JPH09246889A - High frequency power amplifier - Google Patents
High frequency power amplifierInfo
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- JPH09246889A JPH09246889A JP7541796A JP7541796A JPH09246889A JP H09246889 A JPH09246889 A JP H09246889A JP 7541796 A JP7541796 A JP 7541796A JP 7541796 A JP7541796 A JP 7541796A JP H09246889 A JPH09246889 A JP H09246889A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本願発明は、高周波信号を送信す
る通信装置で用いる高周波電力増幅器に係り、特に高い
電力効率の確保に好適なものに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency power amplifier used in a communication device for transmitting a high frequency signal, and more particularly to a high frequency power amplifier suitable for ensuring high power efficiency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の高効率の高周波電力増幅器として
は、例えばＦ級増幅器がある。これは、増幅対象の高周
波信号の基本波および高調波に対するインピーダンスを
調節して、増幅素子の出力端の電圧および電流を整形
し、上記高効率を達成しようとするもので、増幅素子出
力端から負荷側を見たインピーダンスが、偶数次高調波
に対しては短絡、奇数次高調波に対しては開放となる回
路構成となっている。図５の（ａ）は、このＦ級増幅器
の一回路構成例を示すものである。同図において、ＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）１は、高周波信号を入力し
て、これを電力増幅する増幅素子であり（なお、このＦ
級増幅器の増幅素子としてはバイポーラトランジスタを
用いる場合もある）、このＦＥＴ１のドレイン端子Ｄに
は、チョークコイル３を介してドレイン電源供給端子２
より電源が供給される。そして上記ドレイン端子Ｄは直
流阻止用コンデンサ４を介して伝送線路５に接続されて
いるが、この伝送線路５は、上記高周波信号の基本波の
波長の１／４の長さとなっている。また、この伝送線路
５の出力端は、並列共振回路６および出力端子７に接続
しているが、並列共振回路６は並列接続するインダクタ
ンスＬおよびコンデンサＣからなり、上記基本波の周波
数で並列共振する。2. Description of the Related Art A conventional high-efficiency high-frequency power amplifier is, for example, a class F amplifier. This is to try to achieve the above high efficiency by adjusting the impedance for the fundamental wave and harmonics of the high frequency signal to be amplified, shaping the voltage and current at the output end of the amplification element, and The circuit configuration is such that the impedance viewed from the load side is short-circuited for even harmonics and open for odd harmonics. FIG. 5A shows a circuit configuration example of this class F amplifier. In the figure, FE
A T (field effect transistor) 1 is an amplifying element that inputs a high frequency signal and amplifies the power of the high frequency signal (this F
A bipolar transistor may be used as the amplification element of the class amplifier), and the drain terminal D of the FET 1 is connected to the drain power supply terminal 2 via the choke coil 3.
More power is supplied. The drain terminal D is connected to the transmission line 5 via the DC blocking capacitor 4, and the transmission line 5 has a length of 1/4 of the wavelength of the fundamental wave of the high frequency signal. The output end of the transmission line 5 is connected to the parallel resonance circuit 6 and the output terminal 7. The parallel resonance circuit 6 is composed of an inductance L and a capacitor C which are connected in parallel, and parallel resonance occurs at the frequency of the fundamental wave. To do.
【０００３】上記のように構成されているＦ級増幅器す
なわち従来の高周波電力増幅器においては、並列共振回
路６は、高調波（偶数次高調波および奇数次高調波）に
対して短絡回路となるが、これをＦＥＴ１のドレイン端
子Ｄから伝送線路５を介して見た場合、奇数次高調波に
対しては、伝送線路５のインピーダンス変換作用によ
り、開放回路となり、偶数次高調波に対しては伝送線路
５のインピーダンス変換作用が働らかず短絡回路とな
る。このため、ＦＥＴ１にＢ級動作をさせるようなバイ
アスを与え、このＦＥＴ１のゲート端子Ｇに振幅が十分
に大きい高周波信号を与えると、ＦＥＴ１のドレイン電
圧Ｖd およびドレイン電流Ｉd の時間波形は図５の
（ｂ）に示すようなものとなる。すなわち、ドレイン電
圧Ｖd の波形は、基本波と奇数次高調波成分からなる矩
形波となり、またドレイン電流Ｉd の波形は、基本波と
偶数次高調波からなる半波整流波形となる。ドレイン電
圧Ｖd およびドレイン電流Ｉd の時間波形が、上記図５
の（ｂ）に示すようなものになっている場合には、すな
わち、常に、ドレイン電圧Ｖd およびドレイン電流Ｉd
のいずれか一方が０になる場合には、ＦＥＴ１内部での
消費電力は０となって、原理的に電力効率が１００％と
なる。従来の高周波電力増幅器では以上のようにして高
効率化を実現しているのである。In the class F amplifier configured as described above, that is, in the conventional high frequency power amplifier, the parallel resonant circuit 6 is a short circuit circuit for harmonics (even harmonics and odd harmonics). When this is seen from the drain terminal D of the FET 1 through the transmission line 5, it becomes an open circuit for the odd harmonics due to the impedance conversion action of the transmission line 5, and transmits for the even harmonics. The impedance conversion action of the line 5 does not work and it becomes a short circuit. Therefore, when the FET 1 is biased to perform class B operation and a high-frequency signal having a sufficiently large amplitude is applied to the gate terminal G of the FET 1 , the time waveforms of the drain voltage V d and the drain current I d of the FET 1 are as shown in FIG. 5 (b). That is, the waveform of the drain voltage V d becomes a rectangular wave composed of the fundamental wave and the odd harmonic components, and the waveform of the drain current I d becomes a half-wave rectified waveform composed of the fundamental wave and the even harmonic components. The time waveforms of the drain voltage V d and the drain current I d are shown in FIG.
(B), that is, the drain voltage V d and the drain current I d are always
When either one of them becomes 0, the power consumption inside the FET 1 becomes 0, and the power efficiency becomes 100% in principle. The conventional high frequency power amplifier achieves high efficiency as described above.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のような
従来の高周波電力増幅器では、数１００ＭＨｚ以上の高
周波帯で使用したとき、並列共振回路６の損失が増加
し、すなわちＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が低
下して、高調波に対して十分な低インピーダンス回路
（すなわち短絡回路）ではなくなる。更に、上記のよう
な高周波帯では、ＦＥＴ１を封入しているパッケージ等
に起因する各種寄生リアクタンスの影響が無視できなく
なり、基本波に対する整合も困難となる。このような事
情により、上記のような高周波帯では高電力効率は確保
できなくなるという問題があった。However, in the conventional high frequency power amplifier as described above, when used in a high frequency band of several hundred MHz or more, the loss of the parallel resonant circuit 6 increases, that is, Q (Quality factor) increases. It will drop and not be a low impedance circuit (ie short circuit) sufficient for harmonics. Further, in the high frequency band as described above, the influence of various parasitic reactances due to the package or the like enclosing the FET 1 cannot be ignored, and matching with the fundamental wave becomes difficult. Due to such circumstances, there has been a problem that high power efficiency cannot be ensured in the above high frequency band.
【０００５】本願発明は上述のような事情に鑑みてなさ
れたものであり、数１００ＭＨｚ以上の高周波帯におい
ても高い電力効率を確保できる高周波電力増幅器の提供
を目的とする。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a high frequency power amplifier capable of ensuring high power efficiency even in a high frequency band of several 100 MHz or more.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】前記従来例では、全ての
偶数次高調波に対する負荷インピーダンスを短絡、ま
た、全ての奇数次高調波に対する負荷インピーダンスを
開放とする必要があるが、高効率動作に対する高調波の
寄与度は低次の高調波ほど大きく、実用的には２次高調
波を最適に短絡処理できれば、高い電力効率を得られる
ことが知られている。請求項１の発明はこの点に着目し
たもので、負荷が純抵抗とみなせるものとなる高周波電
力増幅器を以下のように構成した。In the above conventional example, it is necessary to short-circuit the load impedances for all even harmonics and to open the load impedances for all odd harmonics. It is known that the contribution of higher harmonics is greater for lower-order harmonics, and practically, if the second-order harmonics can be optimally short-circuited, high power efficiency can be obtained. The invention of claim 1 focuses on this point, and a high-frequency power amplifier whose load can be regarded as a pure resistance is configured as follows.
【０００７】すなわち、高周波用の増幅素子と、上記増
幅素子の出力端に接続されて、当該増幅素子に入力され
る高周波信号の基本波周波数および２次高調波周波数の
両周波数において、当該増幅素子の出力インピーダンス
と共役整合となる入力インピーダンス特性を有する出力
整合回路と、上記高周波信号の２次高調波の波長の４分
の１の長さの伝送線路からなり、上記出力整合回路の出
力端に接続される位相調整回路と、上記位相調整回路の
出力端に接続され、上記高周波信号の基本波に対しては
損失なく若しくは低損失で通過させ、他方、上記高周波
信号の２次高調波に対しては開放性のインピーダンスを
呈する基本波通過回路とを備える構成とした。That is, the amplifying element for high frequency and the amplifying element connected to the output terminal of the amplifying element at both the fundamental frequency and the second harmonic frequency of the high frequency signal input to the amplifying element. And an output matching circuit having an input impedance characteristic that is conjugately matched with the output impedance of the above, and a transmission line having a length of a quarter of the wavelength of the second harmonic of the high frequency signal. The phase adjusting circuit to be connected and the output terminal of the phase adjusting circuit are connected to allow the fundamental wave of the high-frequency signal to pass with no loss or low loss, while for the second harmonic of the high-frequency signal. The circuit is configured to include a fundamental wave passing circuit having an open impedance.
【０００８】また請求項２の発明では、上記請求項１の
発明における基本波通過回路をアイソレータで構成する
ようにした。In the invention of claim 2, the fundamental wave passing circuit in the invention of claim 1 is constituted by an isolator.
【０００９】[0009]
【発明の実施の形態】以下、図面に示す実施の一形態に
基づいて本願発明を具体的に説明する。図１は、当該実
施の一形態の回路構成を示すものである（同図は、交流
分にのみ着目した回路構成図であり、前記従来例を示す
図５の（ａ）に示すドレイン電源供給端子２、チョーク
コイル３、直流阻止用コンデンサ４の記載は省略してい
る）。なお、当該実施の形態に係る高周波電力増幅器
は、高周波信号を入力し、これを電力増幅して、入力イ
ンピーダンスが純抵抗Ｚ0 となる負荷に供給するもので
ある。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, the present invention will be specifically described based on an embodiment shown in the drawings. FIG. 1 shows a circuit configuration of the embodiment (FIG. 1 is a circuit configuration diagram focusing only on the AC component, and the drain power supply shown in FIG. The terminals 2, the choke coil 3, and the DC blocking capacitor 4 are omitted). The high-frequency power amplifier according to this embodiment inputs a high-frequency signal, power-amplifies the high-frequency signal, and supplies it to a load having an input impedance of a pure resistance Z 0 .
【００１０】上記図１において、ＦＥＴ１は、前記従来
例におけるＦＥＴ１と同一構成および同一機能を備える
高周波電力増幅素子である。また出力整合回路１１は上
記ＦＥＴ１の出力端に接続され、増幅対象とする高周波
信号の基本波周波数および２次高調波周波数において、
ＦＥＴ１の出力インピーダンスを後述の特性インピーダ
ンスＺ0 に共役整合させる回路部である。位相調整回路
１２は、出力整合回路１１の出力端に接続する特性イン
ピーダンスＺ0 の伝送線路からなり、長さは上記高周波
信号の２次高調波の波長の１／４となっている。In FIG. 1, the FET 1 is a high frequency power amplification element having the same configuration and the same function as the FET 1 in the conventional example. Further, the output matching circuit 11 is connected to the output end of the FET 1, and at the fundamental frequency and the second harmonic frequency of the high frequency signal to be amplified,
It is a circuit unit that conjugate-matches the output impedance of the FET 1 with a characteristic impedance Z 0 described later. The phase adjusting circuit 12 is composed of a transmission line having a characteristic impedance Z 0 connected to the output end of the output matching circuit 11, and its length is ¼ of the wavelength of the second harmonic of the high frequency signal.
【００１１】そして、基本波通過回路１３は、上記位相
調整回路１２の出力端に接続し、上記基本波に対しては
損失なく出力伝送路１４の入力端に整合状態で入力さ
せ、他方、上記２次高調波に対しては開放性のインピー
ダンスを呈する回路部である。この基本波通過回路１３
の出力端に接続する出力伝送路１４は、いずれの周波数
においても、特性インピーダンスが上記純抵抗Ｚ0 とな
る伝送路である。この出力伝送路１４の出力端に接続す
る出力端子７は、この実施の形態に係る高周波電力増幅
器の出力端となり、接続される入力インピーダンスＺ0
（上記のように純抵抗）の負荷（図示せず）へ電力増幅
した高周波信号を供給する。The fundamental wave passing circuit 13 is connected to the output terminal of the phase adjusting circuit 12 so that the fundamental wave is input to the input terminal of the output transmission line 14 in a matched state without loss, while the fundamental wave passing circuit 13 is It is a circuit section that exhibits an open impedance with respect to the second harmonic. This fundamental wave passing circuit 13
The output transmission line 14 connected to the output end of is a transmission line whose characteristic impedance is the pure resistance Z 0 at any frequency. The output terminal 7 connected to the output end of the output transmission line 14 becomes the output end of the high-frequency power amplifier according to this embodiment, and the input impedance Z 0 is connected.
A high-frequency signal with power amplification is supplied to a load (not shown) (pure resistance as described above).
【００１２】以上のように構成された上記実施の形態に
おいては、ＦＥＴ１のパッケージ等に起因する当該ＦＥ
Ｔ１の出力端近傍の前記寄生リアクタンス成分のうち基
本波と２次高調波に対するものは出力整合回路１１の存
在により、相殺される。In the above-described embodiment configured as described above, the FE concerned is caused by the package of the FET1 or the like.
Among the parasitic reactance components near the output end of T1, those for the fundamental wave and the second harmonic are canceled by the presence of the output matching circuit 11.
【００１３】また，基本波通過回路１３は、２次高調波
に対して、開放性の入力インピーダンスを呈するもので
あるが、インピーダンス変換作用を有する位相調整回路
１２の存在により、出力整合回路１１の出力端において
は、当該２次高調波に対して短絡終端となる。このた
め、ＦＥＴ１のドレイン端子Ｄすなわち出力端から見た
負荷は基本波に対しては整合がとれ、２次高調波に対し
ては短絡終端となり、高い電力効率を得ることができる
ことになる。Further, the fundamental wave passing circuit 13 has an open input impedance with respect to the second harmonic, but the presence of the phase adjusting circuit 12 having an impedance converting function causes the output matching circuit 11 to have a higher impedance. At the output end, it becomes a short-circuit termination for the second harmonic. For this reason, the load seen from the drain terminal D of the FET 1, that is, the output end is matched with the fundamental wave and short-circuited with respect to the second harmonic, so that high power efficiency can be obtained.
【００１４】[0014]
【実施例】図２は、本願発明の一実施例を示すものであ
る。なお、同図においてはドレイン電源供給端子２、チ
ョークコイル３および直流阻止用コンデンサ４が記載さ
れているが、これらは、それぞれ従来例を示す図５の
（ａ）におけるドレイン電源供給端子２、チョークコイ
ル３および直流阻止用コンデンサ４と同一機能を有する
ものである。FIG. 2 shows one embodiment of the present invention. Although the drain power supply terminal 2, the choke coil 3 and the DC blocking capacitor 4 are shown in the figure, these are respectively the drain power supply terminal 2 and the choke in FIG. It has the same function as the coil 3 and the DC blocking capacitor 4.
【００１５】本実施例では、出力整合回路１１として集
中定数素子としてのインダクタンスおよびコンデンサに
よる２段構成の回路を用いている。しかし、これを１段
構成若しくは３段以上の多段構成のものにしてもよい。
更に、この出力整合回路１１は、マイクロストリップ線
路等の分布定数素子で構成してもよい。また本実施例で
は位相調整回路１２として、長さが２次高調波の波長の
１／４で前記特性インピーダンスＺ0 のマイクロストリ
ップ線路で構成している。しかし、これを長さおよび特
性インピーダンスが上記同様の同軸線路で構成すること
も可能である。そして基本波通過回路１３としては、上
記基本波に対しては、前記特性インピーダンスＺ0 に等
しいインピーダンスを呈して低損失で当該基本波を通過
させ、他方、２次高調波に対しては、開放性の入力イン
ピーダンスを示す非可逆回路であるアイソレータを用い
ている。当該実施例で用いたアイソレータの実測入力イ
ンピーダンスをスミスチャート上に示したのが図３であ
る。なお、上記入力インピーダンスの測定に際しては、
基本波周波数を２８０ＭＨｚとしている。同図から分か
るように、当該アイソレータは、基本波に対してはＺ0
（本測定系では５０Ω）のインピーダンスを示し、２次
高調波に対しては、開放性とみなせる極めて大きなイン
ピーダンスを示す。In this embodiment, as the output matching circuit 11, a circuit having a two-stage structure using an inductance and a capacitor as a lumped constant element is used. However, this may be a one-stage configuration or a multi-stage configuration of three or more stages.
Further, the output matching circuit 11 may be composed of a distributed constant element such as a microstrip line. Further, in the present embodiment, the phase adjusting circuit 12 is constituted by a microstrip line having a length of ¼ of the wavelength of the second harmonic and having the characteristic impedance Z 0 . However, it is also possible to construct it with a coaxial line whose length and characteristic impedance are similar to the above. The fundamental wave passing circuit 13 presents an impedance equal to the characteristic impedance Z 0 to the fundamental wave and passes the fundamental wave with low loss, while opening the second harmonic wave. The isolator, which is a non-reciprocal circuit that exhibits stable input impedance, is used. FIG. 3 shows the actually measured input impedance of the isolator used in this embodiment on the Smith chart. When measuring the input impedance,
The fundamental wave frequency is 280 MHz. As can be seen from the figure, the isolator has Z 0 for the fundamental wave.
It shows an impedance of (50Ω in this measurement system), and shows an extremely large impedance that can be regarded as open for the second harmonic.
【００１６】以上のように構成した２８０ＭＨｚ帯電力
増幅器の実測入出力特性を従来の特に高調波に対する工
夫がなされていない高周波電力増幅器の入出力特性と比
較して示したのが図４である。同図から分かるように、
例えば、入力電力Ｐｉｎが３０ｄＢｍのときは、本実施
例の方がドレイン効率で約１３％向上しており（このデ
ータは、上述のように基本波周波数を２８０ＭＨｚとし
た場合のものであるが、ドレイン効率に関する上記傾向
は、基本波周波数を数ＧＨｚとした場合にまで保持され
る）、本発明が高周波電力増幅器の電力効率を高めるの
に極めて有効であることが確認できる。FIG. 4 shows the measured input / output characteristics of the 280 MHz band power amplifier configured as described above in comparison with the input / output characteristics of a conventional high frequency power amplifier which is not devised particularly for harmonics. As can be seen from the figure,
For example, when the input power Pin is 30 dBm, the drain efficiency of the present embodiment is improved by about 13% (this data is obtained when the fundamental frequency is 280 MHz as described above, It can be confirmed that the present invention is extremely effective in increasing the power efficiency of the high frequency power amplifier, even when the fundamental frequency is set to several GHz).
【００１７】また、本実施例では、基本波通過回路１３
としてアイソレータを用いているので、これによるＦＥ
Ｔ１の保護および出力端子７側からの干渉波によるＦＥ
Ｔ１での相互変調歪発生の抑圧といった効果をも、合わ
せて期待できる（一般に電力増幅器では、これらの効果
を得るためにアイソレータを増幅素子に後置することが
多い）。Further, in this embodiment, the fundamental wave passing circuit 13
Since an isolator is used as the
FE due to protection of T1 and interference wave from the output terminal 7 side
The effect of suppressing the occurrence of intermodulation distortion at T1 can also be expected together (generally, in a power amplifier, an isolator is often placed after an amplification element to obtain these effects).
【００１８】なお、本願発明は、上記実施例に限定され
るものではなく、本願発明の範囲で種々応用変形が可能
である。The invention of the present application is not limited to the above-described embodiment, but various application modifications are possible within the scope of the invention of the present application.
【００１９】[0019]
【発明の効果】以上詳述したように、請求項１の発明に
よれば、数１００ＭＨｚ以上の高周波帯においても高い
電力効率を確保できる高周波電力増幅器の提供を可能と
する。また請求項２の発明によれば、上記の高い電力効
率の確保に加えて、増幅素子の保護および出力端側から
の干渉波による増幅素子での相互変調歪発生の抑圧をも
可能となる高周波電力増幅器の提供を可能とする。As described above in detail, according to the invention of claim 1, it is possible to provide a high frequency power amplifier capable of ensuring high power efficiency even in a high frequency band of several hundred MHz or more. According to the second aspect of the present invention, in addition to ensuring the above high power efficiency, it is possible to protect the amplification element and suppress the occurrence of intermodulation distortion in the amplification element due to the interference wave from the output end side. It is possible to provide a power amplifier.
【図１】本願発明の実施の一形態の構成を示す図であ
る。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention.
【図２】本願発明の実施例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of the present invention.
【図３】図２におけるアイソレータの実測入力インピー
ダンスを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing measured input impedance of the isolator in FIG.
【図４】上記実施例における効果を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an effect in the above embodiment.
【図５】従来例を説明するための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining a conventional example.
１ ＦＥＴ Ｄ ドレイン端子 Ｓ ソース端子 Ｇ ゲート端子 ２ ドレイン電源供給端子 ３ チョークコイル ４ 直流阻止用コンデンサ ５ 伝送線路 ６ 並列共振回路 Ｌ インダクタンス Ｃ コンデンサ ７ 出力端子 １１ 出力整合回路 １２ 位相調整回路 １３ 基本波通過回路 １４ 出力伝送路 1 FET D Drain Terminal S Source Terminal G Gate Terminal 2 Drain Power Supply Terminal 3 Choke Coil 4 DC Blocking Capacitor 5 Transmission Line 6 Parallel Resonance Circuit L Inductance C Capacitor 7 Output Terminal 11 Output Matching Circuit 12 Phase Adjustment Circuit 13 Fundamental Wave Pass Circuit 14 Output transmission line
Claims (2)
力される高周波信号の基本波周波数および２次高調波周
波数の両周波数において、当該増幅素子の出力インピー
ダンスと共役整合となる入力インピーダンス特性を有す
る出力整合回路と、 上記高周波信号の２次高調波の波長の４分の１の長さの
伝送線路からなり、上記出力整合回路の出力端に接続さ
れる位相調整回路と、 上記位相調整回路の出力端に接続され、上記高周波信号
の基本波に対しては損失なく若しくは低損失で通過さ
せ、他方、上記高周波信号の２次高調波に対しては開放
性のインピーダンスを呈する基本波通過回路とを備える
ことを特徴とする高周波電力増幅器。1. An amplifying element for high frequency and an amplifying element connected to an output terminal of the amplifying element at both the fundamental frequency and the second harmonic frequency of a high frequency signal input to the amplifying element. And an output matching circuit having an input impedance characteristic that is conjugately matched with the output impedance, and a transmission line having a length of a quarter of the wavelength of the second harmonic of the high frequency signal. The phase adjusting circuit to be connected and the output terminal of the phase adjusting circuit are connected to allow the fundamental wave of the high frequency signal to pass with no loss or low loss, while for the second harmonic of the high frequency signal. And a fundamental wave passing circuit having an open impedance.
成したことを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅
器。2. The high-frequency power amplifier according to claim 1, wherein the fundamental wave passing circuit is composed of an isolator.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7541796A JPH09246889A (en) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | High frequency power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7541796A JPH09246889A (en) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | High frequency power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09246889A true JPH09246889A (en) | 1997-09-19 |
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ID=13575596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7541796A Pending JPH09246889A (en) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | High frequency power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09246889A (en) |
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