3,R4,R5,R6 100 X 103 オーム
V、定電圧 ６≦Ｖ≦15ボルト
VA'、Ebに重ね合わせた 10 X 10-3 ボルト／r.p.m.
増幅器502からの信号
Vout'、共通に参照された 20 X 10-3 ミリボルト／r.p.m.
絶対値信号
典型的増幅器502、1204 CA3140型
1205、1206 CA3240
図13Aおよび13Bは、周波数応答を向上するための追加的な成分を含む、異なっ
た増幅器配置例を示している。図13Aは、固有漂遊コンデンサCsを示す、図5Aの
回路の略図である。Csは、増幅器502のピン対ピン容量と回路基板容量との組み
合せから生まれる。特徴の、優れた周波数応答特性を得るためには、コンデンサ
503に流れるべき唯一の電流は、抵抗器501を流れるもの、つまりiRである。増幅
器502の出力には電圧変化
があり、増幅器反転入力には電圧変化がないため、漂遊容量Csからの相対電流ic
が、抵抗器RからiRに加え、周波数応答を低下する（出力レベルは、信号周波数
が上がるにつれて低下する）。
図13Bは、漂遊コンデンサCsの効果を減少させる、または消去する、２つの増
幅器回路の例を示している。統一利得増幅器502は、その出力と反転入力との間
に直接短絡を有し、それによって漂遊容量Csをショートさせる。可変容量トラン
スデユーサ503は、増幅器502の非転位入力に接続されている。増幅器502の出力
といずれかの増幅器入力との間には、電圧信号は存在し得ない；従って、漂遊容
量Csのために、コンデンサ503に導入される応答電流は（そして、信号の周波数
低下も）あり得ない。大きな値のフィードバック抵抗器501は、反転増幅器1302
の出力1304と増幅器502の非反転入力との間に接続されている。Csaは、増幅器13
02の出力1304とその反転入力1303との間に存在する、固有漂遊容量である。増幅
器1301および1302の双方の出力でインピーダンスが低いため、Csaを流れる応答
電流は、周波数応答を低下させ得ない。これは、効果的に短絡されているためで
ある。増幅器1301と増幅器502との組み合せは、上述した回路のいずれにも置き
換え得る（特に、周波数応答を向上させるためには、図13Bの回路を、図11Bの回
路の入力ステージ502に置き換えることが望ましい）。
図14は、１つの大きな抵抗器よりずっと簡単に制御される、抵抗値を用いた、
高利得回路の例を示している。増幅器502に、
１つの大きなフィードバック抵抗器501（たとえば100メグオーム）を配置する代
わりに、抵抗器R1'、R2'、R3を含む抵抗器ネットワークがフィードバックループ
に接続されている。抵抗器R1およびR2は、増幅器502出力VOUTと増幅器反転入力
との間に（または、おそらく、図13Bの増幅器1302の出力1304と増幅器502の非反
転入力との間に）直列に接続され、抵抗器R3は、抵抗器R1とR2が接続され、接地
されているノードの間に接続されている。図14の回路の伝達抵抗利得である、vo ut
/iは、R1 + R2 + R1R2/R3に等しい。典型的な抵抗器の値、R1= R2 = 100キロ
オームかつR3 = 100オームで、100.2メガオームの伝達抵抗利得が得られる。こ
の回路は、また、大きなフィードバック抵抗器のリード対リード容量に由来する
、帯域幅を狭める効果をも低下する。
多極および多相コンデンサの構造
図15Aは、単極単相の円筒形コンデンサ1500の例示的な基本構造を示す側面図
である。回転子1502Aは、その長手方向の少なくとも一部を切り抜いた半円形の
スロット1512を有する円形ロッド1510を備えている。固定子1501Aは、端面にお
いて（図示されているように）半円形アークを形成する空洞な管状部材1514を有
している。回転子1502Aは、固有に不平衡になっており、結果として、その機械
的不平衡は、シャフトの特徴に望ましくない信号成分を導入し得る。このような
影響は、回転子1502Aの長さを固定子1501Aの端部を貫通するようにし、固定子を
貫通する両面（回転）スロットを提供し、必要とさ
れるモーメントを平衡させるためにこれらのスロットを180°回転させて設ける
ことにより防止され得る。これらの概念については、固定子および回転子が図16
-18Bにより詳細に示されている。
図16、18A-18Bを参照すると、好ましい実施態様では、ロッド状の円筒形回転
子1502bは、直径DRの固体導電金属ロッドから機械加工されており、比較的直径
の小さいシャフト部Sおよび直径の大きい本体部550を有している。好ましい実施
態様における本体部550は、円形の端部552、554および半円形のローブ部556、55
7、558を有している。中央ローブ部557は、２つの端部ローブ部556、558を接続
し、端部ローブ部はそれぞれ対応する端部まで延びている。
好ましい実施態様では、切欠き部1503、1504、1505は、（従来のフライス削り
または他の機械技術を用いて）本体部550から切り取られている。好ましい実施
態様では、切欠き部1503、1504は、同一の軸長1を有し、それぞれは、所定の深
さを有する半円形（半円筒形）ギャップを形成している。好ましい実施態様にお
ける中央切欠き部1505は、好ましい実施態様においては、軸長lの２倍の軸長lc
を有している。
管状固定子1501B（図17A-17Bを参照）は、回転子1501Bの外径DRよりも幾分か
大きい内径Dsを有している。好ましい実施態様においては、固定子1501Bは、実
質的に、導電金属の空洞管568である。切欠き部1503A、1504A、1505A（それぞれ
円形の半円筒を形成している）は、（従来の機械技術を用いて）
管568からから除去されている。好ましい実施態様においては、切欠き部1503A、
1504Aは、実質的に同一の（好ましい実施態様において、対応する回転子切欠き
部1503、1504の、対応する軸長に相当する）軸長lを有している。同様に、固定
子切欠き部1505Aの長さlcは、対応する回転子切欠き部1505の軸長lcにほぼ等し
い。
好ましい実施態様においては、回転子本体550は、回転子切欠き部1503と固定
子切欠き部1503Aとが（シャフトSの軸を中心に）ほぼ一致し、回転子切欠き部15
04と固定子切欠き部1504Aとが（シャフトの軸を中心に）ほぼ一致し、回転子切
欠き部1505が固定子切欠き部1505Aと同様に一致するように、管状の空洞固定子1
501B内に回転可能に配置されている。回転子外面550Aと固定子内壁576との間に
は、回転子が固定子内を自由に回転し、固定子に電気的に接触しないように、十
分な間隙が設けられている。固定子1510bは、回転子1502bがシャフトの回転時に
固定子と接触しないように、シャフトSに対してしっかりと固定されている。
回転子切欠き部1503、1504、1505が、対応する固定子切欠き部1503A、1504A、
1505Aと一致していると、回転子ローブ部556、557、558（特に、これらのローブ
部により形成される回転子外壁550A部分）と、固定子内壁576との間には比較的
大きな容量が存在する。回転子1502Bが、固定子1501Bに対して最大容量の位置か
ら離れて回転すると、回転子切欠き部1503-1505はそれぞれ、固定子切欠き部150
3A-1505Aと一致した位置
からはずれ、回転子ローブは、固定子切欠き部の一部と咬合し、トランスデュー
サの容量は線形に減少する（なぜなら、回転子外面550Aが、固定子内面576とは
あまり一致していないためである）。回転子切欠き部の内壁563、564、565と、
固定子内壁576との間の距離は、（回転子切欠き部内壁が、トランスデューサの
容量にあまり作用しないように）回転子部556、558における円筒形の回転子外壁
550Aと固定子壁との間の距離よりもはるかに大きくなっている。図16-18に示さ
れるコンデンサは、シャフトSの360°の回転につき、最小容量から最大容量へサ
イクルし、最小容量に戻る線形サイクルを一サイクルとする、単極単相コンデン
サを形成している。
図19は、固有平衡性回転子を有する二極単相コンデンサの基本構造を示してい
る。回転子1502Cは、その長手方向に沿って切り取った２つのスロットS1、S2を
有し、そのスロット内の表面が回転子の円周の90°分を覆い、一方のスロット内
の表面が、（回転子の直径に対して）他方のスロット内の表面と対向するように
なっている。スロット以外の、残りの円筒形回転子の表面もまた、それぞれ回転
子表面の90°分を覆い、同様に互いに対向している。固定子1501Cは、図示され
る実施例において互いに電気的に接続されている２つのアーク状セクション1601
A、1601Bを有している。このように構成される図19の容量トランスデューサは、
シャフトの電気周波数がシャフトの回転周波数の２倍になる（この信号のピーク
値は単極トランスデューサ構造から得られる信号の値の２倍になる）
シャフトの特徴および特性に不要な振動を導入しない固有平衡性回転子1502Cを
有している。
図20A-20Bは、dC/dxのグラフプロットを示し、ここで、ｘはすでに説明した単
極および二極コンデンサの機械的回転角度θである。コンデンサシャフトが0か
ら360°まで完全に一回転すると、単極コンデンサは、図20Aに示される１サイク
ルの電気波形1506を形成する。二極コンデンサは、１回の完全なシャフトの回転
において、２つの完全な電気サイクル1507を形成し得る（図20Bを参照）。すな
わち、Ｎ極コンデンサは、１回のシャフトの回転により、Ｎ個の完全な電気サイ
クルを形成し得る（Ｎは、任意の整数値である）。従って、二極コンデンサによ
り形成される電気信号周波数は、機械的回転周波数の２倍であり、ピーク出力電
圧は、単極コンデンサのピーク出力電圧の２倍である。（この最後の説明は真実
である。なぜなら、dC/dtは、１個でなく２個の固定子において発生しているか
らである。）Ｎ極コンデンサは、単極コンデンサの周波数のＮ倍の周波数および
単極コンデンサの電圧のＮ倍の電圧を形成し得る（振動周波数は、変化しない）
。
上記のような二極コンデンサ構造においては、他に重要な利点がある。すなわ
ち、二極コンデンサは、その差動設計特性により、機械的耐性が単極構造と比較
して所定の精度にあまり影響を与えない。これらの差動設計特性は、図21Aおよ
び21Bに示されている。図21Aにおいて、２枚の平行（固定子等価）プレート1601
Aおよび1602Aは、（回転子等価）プレート
1603Aから同一の距離に配置されている。1604Aは、固定プレート1601Aと1602Aと
の間を電気的に接続している。容量C1は、プレート1601Aと1603Aとの間に存在し
ている。同様に、容量C2は、プレート1602Aと1603Aとの間に存在してる。d1およ
びA1は、それぞれ、C1を決定する距離および面積であり、一方d2およびA2は、回
転子プレート1603と固定子プレート1602Aとの間の容量Cを決定する距離および面
積パラメータである。図21Aの構造の容量合計は、以下の式で表される：
実際、A1 = A2 = Aおよび本実施例では面積は変化しない。従って、式11aは、式
11bに簡略化される：
もし、最初にd1 = d2 = d0であり、d0が、△dのわずな変化により変化するなら
ば、式11bは、以下の式12として表される：
は、C1の変化を示し、
は、C2の変化を示しす。△dが、d0の約10%であるならば、C1は、約10%増加し、C
2は、約10%減少し得る。しかし、C1およびC2の合計は、わずか約1%しか変化しな
い。すなわち、互いにオフセットする容量は、事実、互いに相殺し合って増加お
よび減少する。
傾斜プレート1603Aは、プレートの長さおよび／または幅に従ってd0にわずか
な変化を与える。しかし、Cのこの変化は、C1またはC2の変化に比べるとはるか
に小さい。図21Aに示されるこの「差動」構造により、機械的構造における重要
な許容差変化に対して、Cは安定した値となる。
図21Bは、二極コンデンサが、単一回転子および割固定子を用いてどのように
して形成され得るのかを示す図19に対応する構成である。このコンデンサは、機
械および組立許容差における相対的な不精密さにもかかわらず、比較的正確であ
る。図21Aおよび21Bの形態は類似しているため、式12は図21Bの容量値もまた示
し、図21Bの構造はまた、差動設計から得られる安定性を示している。
二極三相コンデンサの構造
図22A-22Fは、本発明による、例示的な円筒形二極三相円筒
形コンデンサ1800の好ましい実施態様を示す。このコンデンサ1800は、図10に示
される好ましい三相回路と共に使用するのに適切である（図10の回路は、図13B
の入力ステージを用いるのが好ましい）。
コンデンサ1800は、単一な共通回転子1804を機械加工により形成する、円形ア
ルミニウムロッド1802を有している。２つの長手スロット1806A、1806Bは、軸リ
ービングロッド円筒形部分1808A、1808Bに沿って対向するように、回転円筒形容
量プレート領域として、ロッド1802に刻まれている。好ましい実施態様では、円
筒形表面1808A、1808Bの円周部の合計は、スロット1806A、1806Bを形成する、ロ
ッド1802から切り取られた円周部の合計と等しい。
駆動シャフト1810は、ロッド1802の中央から長手方向に形成されたボアに挿入
され（または必要に応じて、ロッド端部から機械加工され）、回転子1804を回転
させる。シャフト1810は、第１端部1810Aおよび第２端部1810Bを有している。端
部1810Bは、（ベアリングを搭載できるように）自由シャフト端部となっており
、好ましい実施態様では、ベアリング（図示されていない）の内部リングを貫通
している。端部1810Aは、シャフトのカップ端部であり、その内部にくぼみ1811
を形成し、共通ブラシ1812と点接触できるようになっている。図22C-22Eは、固
定子1820を様々な方向から示しており、好ましい実施態様では、固定子1820は、
アルミニウム管1824の様々な異なるセクションにウインドウ1822A、1822Bを刻み
込むこと
により形成される。管部1826の刻まれていない部分1823は、コンデンサ1800の固
定子プレートとして作用する。刻まれていない部分1823の内周部の合計は、刻ま
れた部分1822の内周部の合計と等しくなっており、固定子プレートの動作領域を
形成している。二極が所望される場合には、固定子「ウインドウ」1822の幅は、
約180°である。三極が使用される場合には、ウインドウ1822の回転「幅」は、
約120°から180°内である。回転子の長さに沿って均一にスロット1806を刻み込
むことによって形成される回転子1804の軸構造により、いかなる相も軸振動また
は変化に対して敏感でないという所望の効力が生み出される。
図22Fは、同軸上に重ねられ、絶縁体1830により互いに分離されている、３つ
の固定子1820A、1820B、1820Cの側面図である。固定子ウインドウ1822は、コン
デンサにより形成される波形の「ノッチ」が電気的に互いに関連して回転される
ように、互いに関連して回転される。３つの固定子1820A-1820Cは、単一な共通
回転子1804と協同して動作する。好ましい実施態様では、端部キャップ1832A、1
832Bは、ベアリング（図示されていない）および固定子1820を保持している。完
全な回転子1804は、固定子1820A-1820C内部に搭載され、ベアリングおよび絶縁
端部キャップ1832により固定される。電気接点1812は、回転子シャフト端部のく
ぼみ1811と接触するポイントベアリングとして概略的に示されているが、ブラシ
、導電流体、または磁気的に保持されている導電粉末からなっている。好
ましい実施態様においては、この接触により、回転子1804への共通の電気接続が
なされている。
例示的な寸法に関しては、回転子1804の適切な全長は、約3インチ、適切な回
転子の直径は、1.000インチ、そして回転子1804と固定子1820との間の適切な空
間は、（d1、d2）=.007インチである（図21Bを参照）。
1832A、1832Bおよび1832Cは、コンデンサ1800の複数の対応する相（すなわち
、固定子）を接続する、電気接続である。これらの３相接続1832は、例えば、図
10に示されるオペアンプ502A、502B、502Cの反転入力に接続され得、接点1812は
、接地接続され得る。３相1832により形成される信号は、図示される実施態様に
関して図10A-10Cに示される信号と同一である。
図10の回路から得られる出力がシャフト回転速度における瞬間的な変化を示す
が、シャフト回転の方向は示していないことに留意しなければならない。さらに
、二極装置においては、回転に対応する周波数の倍増により、シャフト1810の部
分における180°不確実性が導入される。多数の応用において、シャフト回転の
方向は一定であるため、方向を感知する必要はない。また、絶対的なシャフトの
位置に関する情報も必要ではない。
二相または三相装置における二相間では、90°とはかなり隔たった電気的回転
が存在するため、このような情報が必要でない場合には、これらの二相は、回転
方向を決定するため
に使用され得る。90°すなわち直角位相の二相配置から得られるスイッチングま
たは方形波バイポーラ出力波形は、回転方向の情報を提供するのに使用され得る
単一な２ビット二進分カドラントコードを提供する。所望されるなら、相信号で
はなくシャフトゼロ位置を決定するために、さらなる装置が使用され得る。例え
ば、特定相の先端部を検出して「ゴー"go"」同期を得るために（および回転子の
絶対位置に関するさらなる情報を得るために）、回転子1804は、その内部に光結
合器を有し、または磁石もしくは鏡がその内部（例えば、シャフト端部1810A）
に埋め込まれ得る。
本発明は、現在最も実用的で好ましい実施態様であると思われるものに関連し
て記載されているが、本発明は開示の実施態様には限定されない。しかし、添付
の請求の範囲の精神および範囲内ある様々な変更および同等の改変が含まれるも
のとする。
【手続補正書】特許法第１８４条の８
【提出日】１９９２年６月２３日
【補正内容】
請求の範囲
１．回転シャフトの動きを分析するシャフト回転分析器であって、
実質的に一定の直流（ＤＣ）電圧供給源と、
該一定ＤＣ電圧供給源に電気的に接続され、該シャフトに機械的に結合されて
おり、該シャフトの瞬間速度に応答して時間に伴って容量を変化させ、該シャフ
ト回転に応答して該電圧供給源へ／から時間変化電流を流すようにする容量トラ
ンスデューサ手段と、
該コンデンサトランスデューサ手段に電気的に結合されており、該時間変化電
流を、該シャフトの瞬間角速度を直接示す信号に変換する変換手段とを備えてい
る分析器。
２．前記容量トランスデューサ手段が、前記シャフトの回転に応答して容量を連
続的に変化させる可変コンデンサを備えており、前記信号が該容量の変化の時間
率を直接示す請求項１に記載の分析器。
３．前記可変コンデンサが、互いに電気的に絶縁されている複数の離散要素を有
しており、
前記一定ＤＣ電圧供給源が該要素のそれぞれに接続されており、
前記変換手段が該複数の要素のそれぞれへ／から流れる電流レベルに独立して
応答し、かつ、該要素の１つによって発生される電流レベルを選択し他の要素に
よって発生される電流レベルを非選択とする手段を備えている、請求項２に記載
の分析器。
４．前記トランスデューサ手段が、前記シャフトに結合されており第１の筒状表
面を規定する回転可能な回転子手段と、該第１の表面とは離れて対向する第２の
筒状表面を規定する固定した固定子手段とを備えており、前記容量は、該第２の
筒状表面に対向する該第１の筒状表面の表面積に依存する請求項２に記載の分析
器。
５．前記第１の表面が前記シャフトの回転に伴って前記第２の表面に関連して回
転し、該第２の表面に対向する該第１の表面の表面積が該シャフトの位置に依存
する請求項４に記載の分析器。
６．前記トランスデューサ手段が、
前記回転シャフトに関連する位置に固定されている固定子伝導部材と、
該シャフトに機械的に結合されており、該固定子部材の近傍に配されている回
転子伝導部材とを備えており、該固定子および回転子部材の間にはシャフト回転
に応答して該シャフトの回転範囲の少なくとも一部にわたって連続的に変化する
容量が存在する請求項１に記載の分析器。
７．回転可能なシャフトに機械的に結合されており、該シャフトの回転に応答し
て変化する容量を供給する可変コンデンサ手段と、
該コンデンサ手段に電気的に接続されており、該コンデンサ手段に実質的に一
定の電位を印加するＤＣ供給手段であっ
て、該電位は該変化する容量の変化率に応じた充電電流を該シャフトの回転に応
答して流れるように誘導する、ＤＣ供給手段と、
該コンデンサ手段に電気的に結合されており、該誘導電流に応答して該シャフ
トの瞬間角速度を示す信号を生成する信号生成手段とを備えているシャフト回転
検出器。
８．前記可変コンデンサ手段が、第１および第２のコンデンサプレートを備えて
おり、前記印加手段が、該プレートに接続されており該コンデンサプレートに定
電圧を印加する一定直流電圧供給手段を備えている請求項７に記載のシャフト回
転検出器。
９．前記可変コンデンサ手段が、前記シャフトが回転する角度の少なくとも一部
にわたってシャフト回転角度に応答して容量を実質的に線形に変化させる請求項
７に記載のシャフト回転検出器。
１０．固定子要素、回転子要素、および該回転子要素に接続されている回転可能
なシャフトを備えている可変コンデンサであって、該シャフトの回転に応答して
変化する容量が該固定子要素と該回転子要素との間に存在する可変コンデンサと
、
第１および第２の入力端子並びに出力端子を備えており、該第１の入力端子は
該可変コンデンサの固定子要素および可変コンデンサの回転子要素のうち一方に
接続されている増幅器手段と、
該増幅器手段の第２の入力端子に接続されており、実質的
に一定のＤＣ電圧が該固定子要素と回転子要素との間に存在するようにさせる一
定直流（ＤＣ）電圧供給手段とを備えており、
該増幅器手段が、該可変コンデンサの電気容量の変化率に応じた大きさを有す
る角速度信号を該出力端子で生成するシャフト回転検出器。
１１．前記信号が前記シャフトの瞬間角速度に応じた成分を含んでいる請求項１
０に記載の検出器。
１２．シャフトの回転を測定するための装置であって、
該シャフトに機械的に結合されている可変コンデンサアセンブリであって、互
いに電気的に絶縁されている第１および第２のコンデンサ要素を備えているアセ
ンブリと、
該第１および第２のコンデンサ要素に電気的に接続されており、該シャフトの
回転に応答して第１の電流を該第１の容量要素へ／から流れるように誘導し、該
シャフトの回転に同様に応答して第２の電流を該第２の容量要素へ／から流れる
ように誘導する手段であって、該第１および第２の電流の間にはゼロでない電気
的位相角が存在する、手段と、
該第１のコンデンサ要素に接続されており、該第１の電流を第１の電気的波形
に変換する第１の変換手段と、
該第２のコンデンサ要素に接続されており、該第２の電流を第２の電気的波形
に変換する第２の変換手段と、
該第１および第２の電気的波形を受け取るように接続されており、該第２の波
形が不連続である場合には常に該第１の
波形を選択し、該第１の波形が不連続である場合には常に該第２の波形を選択す
る手段とを備えている装置。
１３．前記選択手段が、
前記第１の波形を受け取るように接続されており、該第１の波形の絶対値を表
す第１の絶対値信号を生成する第１の絶対値手段と、
前記第２の波形を受け取るように接続されており、該第２の波形の絶対値を表
す第２の絶対値信号を生成する第２の絶対値手段と、
該第１および第２の絶対値信号を受け取るように接続されており、最大の振幅
を有する絶対値信号を選択する手段とを備えている請求項１２に記載の装置。
１４．前記絶対値信号選択手段が、
アノード端子およびカソード端子を有しており、該アノード端子は前記第１の
絶対値信号を受け取るように接続されている第１のダイオードと、
アノード端子およびカソード端子を有しており、該アノード端子は前記第２の
絶対値信号を受け取るように接続されている第２のダイオードとを備えており、
該第２のダイオードのカソードは該第１のダイオードのカソードに接続されてい
る請求項１３に記載の装置。
１５．前記絶対値信号選択手段が、
前記第１の絶対値信号を受け取るように接続されており、該第１の信号の振幅
が前記第２の絶対値信号の振幅よりも大
きい場合にのみ該第１の信号を通過させる第１のダイオード手段と、
該第２の絶対値信号を受け取るように接続されており、該第２の信号の振幅が
該第１の絶対値信号の振幅よりも大きい場合にのみ該第２の信号を通過させる第
２のダイオード手段とを備えている請求項１３に記載の装置。
１６．前記可変コンデンサが前記第１および第２の要素とは電気的に絶縁されて
いる第３のコンデンサ要素を備えており、
前記誘導手段が、該第３のコンデンサ要素にも電気的に接続されており、前記
シャフトの回転に応答して第３の電流を該第３の容量要素へ／から流れるように
同様に誘導し、前記第１および第２の電流の間にはゼロでない電気的位相角が存
在し、該第１および第３の電流の間にはゼロでない位相角が存在し、
該第３のコンデンサ要素に接続されており、該第３の電流を第３の電気的波形
に変換する第３の変換手段を前記装置がさらに備えており、
前記選択手段が、該第３の波形を受け取るように接続されており、該第１、第
２および第３の波形のうち最大の振幅を有する１つを選択する手段を備えている
請求項１２に記載の装置。
１７．前記第１および第２の変換手段がそれぞれ、迷容量による周波数応答劣化
を低減する手段を備えている請求項１２に記載の装置。
１８．前記選択手段によって選択された前記信号が、前記シャフトの角速度の瞬
間変化を表す第１の信号成分および該シャフトの角位置の瞬間変化を表す第２の
信号成分を含んでいる請求項１２に記載の装置。
１９．前記シャフトに機械的に結合されており、該シャフトの位置が少なくとも
１つの所定のシャフト位置に適合する毎に検出を行うシャフト位置符号化手段を
さらに備えている請求項１８に記載の装置。
２０．シャフトの回転を測定する装置であって、
該シャフト手段に機械的に結合されており、該シャフトの回転角の少なくとも
一部にわたって連続的に変化する容量を供給する可変コンデンサ手段と、
該可変コンデンサ手段に電気的に接続されており、該可変コンデンサ手段に一
定のＤＣ電圧を印加し、該容量の変化に応答して電流を該コンデンサ手段へ／か
ら流れるように誘導する手段と、
該電流を受け取るように接続されており、該電流を該容量の変化の時間率を表
す成分を有する電気信号に変換する変換手段とを備えている装置。
２１．回転可能なシャフトに機械的に結合されており、該シャフトの回転に応答
して変化する容量を供給する可変コンデンサ手段と、
該コンデンサ手段に電気的に結合されており、該コンデンサ手段に実質的に一
定の直流電位を印加する印加手段であっ
て、該電位が該変化する容量に応じた電流を該可変コンデンサ手段に流れるよう
に誘導する、印加手段と、
該コンデンサ手段に電気的に結合されており、該誘導電流に応答してシャフト
回転速度を示す信号を生成する生成手段とを備えているシャフト回転検出器。
２２．シャフトの回転を測定する方法であって、
１）第１および第２の電気的に絶縁されたコンデンサ要素を有する可変コンデ
ンサアセンブリに機械的に結合されているシャフトを回転させるステップ、
２）該シャフトの回転に応答して第１の電流を該第１のコンデンサ要素へ／か
ら流れるように誘導するステップ、
３）該シャフトの回転に同様に応答して第２の電流を該第２の容量要素へ／か
ら流れるように誘導するステップであって、該第１および第２の電流の間にはゼ
ロでない電気的位相角が存在するステップ、
４）該第１の電流を第１の電気的波形に変換するステップ、
５）該第２の電流を第２の電気的波形に変換するステップ、
６）該第２の波形が不連続である場合には該第１の波形を選択するステップ、
および
７）該第１の波形が不連続である場合には該第２の波形を選択するステップを
包含する方法。
２３．前記選択するステップが、
前記第１の電気的波形の絶対値を発生させること、
前記第２の電気的波形の絶対値を発生させること、および
該第１および第２の電気的波形のうち、最大の絶対値を有する一方を選択する
ことを包含する請求項２２に記載の方法。
２４．前記変換手段が、
出力端子並びに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１の入力端子との間に接続されているフィードバック抵抗器
と、
前記一定ＤＣ電圧供給源の該出力を該第１および第２の入力端子を介して前記
容量トランスデューサ手段に効果的に接続する手段とを備えている請求項１に記
載のシャフト回転分析器。
２５．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに反転および非反転入力端子を有する線形演算増幅器と
、
前記時間変化電流が該演算増幅器の反転および非反転入力端子の少なくとも一
方へ／から流れるように、前記一定ＤＣ電圧供給源を該反転および非反転入力端
子を介して前記容量トランスデューサ手段に効果的に接続する手段とを備えてい
る請求項１に記載のシャフト回転分析器。
２６．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器で
あって、前記容量トランスデューサ手段が該第１の入力端子に結合されており、
前記一定ＤＣ電圧供給源が該第２の入力端子に結合されている線形演算増幅器と
、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、一定のＤＣ供給電圧が該容量トランスデュー
サ手段に印加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままで
ある請求項１に記載のシャフト回転分析器。
２７．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器で
あって、前記容量トランスデューサ手段および前記一定ＤＣ電圧供給源が該第１
の入力端子に直列に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、一定のＤＣ供給電圧が該容量トランスデュー
サ手段に印加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままで
ある請求項１に記載のシャフト回転分析器。
２８．前記信号生成手段が、
出力端子並びに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１の入力端子との間に接続されているフィードバック抵抗器
と、
前記一定電位を前記コンデンサ手段に印加するように、前記ＤＣ供給手段を該
第１および第２の入力端子を介して該コンデンサ手段に効果的に接続する手段と
を備えている請求項７に記載のシャフト回転検出器。
２９．前記信号生成手段が、
出力端子を有し、さらに反転および非反転入力端子を有している線形演算増幅
器と、
前記ＤＣ供給手段の出力が前記コンデンサ手段に印加され、前記変化する電流
が該演算増幅器の反転および非反転入力端子のうち少なくとも一方へ／から流れ
るように、該反転および非反転入力端子を介して該コンデンサ手段に該ＤＣ供給
手段を効果的に接続する手段とを備えている請求項７に記載のシャフト回転検出
器。
３０．前記信号生成手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記コンデンサ手段が該第１の入力端子に結合されており、前記Ｄ
Ｃ供給手段が該第２の入力端子に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、前記一定のＤＣ電位が該コンデンサ手段に印
加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求項
７に記載のシャフト
回転検出器。
３１．前記信号生成手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記コンデンサ手段および前記ＤＣ供給手段が共に直列に結合され
ており、該直列接続されたコンデンサ手段とＤＣ供給手段が該第１の入力端子に
結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、一定のＤＣ電位が該コンデンサ手段に印加さ
れるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求項７に
記載のシャフト回転検出器。
３２．前記増幅器手段が、
出力端子並びに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１の入力端子との間に接続されているフィードバック抵抗器
と、
前記一定ＤＣ電圧供給手段の出力が前記コンデンサに印加されるように、該コ
ンデンサおよび該一定ＤＣ電圧供給手段を該第１および第２の入力端子に直列に
効果的に接続するための手段とを備えている請求項１０に記載のシャフト回転検
出器。
３３．前記増幅器手段が、
出力端子を有し、さらに反転および非反転入力端子を有している線形演算増幅
器と、
前記時間変化電流が該演算増幅器の反転および非反転入力端子のうち少なくと
も一方へ／から流れるように、前記一定ＤＣ電圧供給手段を該反転および非反転
入力端子を介して前記コンデンサに効果的に接続する手段とを備えている、
請求項１０に記載のシャフト回転検出器。
３４．前記増幅器手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記コンデンサが該第１の入力端子に結合されており、前記一定Ｄ
Ｃ電圧供給手段が該第２の入力端子に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、該一定ＤＣ供給手段の電圧が該可変コンデン
サに印加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである
請求項１０に記載のシャフト回転検出器。
３５．前記増幅器手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記コンデンサおよび前記一定ＤＣ電圧供給手段が該第１の入力端
子に直列に結合され
ている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、該一定ＤＣ供給手段の電圧が該コンデンサに
印加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求
項１０に記載のシャフト回転検出器。
３６．前記変換手段が、
出力端子並びに第１および第２の入力端子を有する線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１の入力端子との間に接続されているフィードバック抵抗器
と、
前記一定ＤＣ電圧を該第１および第２の入力端子を介して前記可変コンデンサ
手段に効果的に接続するための手段とを備えている請求項２０に記載の装置。
３７．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに反転および非反転入力端子を有している線形演算増幅
器と、
前記電流が該演算増幅器の反転および非反転入力端子のうち少なくとも一方へ
／から流れるように、前記一定ＤＣ電圧を該反転および非反転入力端子を介して
前記可変コンデンサ手段に効果的に接続する手段とを備えている請求項２０に記
載の装置。
３８．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記可変コンデンサ手段が該第１の入力端子に結合されており、前
記一定ＤＣ電圧が該第２の入力端子に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、該一定ＤＣ供給電圧が該コンデンサ手段に印
加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求項
２０に記載の装置。
３９．前記変換手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記容量トランスデューサ手段および前記誘導手段が該第１の入力
端子に直列に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、一定ＤＣ供給電圧が前記コンデンサ手段に印
加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求項
２０に記載の装置。
４０．前記生成手段が、
出力端子並びに第１および第２の入力端子を有する線形演
算増幅器と、
該出力端子と該第１の入力端子との間に接続されているフィードバック抵抗器
と、
前記一定ＤＣ電位を該第１および第２の入力端子を介して前記可変コンデンサ
手段に効果的に接続するための手段とを備えている請求項２１に記載のシャフト
回転検出器。
４１．前記生成手段が、
出力端子を有し、さらに反転および非反転入力端子を有している線形演算増幅
器と、
前記電流が該演算増幅器の反転および非反転入力端子のうち少なくとも一方へ
／から流れるように、前記一定ＤＣ電位を該反転および非反転入力端子を介して
前記可変コンデンサ手段に効果的に接続する手段とを備えている請求項２１に記
載のシャフト回転検出器。
４２．前記生成手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記可変コンデンサ手段が該第１の入力端子に結合されており、前
記一定ＤＣ電位が該第２の入力端子に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、該一定ＤＣ電位が該コンデンサ手段に印加さ
れるように、小さなオフセット電圧を除
いては同じ電位のままである請求項２１に記載のシャフト回転検出器。
４３．前記生成手段が、
出力端子を有し、さらに第１および第２の入力端子を有している線形演算増幅
器であって、前記容量トランスデューサ手段および前記印加手段が該第１の入力
端子に直列に結合されている線形演算増幅器と、
該出力端子と該第１および第２の入力端子のうち少なくとも一方との間に接続
されているフィードバックインピーダンスとを備えており、
該第１および第２の入力端子は、前記一定ＤＣ電位が前記コンデンサ手段に印
加されるように、小さなオフセット電圧を除いては同じ電位のままである請求項
２１に記載のシャフト回転検出器。
４４．回転可能な部材に結合されており、該部材の回転速度を測定する検出装置
であって、
該部材に結合されている可変コンデンサであって、該回転可能な部材の回転に
応答して変化する容量を供給する可変コンデンサと、
実質的に一定のＤＣ電位をその出力として供給するＤＣ電圧供給源と、
少なくとも１つの入力端子および出力端子を有する増幅器回路手段とを備えて
おり、該実質的に一定のＤＣ電位が該入力端子を介して該可変コンデンサに結合
され、該増幅器回路
手段は、該出力端子で、該可変コンデンサの容量の時間に関する変化率に正比例
し、かつ、該回転部材の特徴を示す信号を生成する検出装置。
４５．前記可変コンデンサが第１および第２の端子を備えており、
前記増幅器回路手段が、反転入力端子、非反転入力端子および前記出力端子を
有する線形演算増幅器を備えており、該反転および非反転入力端子の間には電圧
差は実質的には存在せず、該可変コンデンサの第１の端子が該反転および非反転
入力端子の一方に接続されており、前記ＤＣ電圧供給出力が、（ｉ）該反転およ
び非反転入力端子の他方、および（ii）該可変コンデンサの第２の端子のいずれ
かに結合されている請求項４４に記載の検出装置。
４６．前記増幅器回路手段によって生成された前記信号は、前記部材の回転速度
を直接示す請求項４４に記載の検出装置。