【発明の詳細な説明】
ビデオ信号処理
本発明は、例えば、ビデオ信号処理におけるノイズの量を低減するなど、ビデ
オ信号を処理する方法および装置に関するものである。本発明は、かかる装置を
備えたテレビジョン信号受信機に関するものでもある。
ドイツ特許出願ＥＰ−Ａ−0,581,059 明細書には、第１入力信号がテレビジョ
ン信号もしくはビデオ信号であり、第２入力信号がフィールド遅延回路によりフ
ィールド周期に亘って遅延したノイズ低減回路の出力信号の低周波部分であるノ
イズ低減回路を備えた回路装置によるテレビジョン信号もしくはビデオ信号の回
帰ノイズ低減の方法が開示してあり、データ率を低減するための低減フィルタを
ノイズ低減回路の出力端とフィールド遅延回路の入力端との間に配置して、蓄積
容量の小さいフィールド遅延回路を用い得るようにしてある。この低減フィルタ
は、周波数帯域幅を係数２だけ低減するための低域通過フィルタ、振幅分解能を
８ビットから７ビットに低減するための回路およびデータ率を係数２だけ低減す
るための回路を備えており、フィールド遅延回路の出力端とノイズ低減回路の第
２入力端との間には、データ率を増大させるために補間フィルタを配置してある
。
汚れのない画像を得るにはなお手を加える余地があることが実験的には判って
いる。
本発明の目的は、就中、加工の余地を低減したビデオ信号処理の方法および装
置を提供することにある。この目的のために、本発明の第１面は請求項１に規定
するような方法を提供し、本発明の第２面は請求項６に規定するようなクランプ
・ノイズ低減フィルタを提供し、本発明の第３面は請求項７に規定するようなテ
レビジョン信号受信機を提供する。その他の従属項には有利な実施例を規定して
ある。
第１面によれば、本発明は、当該ビデオ信号に応じて濾波出力信号を供給する
過程を備えてビデオ信号を処理する方法において、当該ビデオ信号の先行時間期
間における濾波によって行なわれた修飾の統計的特性に応じて当該ビデオ信号を
適応させるビデオ信号処理方法を提供する。
したがって、本発明によれば、像系列における歪みの量にフィルタを適応させ
ることによって上述した問題を解決する。その目的のために、先行時間期間に濾
波によって行なわれた修正の統計的特性が決定され、好ましくは、各フィールド
毎の平均的修正が計算される。歪みの大きい系列においては、フィルタの効果が
歪みの小さい系列におけるよりも強いことが期待され、フィルタが理想的に動作
し、歪みが均一に分布しておれば、平均的修正が歪みのピークレベルの半分に近
いことも期待される。本発明を回帰フィルタに適用した場合には、したがって、
測定した平均的修正をフィルタの適応に用いることができるので、期待される歪
みのピーク値より差が大きい場合には、回帰フィルタの混合比ｋは１に達する。
その結果、歪みが小さい場合には濾波を弱くし、歪みが大きい場合には濾波を強
くする。かかる適応を達成するためには、現下のフィールドにおいて計算した平
均的修正を、濾波の効果を次のフィールドで制限するのに用いる期間を規定する
のに用いることができる。なお、濾波によって行なわれる平均値の替りに、他の
統計的特性、例えば中間値を用いることができる、フィールド期間の替わりに、
フレーム期間あるいはライン期間のような他の時間期間を用いることができる。
本発明のかかる面は、以下に述べる実施例から明らかになり、実施例を参照し
て説明する。
付図において：
図１は、クランプ・ノイズ低減フィルタの簡単な実施例における本発明の第１
用途のブロック線図を示し；
図２は、クランプ・ノイズ低減フィルタの好適な実施例における本発明の第２
用途の詳細なブロック線図を示し；
図３は、クランプ・ノイズ低減フィルタの有効なｎ部分構成における本発明の
第３用途を示し；
図４は、クランプ・ノイズ低減フィルタの有効なｎ部分構成における本発明の
第４用途を示し；
図５は、本発明によるアルゴリズムの実施例のフローチャートを示す。
本発明の第１実施例は、ビデオ信号に対するクランプ・ノイズ低減に関するも
のである。周知のように、画像データのクランプ・ノイズ低減は、回帰性時間フ
ィルタを用いて実現することができる。この場合、移動を示すτおよび入力輝度
値Ｆ（ｘ，ｔ）用いた各画素位置ｘ＝（ｘ，ｙ）τについて、フィルタ出力ＦF
（ｘ，ｔ）は、つぎの(1)式のように規定される。
ＦF（ｘ，ｔ）＝ｋ*Ｆ（ｘ，ｔ）＋（１−ｋ）*ＦF（ｘ，ｔ−Ｔ） (1)
ここに、ｋはフィルタ特性を規定する制御パラメータであり、Ｔはビデオ信号の
フィールド周期であって、５０Ｈｚ環境においては２０ｍｓに等しい。
(1)式から判るように、現下のフィールドにおける各画素については、先行フ
ィールドからの濾波出力輝度値をフィールド・メモリに蓄積しなければならない
。しかしながら、フィールド・メモリは高価であるので、本発明の現下の実施例
においては、各ライン上の個々の画素群の時間的濾波の替わりに、当該ライン上
の全画素（もしくは少なくとも大部分の画素）の平均値の時間的濾波を提案して
いる。その基本的構想のブロック線図を図１に示す。
垂直位置ｙにおけるＮ画素群を有するラインに対する平均輝度値ＦA（ｙ，ｔ
）は、つぎの(2)式のように規定される。
濾波出力平均輝度値ＦAF（ｙ，ｔ）は、つぎの(3)式となる。
必要なメモリは、ライン・メモリの約１／３、もしくはフィールド・メモリの
１／７２０に低減される。
この場合入力輝度値Ｆ（ｘ，ｔ）を有する位置ｘにおける画素に対するフィル
タ出力ＦF（ｘ，ｔ）は、つぎの(4)式によって与えられる。
インターレース画像および静止（非移動）画像を除き、各ラインの直流レベル
は、先行画像において対応するラインの直流レベルに等くあるべきである。した
がって、画素群の平均値（直流レベル）の強い（回帰性）濾波は、クランプ誤差
を有効に消去する。
原理的にインターレース画像については、（ライン当り単一値の）フレーム遅
延が必要であるが、さらに重要なのは、画像の動き、特に垂直方向の動きがライ
ン当りの平均画素値を大幅に変化させることである。（画素に対する時間的濾波
における動き検出器に類似した変化検出器は、フィルタを適応させるのに適用す
ることができる。）フィルタ係数ｋの値は、基本的に、つぎの(5)式のように規
定される絶対差ＤＩＦ（ｙ，ｔ）の単調減少関数となる。
このようにして、エッジ保存回帰性フィルタが得られる。
回帰性垂直濾波をつぎの(6)式による絶対差ＤＩＦ（ｙ，ｔ）に適用した場合
には、極めて信頼性のあるフィルタ係数ｋが得られる。
したがって、フィルタ係数ｋは、つぎの(7)式のように計算される。
現下のクランプ・ノイズ低減回路においては、各ラインを複数線分に分割した場
合に、代替のさらに有効な問題解決が可能になることが判った。かかる線分分割
の背景は、複数線分の少なくとも一つでは、動きによる直流分変化が起っていな
そうなことである。
位置ｙにおけるラインからのＮs画素群中の各線分Ｓi（y）については、平均
輝度値ＦA（Ｓi（y），ｔ）はつぎの(8)式のように規定される。
ここに、ｉ∈〔１，---,ｎ〕であり、ｎは線分の個数であって、Ｎ＝ｎ*Ｎsであ
る。そのうえに、各線分については、互いに独立に平均輝度値ＦA（Ｓi（y），
ｔ）が濾波され、先行フィールドの対応した線分からの情報を用いて、つぎの(9
)式による濾波出力平均輝度値ＦAF（Ｓi（y），ｔ）が得られる。
解くべき次の問題は、動きによる直流分変化が起っていない線分を如何にして
見出すかである。ここでは、差の順統計フィルタ（ＤＯＳＦ）を用いることを提
案する。仮定は、最末端の線分は動きに影響されない、ということである。
各線分Ｓi（y）については、つぎの(10)式による差ＤＩＦi（ｙ，ｔ）が得ら
れる。
Ｄiｆ＝（Ｄiｆ1,Ｄiｆ2.---Ｄtｆ1n）Tが順次の差からなる列ベクトルである
とすると、つぎの(11)式のようになる。
したがって、差順統計フィルタＤＯＳＦの出力は最末端線分の平均値とすること
ができ、その線分は、基準線分と呼び、Ｓｒで表わし、つぎの(12)式のように規
定される。
ここに、Ｃは、つぎの(13)式の関係にある係数Ｃiの行マトリックスである。
つぎの(14)式に示すように、複数線分の平均値を用いるのが有利であることが示
されている。
基準線分の平均値は、入力信号の修正に用いられ、位置ｘにおける入力輝度値
Ｆ（ｘ，ｔ）を有する画素に対する濾波出力ＦF（ｘ，ｔ）は、つぎの(15)式に
よって与えられる。
実際には、黒色および頂点の白におけるクリップは、アンダーフロおよびオーバ
フローを防ぐ必要がある。他の実施例においては、個々のフィルタにおける差の
大きさに応じて順位数を変更することができる。
好適な実施例においては、あるフィールドの各ラインを７個の線分に分割する
。この場合における各ライン毎の各線分の濾波出力平均輝度値ＦAF（Ｓ（ｙ），
ｔ−Ｔ）を蓄積するのに必要なメモリは、２８８＊７に等しく、これは３個のラ
イン・メモリの容量にほぼ等しい。さらに、３個の線分が差順統計フィルタＤＯ
ＳＦに用いられ、その係数Ｃiは(14)式のようにして計算される。位置ｘにおけ
る入力輝度値Ｆ（ｘ，ｔ）の画素に対して設けたフィルタの出力ＦF（ｘ，ｔ）
は(15)式によって与えられる。
汚れのない画像を得るにはなお手を加える余地があることが実験的には判って
いる。この問題は、画像系列におけるクランプ・ノイズの量にフィルタ群を適応
させることによって解決された。この目的で、各フィールドに対する平均値修正
ＡＣ（t）は、つぎの(16)式によって計算される。
ここに、ＬＣ（ｙ，ｔ）は、位置ｙにおけるラインに対するライン修正であって
、つぎの(17)式のように計算される。
クランプ・ノイズが大きい系列においては、直流レベルに対するフィルタの効
果は、クランプ・ノイズが小さい系列におけるよりも強いことが期待される。フ
ィルタが理想的に動作し、クランプ・ノイズが均一に分布しておれば、平均的修
正がクランプ・ノイズのピークレベルの半分に近いことも期待される。したがっ
て、測定した平均的修正はフィルタを適応させるのに用いることができ、クラン
プ・ノイズの期待したピークレベルより差が大きい場合には、回帰フィルタの係
数ｋは１に達する。その結果、ノイズが小さい場合には濾波を弱くし、ノイズが
大きい場合には濾波を強くする。かかる適応を達成するためには、現下のフィー
ルドにおいて計算した平均的修正を、濾波の効果を次のフィールドで制限するの
に用いる期間を規定するのに用いることができる。実験的装置においては、この
期間をつぎの(18)式のように規定する。
濾波出力平均輝度値ＦAF（Ｓi（y）,ｔ）（(10)式参照）は、平均輝度値ＦA（Ｓ
i（y），ｔ）を有する所定の線分Ｓiに対し、つぎの(19)式に従って装飾される
。
ここに、
図１において、入力ビデオ信号は、ライン周波数信号Ｆ１によって（入力端ｒ
）リセットされた加算器１の第１入力端に供給され、加算器１の出力は、画素遅
延回路３による画素遅延周期Ｔｐに亘る遅延の後に、加算器１の第２入力端に供
給されるので、加算器１は、ライン上の全画素値の和を決定する。分割器５は、
ライン上の画素の個数Ｎでその和を分割し、（２）式に示すように、ライン上の
画素値の平均ＦAを得る。減算器７は、分割器５の出力信号と、上述の式に述べ
た信号Ｆを提供するライン遅延回路９によりライン遅延周期Ｔ１に亘って遅延し
た入力ビデオ信号との間の差を決定する。分割器５の出力信号は、２８８個の８
ビット標本、すなわち、１フィールド２８８本の能動ビデオ・ラインそれぞれの
１標本（勿論、ＮＴＳＣ信号では、異なる本数の能動ライン）を保持するのに十
分な蓄積容量を有するフィールド遅延回路１３を介して出力端を第２の入力端に
結合させた混合器１１の第１入力端に供給される。混合器１１は、分割器５の出
力信号にｋを乗算し、フィールド遅延回路１３の出力信号に１−ｋを乗算し、そ
の後に、（３）式に示すように、かかる３信号を相互に加算する。加算器１５は
、混合器１１の出力信号ＦAFを減算器７の出力信号に加算して、（４）式により
ビデオ出力信号を得る。このようにして形成されたフイルタは、１次の時間回帰
フイルタとなる。メモリ１３の蓄積容量が比較的小さく、例えば、１０個の８ビ
ット標本を維持するに足る蓄積容量の場合には、このフイルタは、１次の垂直回
帰フイルタとなる。なお、両方の混合実施も同様に可能であることは勿論である
。
本発明の目下の実施例においては、混合器乗算制御信号ｋおよび１−ｋは、つ
ぎのようにして得られる。平均ＦAと濾波出力平均ＦAFとは、（１７）式に従っ
て動作する減算ブロック１７に供給されて、ライン修正信号ＬＣを得る。このラ
イン修正信号ＬＣは、（１６）式に従って動作する平均ブロック１６に供給され
て、平均的修正信号ＡＣを得る。この平均的修正信号ＡＣは、（１８）式に従っ
て動作する計算ブロック１８に供給されて、許容された修正期間Ｉを得、インバ
ータ２０は信号１／Ｉを得る。遅延濾波出力平均ＦAF（ｙ，ｔ−Ｔ）と平均ＦA
とは、（５）式に従って動作する減算ブロック５ａに供給して、差信号ＤＩＦを
得る。差信号ＤＩＦは、（６）式に従って動作する濾波ブロック６に供給して、
濾波出力差信号ＤＩＦFを得る。反転期間１／Ｉと濾波出力差信号ＤＩＦFとは乗
算器２２により互いに乗算されて、適応濾波出力差信号ＤＩＦF′を得、その出
力を、（７）式に従う適応濾波出力差信号ＤＩＦFに基づいて大いに動作する計
算ブロック７ａに供給する。その計算ブロック７ａは、画像におけるクランプ・
ノイズの量を考慮して、混合器に乗算制御信号ｋおよび１−ｋを提供する。
図２は、さらに詳細に仕上げたクランプ・ノイズ低減フイルタに対する本発明
の適応例を示す。図１に対する相違点のみを説明すると、入力ビデオ信号は、そ
の入力ビデオ信号とＮをライン上の画素数とした数値Ｎ／７とを受け取る制御ユ
ニット２３により制御する分解器２１に供給される。分解器２１は、図１に示す
ように、ユニット群１．１，３．１，５．１，１１．１，１３．１乃至３．７，
５．７，１１．７，１３．７の順次接続にそれぞれ結合した７個の出力端を有し
ており、かかる順次接続のそれぞれはビデオ・ラインの各区分に対して活動する
ので、各加算器１ｉは、対応するライン区分の画素値のみを集計し、各分割器５
ｉは（９）式に示すように、対応するライン区分における画素数Ｎｉによって上
述のようにして得た集計値を分割する。このようにして得た各区分の平均と各メ
モリ１３ｉの出力とは、（１０）式に示すように、各差決定回路２５ｉに供給し
、その各出力を差順統計フイルタ（ＤＯＳＦ）２７の順位決定回路２７．１に供
給する。分割器５ｉからの各区分平均は、ＤＯＳＦ２７の加重平均決定回路２７
．２の各入力端に供給される。その加重平均決定回路２７．２は、（１４）式に
より加重係数を決定するための順位決定回路２７．１により制御されて、（１５
）式の基準区分平均信号ＦAを得、その信号を減算器７の判定入力端に供給する
。同じく順位決定回路２７．１によって制御される第２加重平均決定回路２９は
、各混合器１１ｉの出力信号を受信して、（１６）式の濾波出力基準濾波信号ＦAF
を得る。このようにして、図２の実施例においては、各ラインが同じ長さの７
線分に区分されることが判る。勿論、他の個数の線分に区分することも同様に可
能であり、各線分が不等長を有することもでき、互いに重なることもできる。各
線分の全体が全ビデオ・ラインを占める必要はなく、各線分の間に隙間も存在し
得る。
本発明の現下の実施例においては、混合器乗算制御信号ｋおよび１−ｋは、許
容された修正期間Ｉ（ｔ）によって修飾されず、すなわち図１の要素２０および
２１はそのまま残り、図示してはないが、混合器乗算制御信号ｋおよび１−ｋは
、図１の各ブロック５ａ，６および７ａの縦続接続によって得られる。図１に比
べると、濾波出力平均信号ＦAFは加算器１５により減算器７の出力信号に加算さ
れる前につぎのように修飾された、ビデオ出力信号を得る。平均ＦAと濾波出力
平均ＦAFとは、（１７）式に従って動作する減算ブロック１７に供給されて、ラ
イン修正信号ＬＣを得る。そのライン修正信号ＬＣは、（１６）式に従って動作
する平均ブロック１６に供給されて、平均修正信号ＡＣを得る。その平均修正信
号ＡＣは、（１８）式に従って動作する計算ブロック１８に供給されて、許容さ
れた修正期間Ｉを得る。その許容された期間Ｉ、平均ＦAおよび濾波出力平均ＦA F
は、（１９）式に従って動作する計算ブロック１９に供給されて、加算器１５
に供給される適応濾波出力平均ＦAFを得る。
図３は、一般に任意のｎ区分実施例に適用し得るクランプ・ノイズ低減回路の
さらに効率のよい構成に対する本発明の第１適用例を示すものであり、図１に対
する相違点のみを説明する。加算器１は、各ラインにｎ線分が存在すると仮定し
て、信号Ｆｌ*ｎ（入力端ｒ）によりライン毎にｎ回リセットされる。分割器５
′は、このようにして得た和を対応した線分内の画素の数Ｎ-ｉで割って、線分
平均を得る。メモリ１３′は、１フィールドの２８８本の活動ビデオ・ラインの
それぞれにおけるｎ個の線分のそれぞれ対する８ビットの線分平均を蓄積するの
に十分な大きさの容量を有している。かかる線分平均およびメモリ１３′の出力
は、差決定回路２５に供給し、その出力を差順統計フイルタ（ＤＯＳＦ）２７′
のｎ入力順決定回路２７．１の第１入力端に供給する。Ｆｌ*ｎクロック信号に
より計時するｎ−１標本遅延（Ｄ−フリップフロップ）のタップ付き遅延線は、
順位決定回路２７．１の第１入力端とその他のｎ−１個の入力端との間に結合し
ている。
分割器５′からの線分平均は、ＤＯＳＦ２７′におけるｎ入力加重平均決定回
路２７．２の第１入力端に供給する。Ｆｌ*ｎクロック信号により計時するｎ−
１標本遅延（Ｄ−フリップフロップ）のタップ付き遅延線は、加重平均決定回路
２７．２の第１入力端とその値のｎ−１個の入力端との間に結合している。加重
平均決定回路２７．２は、（１４）式に従って加重係数を決定するための順位決
定回路２７．１により制御されて、（１５）式の基準線分平均信号ＦAを得る。
第２加重平均決定回路２９も順位決定回路２７．１により制御されて混合器１
１の出力信号を受信する。Ｆｌ*ｎクロック信号により計時するｎ−１標本遅延
（Ｄ−フリップフロップ）のタップ付き遅延線は、第２加重平均決定回路２９の
第１入力端とその他のｎ−１個の入力端との間に結合しており、第２加重平均決
定回路２９は、（１６）式の濾波出力基準線分信号ＦAFを得る。
図２の実施例におけると同様に、混合器乗算制御信号ｋおよび１−ｋは、許容
された修正期間Ｉ（ｔ）に応じて修飾されず、すなわち、図１の要素２０および
２２はそのまま残り、図示してはないが、混合器乗算制御信号ｋおよび１−ｋは
、図１のブロック５ａ，６大きさ７ａの縦続接続によって得られる。本発明の現
下の実施例においては、過度の修正がビデオ信号に適用されるのを避けるために
、つぎのような適応が行なわれる。ライン遅延９からのビデオ信号Ｆは、直接に
加算器１５に供給される。平均ＦAは、濾波出力平均ＦAFから減算器７′により
減算され、その減算器７′の出力を、以下に説明する機能のリミタ２４を介し、
加算器１５に供給する。リミタ２４を別にすると、図３において減算器７′およ
び加算器１５により行なわれる各信号Ｆ，ＦAおよびＦAF結合は、図１および図
２において減算器７および加算器１５により行なわれる各信号Ｆ，ＦAおよびＦA F
の結合に十分に対応している。平均ＦAと濾波出力平均ＦAFとは、（１７）式に
従って動作する減算ブロック１７に供給されて、ライン修正信号ＬＣを得る。そ
のライン修正信号ＬＣは、（１６）式に従って動作する平均ブロック１６に供給
されて、平均修正信号ＡＣを得る。その平均修正信号ＡＣは、（１８）式に従っ
て動作する計算ブロック１８に供給されて、許容された修正期間Ｉを得る。その
許容された修正期間Ｉは、つぎの式に従って動作するリミタ２４に供給される。
リミタ２４の出力＝lim〔ＦAF(Si(y),t)−ＦA(Si(y),t)；Ｉ(t)〕 (21)
ここに、上式の〔 〕内における；より左の部分は、リミタ２４の入力によって
形成される。
図４に示す実施例は、クランプノイズ濾波の部分に関しては、図３に示した実
施例に対応するが、過度の修正がビデオ信号に適用されるのを避ける部分に関し
ては図３の実施例とは相違している。第１に、減算器７および加算器１５の構成
配置は、図１および図２に示したものに相当している。第２に、ブロック１８の
出力信号Ｉは、混合器１１の出力端とメモリ１３′の入力端との間に位置するク
リッパ２４′の制御入力端に適用される。クリッパ２４は、つぎの式に従って動
作する。
クリッパ２４′の出力＝lim〔混合器１１の出力；Ｉ(t)〕 (22)
本発明の上述した第１構成の好適な実施例は、図５のフローチャートによって
つぎのように要約することができる。記号Ｉは、このアルゴリズムの入力を示す
。各フィールドのライン群は、ステップ II において線分群に分割され、これは
図２の分割器２１に対応する各線分の直流成分はステップIII において（８）式
に従って計算され、これは図２のブロック５ｉ並びに図３および図４のブロック
５′に対応する。このようにして得た直流成分は、ステップIVにおいて、（９）
式に従い、図４のブロック群１１〜１３および２４′に対応して、クリップ・レ
ベル制御信号Ｉ（ｔ）の制御のもとに、時間的に濾波される。引き続きステップ
Ｖにおいて、（１２）式に従い、図２〜４のブロック２７．１に対応して、基準
線分すなわち動きが最も少なそうな線分を選択する。ついで、ライン全体の直流
成分が、（１５）式に従い、減算器７および加算器１５に対応して、基準線分の
濾波出力と本来の直流成分の間の差によって修正され、かかるステップVIが記号
VII によって示すようなこのアルゴリズムの出力ラインを形成する。各線分の直
線成分の時間的濾波を制御するのに用いるクリップ・レベル制御信号Ｉ（ｔ）は
、ステップIIX において、（１６）式に従い、図１〜４のブロック１６に対応し
て、各フィールドの全ラインに亘り平均的修正を計算すること、および、ステッ
プIXにおいて、（１８）式に従い、図１〜４のブロック１８に対応して、計算出
力の平均的修正に応じ、時間的フイルタの最大許容効果を決定することによって
得られる。
上述の説明においては、本発明をクランプ・ノイズ濾波に適用したが、過度の
修正が信号に適用されるのを避ける提案技術は、他の処理動作にも適用し得るも
のである。一般に、各濾波は、所定時間期間においてビデオ信号をある程度修飾
する結果となるのであるから、本発明は如何なる種類の濾波にも適用することが
でき、この修飾は、引き続く時間期間において許容された修飾に境界を課するの
に用いることができる。例えば、本発明の他の実施は、変換領域における像デー
タの時間空間的濾波に関するものであり、その変換領域においては、像データに
対する（部分的）ブロック変換から生じた若干の係数が、入力における幾つかの
隣接フィールドにその係数および対応する係数のみを有する時間空間フイルタの
出力によって置換される。そのフイルタは、適応型・回帰型のいずれかとするこ
とができる。
像データに対する空間ノイズ低減は、比較的高い周波数のかなり広い領域のノ
イズを除去するのに有効になり得るが、極めて低い周波数のノイズを除去するの
は成功しないであろう。しかしながら、かかるノイズは、時間フイルタによって
除去することができる。必要なフィールドメモリは、二三の空間周波数成分を濾
波除去するだけであれば、必ずしも高価にはならない。例えば、像をブロック群
に分割して各ブロックの全画素の平均を計算することができる。ついで、かかる
平均を時間的に濾波し、各ブロックにおける全画素の画素値を当該ブロックの濾
波出力平均と本来の平均との差によって修正する。ブロック変換の直流係数に対
する空間ノイズ・フイルタと時間フイルタとの（縦続）結合は極めて有効なもの
となる。修正が信号に適用される前に低減通過濾波されればごまかしとなる。ま
た、かかる処理動作においては、過度の修正が適用されるのを避けるのに本発明
を有利に使用することができる。
本発明の現下の実施は、テレビジョン画像における妨害物の低減方法に用いる
こともでき、かかる妨害物は、２次元周波数領域における単一ピークに相当する
単一方向の有力な単一正弦波を導入する場合が多い。部分的なブロック変換によ
り、その妨害物を表す周波数係数を得て、かかる係数もしくは係数群の時間的濾
波出力と本来の係数群との逆変換の差に応じて信号を修正することができる。し
たがって、フィールドメモリを一様に用いることなしに、妨害の低減を得られる
。
本発明の他の適用例はブロック変換符号化を用いたビット率低減器の係数領域
に導入される量子化効果を低減する方法に存する。適応性の時間的濾波により、
かかる量子化誤差は、標本領域への逆変換の前に低減することができる。濾波を
最も目につく、もしくは、最も低下した係数に制限することにより、画素フィー
ルド・メモリより少ない容量のメモリを用いてかかる時間的濾波を実現すること
ができる。ついで、さらに、平均して高いビット率を必要とする係数、すなわち
、その係数に対してのみ活動的となる時間的フイルタにより濾波出力が低減され
る場合に信号エネルギーの大部分を運ぶ係数に粗い量子化を適用することによっ
てビット率を低減することが可能となる。また、濾波されるべき係数群の個数に
よって割ったそのブロック内の画素の個数に等しい係数だけ必要なフィールド・
メモリが低減される。
留意すべきこととして、上述した各実施例は、本発明を限定するよりも、寧ろ
、説明するためのものであり、当業者は、請求の範囲から外れることなく幾多の
替わりの実施例を設計することができる。例えば、本発明は反復して適用するこ
とができ、それにより、引き続く反復における濾波が先行する反復における濾波
の統計的特性、好ましくは平均値もしくは中間値に依存するようにして、ビデオ
信号の同じ部分が反復して処理される。したがって、請求の範囲における「先行
する時間期間」なる表現は、先行する反復を包含することになる。請求の範囲に
おいては、挿入句の間に配置された参照符号は、請求の範囲を限定するものとは
解釈されない。本発明は個別の要素を含むハードウェアおよび適切にプログラム
されたコンピュータによって実行することができる。例えば、上述の説明は、ビ
デオ信号のライン群を多数の線分に分割した像データ信号に対するクランプ・ノ
イズ低減フイルタを明らかにしているが、替わりの実施例では、各ラインの画素
群を幾つかの、例えば七つの（それぞれ等しい）カテゴリーに分割することによ
って複数の画素群を形成し、各カテゴリーの画素群がそれぞれ一つの特性を分担
し、例えば画素群が同じ輝度範囲内に存するようにする。
読者の注意は、優先権が本願で請求されており、本願の実施例の他の面をカバ
ーする国際出願（ＰＨＮ１５．０９７）に引かれている。
─────────────────────────────────────────────────────
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(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，
ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ
Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＫＲ