JPH09233049A - 符号分割多元接続通信用受信装置 - Google Patents
符号分割多元接続通信用受信装置Info
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- JPH09233049A JPH09233049A JP4112396A JP4112396A JPH09233049A JP H09233049 A JPH09233049 A JP H09233049A JP 4112396 A JP4112396 A JP 4112396A JP 4112396 A JP4112396 A JP 4112396A JP H09233049 A JPH09233049 A JP H09233049A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 遅延波の広がりにより所要品質の最低受信レ
ベルが変化する。 【解決手段】 相関器４０５，４０７の出力がＡ／Ｄ変
換され、１チップ周期Ｔｃごとに相関出力レベルがそれ
ぞれ検出され、その検出レベルにより遅延スプレッドτ
ｓを求め、そのτｓにより最適タップ数ｍをメモリ１２
４から読出し、遅延線４１０，４１１の各ｍ個のタップ
から遅延信号を取出し、最大比合成して合成回路４０９
から復調出力を得る。
ベルが変化する。 【解決手段】 相関器４０５，４０７の出力がＡ／Ｄ変
換され、１チップ周期Ｔｃごとに相関出力レベルがそれ
ぞれ検出され、その検出レベルにより遅延スプレッドτ
ｓを求め、そのτｓにより最適タップ数ｍをメモリ１２
４から読出し、遅延線４１０，４１１の各ｍ個のタップ
から遅延信号を取出し、最大比合成して合成回路４０９
から復調出力を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えば移動通信の
基地局と移動局との間に用いられる符号分割多元接続通
信（ＣＤＭＡ）においてパスダイバーシチの効果が得ら
れるようにした符号分割多元接続通信用受信装置に関す
る。
基地局と移動局との間に用いられる符号分割多元接続通
信（ＣＤＭＡ）においてパスダイバーシチの効果が得ら
れるようにした符号分割多元接続通信用受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来の符号分割多元接続通信方式
（以下ではスペクトラム拡散通信方式と呼ぶ）を示す。
スペクトラム拡散送信機４０４において情報信号で例え
ばＢＰＳＫ変調し、その変調出力信号を拡散符号により
直接スペクトラム拡散を行い、その拡散出力信号を高周
波帯の信号に変換してアンテナ４０１より送信する。こ
の送信信号をスペクトラム拡散受信機４００の二つのア
ンテナ４０２，４０３で受信し、これら受信信号を図に
示していないが必要に応じて中間周波帯の信号に変換し
た後、相関器４０５，４０７でそれぞれ送信機４０４の
拡散符号と同一の拡散符号により逆拡散する。これら相
関器４０５，４０７としてはマッチドフィルタ又はスラ
イディング相関器が用いられる。
（以下ではスペクトラム拡散通信方式と呼ぶ）を示す。
スペクトラム拡散送信機４０４において情報信号で例え
ばＢＰＳＫ変調し、その変調出力信号を拡散符号により
直接スペクトラム拡散を行い、その拡散出力信号を高周
波帯の信号に変換してアンテナ４０１より送信する。こ
の送信信号をスペクトラム拡散受信機４００の二つのア
ンテナ４０２，４０３で受信し、これら受信信号を図に
示していないが必要に応じて中間周波帯の信号に変換し
た後、相関器４０５，４０７でそれぞれ送信機４０４の
拡散符号と同一の拡散符号により逆拡散する。これら相
関器４０５，４０７としてはマッチドフィルタ又はスラ
イディング相関器が用いられる。
【０００３】これら相関器４０５，４０７の各出力を検
波器４０６，４０８でそれぞれ検波してレーク（ＲＡＫ
Ｅ）受信器４１２に供給する。検波器４０６，４０８と
しては同期検波器、遅延検波器などが用いられる。ＲＡ
ＫＥ受信器４１２において検波器４０６，４０８の各検
波出力はそれぞれタップ付遅延線４１０，４１１へ供給
され、その各タップから、相関器４０５，４０７の拡散
符号の１チップ周期Ｔｃずつ順次遅延された遅延信号が
得られ、これら遅延信号は合成回路４０９で合成されて
出力される。以下ではタップ付遅延線４１０，４１１の
各タップ数ｍを窓幅ｍと記す。上記合成はその遅延信号
の振幅レベルに比例した重み付けを行って合成する最大
比合成と、重み付けを行わず（重みを全て１として）合
成する等利得合成とがある。相関器４０５，４０７がマ
ッチドフィルタの場合そのタップ間の遅延時間と、遅延
線４１０，４１１のタップ間の遅延時間とは等しくされ
る。
波器４０６，４０８でそれぞれ検波してレーク（ＲＡＫ
Ｅ）受信器４１２に供給する。検波器４０６，４０８と
しては同期検波器、遅延検波器などが用いられる。ＲＡ
ＫＥ受信器４１２において検波器４０６，４０８の各検
波出力はそれぞれタップ付遅延線４１０，４１１へ供給
され、その各タップから、相関器４０５，４０７の拡散
符号の１チップ周期Ｔｃずつ順次遅延された遅延信号が
得られ、これら遅延信号は合成回路４０９で合成されて
出力される。以下ではタップ付遅延線４１０，４１１の
各タップ数ｍを窓幅ｍと記す。上記合成はその遅延信号
の振幅レベルに比例した重み付けを行って合成する最大
比合成と、重み付けを行わず（重みを全て１として）合
成する等利得合成とがある。相関器４０５，４０７がマ
ッチドフィルタの場合そのタップ間の遅延時間と、遅延
線４１０，４１１のタップ間の遅延時間とは等しくされ
る。
【０００４】アンテナ４０２および４０３によって受信
された遅延波信号の全てが合成回路４１２に入力される
のではなく、タップ付遅延線４１０および４１１のタッ
プ数に応じた数の信号が、受信入力順に入力される。例
えば、アンテナ４０２および４０３によって受信された
信号の中でタップ付遅延線４１０および４１１のタップ
数が各６タップで構成される場合、合成回路４１２には
図７に示すように各遅延波信号の逆拡散検波出力中の相
関検出レベルａ1 〜ａ6 および相関検出レベルｂ1 〜ｂ
6 の各６つの信号（計１２信号）が入力される。
された遅延波信号の全てが合成回路４１２に入力される
のではなく、タップ付遅延線４１０および４１１のタッ
プ数に応じた数の信号が、受信入力順に入力される。例
えば、アンテナ４０２および４０３によって受信された
信号の中でタップ付遅延線４１０および４１１のタップ
数が各６タップで構成される場合、合成回路４１２には
図７に示すように各遅延波信号の逆拡散検波出力中の相
関検出レベルａ1 〜ａ6 および相関検出レベルｂ1 〜ｂ
6 の各６つの信号（計１２信号）が入力される。
【０００５】このように、多重波伝搬によるフェージン
グを受けた統計的に独立な遅延波（以下、パスと呼ぶ）
を複数のアンテナ（以下、ブランチと呼ぶ）で受信し
て、合成するパス数を増加させることによって通信品質
の向上を図っている。このパスダイバーシチおよび空間
ダイバーシチを併用し通信品質の改善を図ることは有効
である。
グを受けた統計的に独立な遅延波（以下、パスと呼ぶ）
を複数のアンテナ（以下、ブランチと呼ぶ）で受信し
て、合成するパス数を増加させることによって通信品質
の向上を図っている。このパスダイバーシチおよび空間
ダイバーシチを併用し通信品質の改善を図ることは有効
である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし前記パスダイバ
ーシチ及び空間ダイバーシチの併用による通信品質が必
ずしも期待するように得られないことがあった。この点
を解明するため以下に述べるように種々の実験研究を行
った。図８は主波に対する遅延波の遅延時間差を横軸
に、主波に対する遅延波の相対レベルを縦軸にとったと
きの遅延波特性曲線（遅延波の集りの形状）を示した図
である。実際の多重波伝搬環境下においては、図８に示
したように到来する遅延波は広がりを有し、この特性曲
線の形状は指数関数型となる。多重波伝搬における遅延
波の広がりを定量的に表す量として、遅延スプレッドτ
ｓ が用いられる。遅延スプレッドτｓ とは、到来す
る各電波を受信電力で重み付けした、平均伝搬遅延時間
差の回りの２次モーメントの平方根であり、次式で表さ
れる。（文献：わかりやすいパーソナル通信技術 オー
ム社 ｐ．７０） τｓ＝√（Σ（τｉ−τA ）2 Ｐ（τｉ）／ΣＰ（τｉ）） τA ＝ΣτｉＰ（τｉ）／ΣＰ（τｉ） （１） Σは何れもｉ＝１からＮまで ここで、τｉ：ｉ番目の遅延波の伝搬遅延時間、Ｐ（τ
ｉ）：ｉ番目の遅延波の電力である。
ーシチ及び空間ダイバーシチの併用による通信品質が必
ずしも期待するように得られないことがあった。この点
を解明するため以下に述べるように種々の実験研究を行
った。図８は主波に対する遅延波の遅延時間差を横軸
に、主波に対する遅延波の相対レベルを縦軸にとったと
きの遅延波特性曲線（遅延波の集りの形状）を示した図
である。実際の多重波伝搬環境下においては、図８に示
したように到来する遅延波は広がりを有し、この特性曲
線の形状は指数関数型となる。多重波伝搬における遅延
波の広がりを定量的に表す量として、遅延スプレッドτ
ｓ が用いられる。遅延スプレッドτｓ とは、到来す
る各電波を受信電力で重み付けした、平均伝搬遅延時間
差の回りの２次モーメントの平方根であり、次式で表さ
れる。（文献：わかりやすいパーソナル通信技術 オー
ム社 ｐ．７０） τｓ＝√（Σ（τｉ−τA ）2 Ｐ（τｉ）／ΣＰ（τｉ）） τA ＝ΣτｉＰ（τｉ）／ΣＰ（τｉ） （１） Σは何れもｉ＝１からＮまで ここで、τｉ：ｉ番目の遅延波の伝搬遅延時間、Ｐ（τ
ｉ）：ｉ番目の遅延波の電力である。
【０００７】上記遅延波の広がりの形状が指数関数型で
あるとき、主波からの遅延時間差が大きくなるほどレベ
ルは低下する。遅延波の信号成分の電力をＳ、受信機の
熱雑音電力をＮと表現すると、Ｎは一定であるので主波
の平均Ｓ／Ｎが最大であり、主波に対する遅延時間差の
大きい遅延波Ｓの値は小さくなるのでその遅延波の平均
Ｓ／Ｎは低下する。さらに、移動通信では、フェージン
グにより、信号レベルが数十ｄＢにわたって変動するた
め信号電力と受信機雑音電力が逆転する場合が生じる。
図９（ａ）は遅延スプレッドτｓを一定とし、窓幅ｍを
パラメータとしたときの受信レベルに対する誤り率特性
である。窓幅ｍにより誤り率特性がかわることがわか
る。図９（ｂ）は図９（ａ）において所要品質を得る最
低受信レベルを窓幅ｍをパラメータにして求めた図であ
る。この最低受信レベルを最小とする窓幅ｍW が存在す
る。遅延スプレッドτｓが小さいときは窓幅ｍの最適値
は小さく、遅延スプレッドτｓが大きいときは窓幅ｍの
最適値は大きい。最適値が存在する理由は、窓幅ｍを大
きくし過ぎると、雑音電力が信号電力より大きい場合の
相関器出力まで合成することになり、通信品質が劣化
し、窓幅を小さくし過ぎると、有効な遅延波信号電力を
合成できないため通信品質が劣化するからである。従来
のスペクトラム拡散通信方式における受信装置では、窓
幅が一定であるため、多様な伝搬特性、特に遅延特性に
対応して最大のダイバーシチ効果が期待できないという
問題があった。
あるとき、主波からの遅延時間差が大きくなるほどレベ
ルは低下する。遅延波の信号成分の電力をＳ、受信機の
熱雑音電力をＮと表現すると、Ｎは一定であるので主波
の平均Ｓ／Ｎが最大であり、主波に対する遅延時間差の
大きい遅延波Ｓの値は小さくなるのでその遅延波の平均
Ｓ／Ｎは低下する。さらに、移動通信では、フェージン
グにより、信号レベルが数十ｄＢにわたって変動するた
め信号電力と受信機雑音電力が逆転する場合が生じる。
図９（ａ）は遅延スプレッドτｓを一定とし、窓幅ｍを
パラメータとしたときの受信レベルに対する誤り率特性
である。窓幅ｍにより誤り率特性がかわることがわか
る。図９（ｂ）は図９（ａ）において所要品質を得る最
低受信レベルを窓幅ｍをパラメータにして求めた図であ
る。この最低受信レベルを最小とする窓幅ｍW が存在す
る。遅延スプレッドτｓが小さいときは窓幅ｍの最適値
は小さく、遅延スプレッドτｓが大きいときは窓幅ｍの
最適値は大きい。最適値が存在する理由は、窓幅ｍを大
きくし過ぎると、雑音電力が信号電力より大きい場合の
相関器出力まで合成することになり、通信品質が劣化
し、窓幅を小さくし過ぎると、有効な遅延波信号電力を
合成できないため通信品質が劣化するからである。従来
のスペクトラム拡散通信方式における受信装置では、窓
幅が一定であるため、多様な伝搬特性、特に遅延特性に
対応して最大のダイバーシチ効果が期待できないという
問題があった。
【０００８】また従来は遅延線の連続する窓幅ｍ分のタ
ップ位置からの遅延信号を合成回路へ供給していた。こ
のため例えば窓幅ｍ＝３の場合で図７に示す信号が入力
された場合は、従来において信号ａ1 ，ａ2 ，ａ3 と信
号ｂ1 ，ｂ2 ，ｂ3 とが合成回路へ供給される。しか
し、信号ａ2 よりａ4 の方が大きなレベルであり、この
ａ4 は利用されず、この点において従来は入力信号を有
効に利用しておらず、それだけダイバーシチ効果が十分
期待できなかった。この点を改善するため従来におい
て、合成回路へ供給する遅延波信号の数が各遅延線４１
０，４１１から供給する遅延波信号の数が４、つまり窓
幅ｍ＝２の場合に窓幅ｍを例えば３とし、遅延線４１
０，４１１から得られる計６つの遅延波信号ａ1 〜
ａ3 ，ｂ1 〜ｂ3 からレベルが大きい順に４つ、この例
ではｂ1 ，ｂ2 ，ａ1 ，ｂ3 を合成回路へ供給するよう
にしたものもある。しかしこのようにしても、合成回路
へ供給する遅延波信号の数は一定であるため、遅延スプ
レッドτｓが例えば小さい場合は、供給遅延波信号の数
が多過ぎると、通信品質の劣化をきたすことは容易に理
解されよう。
ップ位置からの遅延信号を合成回路へ供給していた。こ
のため例えば窓幅ｍ＝３の場合で図７に示す信号が入力
された場合は、従来において信号ａ1 ，ａ2 ，ａ3 と信
号ｂ1 ，ｂ2 ，ｂ3 とが合成回路へ供給される。しか
し、信号ａ2 よりａ4 の方が大きなレベルであり、この
ａ4 は利用されず、この点において従来は入力信号を有
効に利用しておらず、それだけダイバーシチ効果が十分
期待できなかった。この点を改善するため従来におい
て、合成回路へ供給する遅延波信号の数が各遅延線４１
０，４１１から供給する遅延波信号の数が４、つまり窓
幅ｍ＝２の場合に窓幅ｍを例えば３とし、遅延線４１
０，４１１から得られる計６つの遅延波信号ａ1 〜
ａ3 ，ｂ1 〜ｂ3 からレベルが大きい順に４つ、この例
ではｂ1 ，ｂ2 ，ａ1 ，ｂ3 を合成回路へ供給するよう
にしたものもある。しかしこのようにしても、合成回路
へ供給する遅延波信号の数は一定であるため、遅延スプ
レッドτｓが例えば小さい場合は、供給遅延波信号の数
が多過ぎると、通信品質の劣化をきたすことは容易に理
解されよう。
【０００９】この発明は上記問題に鑑み遅延波の広がり
を検出し、この値に対応して窓幅を最適に制御すること
によってダイバーシチ効果を有効に引き出すことができ
る受信装置を提供することを目的とする。この発明は更
に遅延波の広がりに応じて窓幅を最適に制御すると共に
受信入力順に無関係に受信レベルの大きい信号を取り出
して合成することによりダイバーシチ効果を有効に引き
出すことができる受信装置を提供することを目的とす
る。
を検出し、この値に対応して窓幅を最適に制御すること
によってダイバーシチ効果を有効に引き出すことができ
る受信装置を提供することを目的とする。この発明は更
に遅延波の広がりに応じて窓幅を最適に制御すると共に
受信入力順に無関係に受信レベルの大きい信号を取り出
して合成することによりダイバーシチ効果を有効に引き
出すことができる受信装置を提供することを目的とす
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、ｎ個（ｎは１以上の整数）のアンテナからの受信信
号をｎ個の相関器で同一拡散符号により、それぞれ逆拡
散し、このｎ個の逆拡散出力をそれぞれｎ個の検波器で
検波し、このｎ個の検波出力をｎ個の遅延手段でそれぞ
れ上記拡散符号の１チップ周期ずつ順次遅延したｍ個
（ｍは２以上の整数）の遅延信号を得、これら遅延信号
を合成回路で合成する符号分割多元接続通信用受信装置
において、上記ｎ個の相関器の少くとも１つの１チップ
周期順次ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す整数）の出力のレベ
ルを検出するレベル検出手段と、このレベル検出手段に
より検出したｋ個のレベルを用いて遅延波の広がりを算
出する演算手段と、この演算手段により算出された遅延
波の広がりの値により、上記ｎ個の各遅延手段から取り
出す遅延信号の数ｍを変更する窓幅変更手段とを具備す
る。
ば、ｎ個（ｎは１以上の整数）のアンテナからの受信信
号をｎ個の相関器で同一拡散符号により、それぞれ逆拡
散し、このｎ個の逆拡散出力をそれぞれｎ個の検波器で
検波し、このｎ個の検波出力をｎ個の遅延手段でそれぞ
れ上記拡散符号の１チップ周期ずつ順次遅延したｍ個
（ｍは２以上の整数）の遅延信号を得、これら遅延信号
を合成回路で合成する符号分割多元接続通信用受信装置
において、上記ｎ個の相関器の少くとも１つの１チップ
周期順次ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す整数）の出力のレベ
ルを検出するレベル検出手段と、このレベル検出手段に
より検出したｋ個のレベルを用いて遅延波の広がりを算
出する演算手段と、この演算手段により算出された遅延
波の広がりの値により、上記ｎ個の各遅延手段から取り
出す遅延信号の数ｍを変更する窓幅変更手段とを具備す
る。
【００１１】請求項２の発明によればｎ個（ｎは１以上
の整数）のアンテナからの受信信号をｎ個の検波器でそ
れぞれ検波し、このｎ個の検波出力をｎ個の相関器で同
一拡散符号によりそれぞれ逆拡散し、このｎ個の逆拡散
出力をｎ個の遅延手段でそれぞれ拡散符号の１チップ周
期ずつ順次遅延したｍ個（ｍは２以上の整数）の遅延信
号を得、これら遅延信号を合成回路で合成する符号分割
多元接続通信用受信装置において、ｎ個の相関器の少く
とも１個の順次１チップ周期ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す
整数）の出力のレベルを検出するレベル検出手段と、そ
のレベル検出手段よりの検出レベルにより遅延波の広が
りを算出する演算手段と、この演算手段により算出され
た遅延波の広がりの値により、ｎ個の各遅延手段から取
り出す遅延信号の数ｍを変更する窓幅変更手段とを具備
する。
の整数）のアンテナからの受信信号をｎ個の検波器でそ
れぞれ検波し、このｎ個の検波出力をｎ個の相関器で同
一拡散符号によりそれぞれ逆拡散し、このｎ個の逆拡散
出力をｎ個の遅延手段でそれぞれ拡散符号の１チップ周
期ずつ順次遅延したｍ個（ｍは２以上の整数）の遅延信
号を得、これら遅延信号を合成回路で合成する符号分割
多元接続通信用受信装置において、ｎ個の相関器の少く
とも１個の順次１チップ周期ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す
整数）の出力のレベルを検出するレベル検出手段と、そ
のレベル検出手段よりの検出レベルにより遅延波の広が
りを算出する演算手段と、この演算手段により算出され
た遅延波の広がりの値により、ｎ個の各遅延手段から取
り出す遅延信号の数ｍを変更する窓幅変更手段とを具備
する。
【００１２】請求項３の発明によれば、請求項１又は２
の発明において、上記ｎ個の遅延手段からの各ｍ個の遅
延信号、つまりｎ×ｍ個の遅延信号からそのレベルが大
きい順にｊ個（２≦ｊ≦ｎ×ｍを満たす整数）を選択し
て合成回路へ供給する選択手段を具備する。
の発明において、上記ｎ個の遅延手段からの各ｍ個の遅
延信号、つまりｎ×ｍ個の遅延信号からそのレベルが大
きい順にｊ個（２≦ｊ≦ｎ×ｍを満たす整数）を選択し
て合成回路へ供給する選択手段を具備する。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１にアンテナ数ｎ＝２、遅延線
タップ数ｍ＝６の場合に適用した請求項１の発明の実施
例を示し、図６と対応する部分には同一符号を付けてあ
る。以下の説明では相関器４０５，４０７からレベル検
出のために取り出す出力数ｋと遅延線４１０，４１１の
タップ数ｍの値は等しいとする。一般的にはｋ≧ｍであ
る。アンテナ４０２，４０３で受信された信号はＢＰＦ
（帯域通過フィルタ）１０３，１０４を経て相関器４０
５，４０７に入力される。相関器４０５，４０７の出力
はＲＡＫＥ受信回路４１２のＡ／Ｄ変換器１０７，１０
８にそれぞれ分岐入力され、１チップ周期Ｔｃごとにそ
れぞれ標本化されてディジタル値に変換され、つまり相
関器４０５，４０７の順次１チップ周期ずれた出力のレ
ベルが検出されてレベル演算処理手段１１１内のメモリ
１２３に格納される。メモリ１２３にはタップ付遅延線
４１０の６つのタップｔ１１，ｔ１２，…ｔ１６に対応
する各遅延信号の相関検出レベルａ6,ａ5 …ａ1 及びタ
ップ付遅延線４１１の６つのタップｔ２１，ｔ２２，…
ｔ２６にそれぞれ得られる各遅延信号の相関検出レベル
ｂ6,ｂ5,…ｂ1 が記憶される。これらの検出レベルの値
から式（１）を用いて遅延スプレッド演算手段１１２に
おいて、遅延スプレッドτｓを計算する。式（１）の遅
延時間τｉはタップ付遅延線４１０，４１１のタップ間
の遅延時間（チップ周期：Ｔｃの整数倍）に相当する。
遅延スプレッドτｓは式（１）を用いれば直接求めるこ
とができるが、図２Ａに示すように遅延波の集まりの形
状が指数関数型とすると、遅延波のレベルは遅延時間τ
ｉと共に一定の傾きで減少する。この傾きをｑとする
と、遅延スプレッドτｓを用いてｑ＝−（１０ｉＴｃ／
τｓ）ｌｏｇ（ｅ）（ｄＢ／μｓ）（ｉ：整数、Ｔｃ：
チップ周期、ｉＴｃ＝１μｓ、τｓの単位はμｓ）で与
えられる。メモリ１２３に記憶された複数のレベルを用
いて、最小二乗近似法により、傾きｑを求める。これよ
り、逆算を行い、遅延スプレッドτｓを算出する。遅延
スプレッドτｓを求める何れの手法においても、Ａ／Ｄ
変換器１０７，１０８の一方で検出されたレベルを用い
るのみでよい。アンテナ４０２，４０３に達する遅延波
の広がりはほぼ等しい。Ａ／Ｄ変換器１０７，１０８の
両者からそれぞれ得られる検出レベルでそれぞれ遅延ス
プレッドτｓを計算し、その平均を求めてもよい。この
ようにして求めた遅延スプレッドτｓにより、メモリ１
２４に記憶された図２Ｂに示す遅延スプレッドτｓと最
適窓幅ｍとの関係テーブルから求めた遅延スプレッドτ
ｓに対する最適な窓幅ｍを決定する。この結果はスイッ
チ選択手段１１４に入力され、タップ付遅延線４１０，
４１１の各タップと直列に接続されたスイッチＳ１１〜
Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６の対応するものをＯＮにする。
すなわち、求めた最適窓幅ｍが例えば３の場合は、図３
に示すようにブランチ１についてはタップｔ１４〜ｔ１
６における信号が、ブランチ２についてはタップｔ２４
〜ｔ２６における信号が出力されるようにスイッチＳ１
４〜Ｓ１６、Ｓ２４〜Ｓ２６をＯＮとし、スイッチＳ１
１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３はＯＦＦとする。つまり求
めた最適窓幅をｍとすると、ブランチ１についてタップ
ｔ（１６−（ｍ−１））〜ｔ１６における信号が、ブラ
ンチ２についてはタップｔ（２６−（ｍ−１））〜ｔ２
６における信号が出力されるようにスイッチＳ（１６−
（ｍ−１））〜Ｓ１６、Ｓ（２６−（ｍ−１））〜Ｓ２
６をＯＮとする。このようにして求めた遅延スプレッド
と対応した窓幅ｍのタップ数（位置）が取り出されて合
成回路４０９へ供給される。この際にタイミングで検波
信号の最大比合成が行われるようにタップｔ１１，ｔ２
１の前に演算処理による時間を調整するためのタイミン
グ調整用遅延部１１７、１１８が設けられる。なお図２
Ｂのテーブルは、図９に示した関係を各遅延スプレッド
値について求め、その結果として予め作成しておく。
タップ数ｍ＝６の場合に適用した請求項１の発明の実施
例を示し、図６と対応する部分には同一符号を付けてあ
る。以下の説明では相関器４０５，４０７からレベル検
出のために取り出す出力数ｋと遅延線４１０，４１１の
タップ数ｍの値は等しいとする。一般的にはｋ≧ｍであ
る。アンテナ４０２，４０３で受信された信号はＢＰＦ
（帯域通過フィルタ）１０３，１０４を経て相関器４０
５，４０７に入力される。相関器４０５，４０７の出力
はＲＡＫＥ受信回路４１２のＡ／Ｄ変換器１０７，１０
８にそれぞれ分岐入力され、１チップ周期Ｔｃごとにそ
れぞれ標本化されてディジタル値に変換され、つまり相
関器４０５，４０７の順次１チップ周期ずれた出力のレ
ベルが検出されてレベル演算処理手段１１１内のメモリ
１２３に格納される。メモリ１２３にはタップ付遅延線
４１０の６つのタップｔ１１，ｔ１２，…ｔ１６に対応
する各遅延信号の相関検出レベルａ6,ａ5 …ａ1 及びタ
ップ付遅延線４１１の６つのタップｔ２１，ｔ２２，…
ｔ２６にそれぞれ得られる各遅延信号の相関検出レベル
ｂ6,ｂ5,…ｂ1 が記憶される。これらの検出レベルの値
から式（１）を用いて遅延スプレッド演算手段１１２に
おいて、遅延スプレッドτｓを計算する。式（１）の遅
延時間τｉはタップ付遅延線４１０，４１１のタップ間
の遅延時間（チップ周期：Ｔｃの整数倍）に相当する。
遅延スプレッドτｓは式（１）を用いれば直接求めるこ
とができるが、図２Ａに示すように遅延波の集まりの形
状が指数関数型とすると、遅延波のレベルは遅延時間τ
ｉと共に一定の傾きで減少する。この傾きをｑとする
と、遅延スプレッドτｓを用いてｑ＝−（１０ｉＴｃ／
τｓ）ｌｏｇ（ｅ）（ｄＢ／μｓ）（ｉ：整数、Ｔｃ：
チップ周期、ｉＴｃ＝１μｓ、τｓの単位はμｓ）で与
えられる。メモリ１２３に記憶された複数のレベルを用
いて、最小二乗近似法により、傾きｑを求める。これよ
り、逆算を行い、遅延スプレッドτｓを算出する。遅延
スプレッドτｓを求める何れの手法においても、Ａ／Ｄ
変換器１０７，１０８の一方で検出されたレベルを用い
るのみでよい。アンテナ４０２，４０３に達する遅延波
の広がりはほぼ等しい。Ａ／Ｄ変換器１０７，１０８の
両者からそれぞれ得られる検出レベルでそれぞれ遅延ス
プレッドτｓを計算し、その平均を求めてもよい。この
ようにして求めた遅延スプレッドτｓにより、メモリ１
２４に記憶された図２Ｂに示す遅延スプレッドτｓと最
適窓幅ｍとの関係テーブルから求めた遅延スプレッドτ
ｓに対する最適な窓幅ｍを決定する。この結果はスイッ
チ選択手段１１４に入力され、タップ付遅延線４１０，
４１１の各タップと直列に接続されたスイッチＳ１１〜
Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６の対応するものをＯＮにする。
すなわち、求めた最適窓幅ｍが例えば３の場合は、図３
に示すようにブランチ１についてはタップｔ１４〜ｔ１
６における信号が、ブランチ２についてはタップｔ２４
〜ｔ２６における信号が出力されるようにスイッチＳ１
４〜Ｓ１６、Ｓ２４〜Ｓ２６をＯＮとし、スイッチＳ１
１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３はＯＦＦとする。つまり求
めた最適窓幅をｍとすると、ブランチ１についてタップ
ｔ（１６−（ｍ−１））〜ｔ１６における信号が、ブラ
ンチ２についてはタップｔ（２６−（ｍ−１））〜ｔ２
６における信号が出力されるようにスイッチＳ（１６−
（ｍ−１））〜Ｓ１６、Ｓ（２６−（ｍ−１））〜Ｓ２
６をＯＮとする。このようにして求めた遅延スプレッド
と対応した窓幅ｍのタップ数（位置）が取り出されて合
成回路４０９へ供給される。この際にタイミングで検波
信号の最大比合成が行われるようにタップｔ１１，ｔ２
１の前に演算処理による時間を調整するためのタイミン
グ調整用遅延部１１７、１１８が設けられる。なお図２
Ｂのテーブルは、図９に示した関係を各遅延スプレッド
値について求め、その結果として予め作成しておく。
【００１４】ブランチ１についてタップ付遅延線４１０
のタップｔ１１〜ｔ１６から出力された遅延信号は、Ａ
／Ｄ変換器１０７で算出されたレベルをもとに最大比合
成重み係数演算手段１１３で算出された遅延信号に対す
る重み係数Ｗ１１〜Ｗ１６と乗算器Ｍ１１〜Ｍ１６にお
いてそれぞれ乗算される。ただし、最適窓幅ｍが決定さ
れるので、乗算器Ｍ（１６−（ｍ−１））〜Ｍ１０が用
いられる。ブランチ２についてタップ付遅延線４１１の
タップｔ２１〜ｔ２６から出力された遅延信号は、Ａ／
Ｄ変換器１０８で算出されたレベルをもとに最大比合成
重み係数演算手段１１３で算出された遅延信号に対する
重み係数Ｗ２１〜Ｗ２６と乗算器Ｍ２１〜Ｍ２６におい
てそれぞれ乗算される。ただし、最適窓幅ｍが決定され
るので、乗算器Ｍ（２６−（ｍ−１））〜Ｍ２０が用い
られる。最大比合成のための重みが乗算された信号は合
成回路４０９に入力されて合成され復調信号が出力され
る。
のタップｔ１１〜ｔ１６から出力された遅延信号は、Ａ
／Ｄ変換器１０７で算出されたレベルをもとに最大比合
成重み係数演算手段１１３で算出された遅延信号に対す
る重み係数Ｗ１１〜Ｗ１６と乗算器Ｍ１１〜Ｍ１６にお
いてそれぞれ乗算される。ただし、最適窓幅ｍが決定さ
れるので、乗算器Ｍ（１６−（ｍ−１））〜Ｍ１０が用
いられる。ブランチ２についてタップ付遅延線４１１の
タップｔ２１〜ｔ２６から出力された遅延信号は、Ａ／
Ｄ変換器１０８で算出されたレベルをもとに最大比合成
重み係数演算手段１１３で算出された遅延信号に対する
重み係数Ｗ２１〜Ｗ２６と乗算器Ｍ２１〜Ｍ２６におい
てそれぞれ乗算される。ただし、最適窓幅ｍが決定され
るので、乗算器Ｍ（２６−（ｍ−１））〜Ｍ２０が用い
られる。最大比合成のための重みが乗算された信号は合
成回路４０９に入力されて合成され復調信号が出力され
る。
【００１５】上記の原理はアンテナ数ｎ×遅延線タップ
数ｍの複数のパスからｊ個（２≦ｊ≦ｎ×ｍを満す整
数）のパスを選択する場合についても同様である。すな
わち、例えばｎ＝２の場合上記のように最適な窓幅ｍを
決定した後、メモリ１２３の中の検出レベルａ1 〜ａ
ｍ、ｂ1 〜ｂｍから大きい順にｊ個を選択し、このｊ個
のレベルとタップ位置がメモリ１２５に記憶される。図
４はｊ＝４、ｍ＝３の場合を示している。この場合はｍ
＝３でタップｔ１４〜ｔ１６、ｔ２４〜ｔ２６が選択さ
れるが、これらタップよりの遅延信号ａ1 〜ａ3 、ｂ1
〜ｂ3 のレベルはｂ 1 ＞ａ1 ＞ｂ2 ＞ｂ3 ＞ａ3 ＞ａ2
なる関係にあるから、大きいものから順にｂ 1 ，ａ1 ，
ｂ2 ，ｂ3 の４組が選択されて最大比合成されて出力さ
れる。
数ｍの複数のパスからｊ個（２≦ｊ≦ｎ×ｍを満す整
数）のパスを選択する場合についても同様である。すな
わち、例えばｎ＝２の場合上記のように最適な窓幅ｍを
決定した後、メモリ１２３の中の検出レベルａ1 〜ａ
ｍ、ｂ1 〜ｂｍから大きい順にｊ個を選択し、このｊ個
のレベルとタップ位置がメモリ１２５に記憶される。図
４はｊ＝４、ｍ＝３の場合を示している。この場合はｍ
＝３でタップｔ１４〜ｔ１６、ｔ２４〜ｔ２６が選択さ
れるが、これらタップよりの遅延信号ａ1 〜ａ3 、ｂ1
〜ｂ3 のレベルはｂ 1 ＞ａ1 ＞ｂ2 ＞ｂ3 ＞ａ3 ＞ａ2
なる関係にあるから、大きいものから順にｂ 1 ，ａ1 ，
ｂ2 ，ｂ3 の４組が選択されて最大比合成されて出力さ
れる。
【００１６】図１中に点線で示すように検波器４０６，
４０７の各検波出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器１０７，１
０８へ供給して、レベル検出を行ってもよい。更に送信
側の処理手順によっては図５に示すように、アンテナ４
０２，４０３よりの各受信信号を帯域通過フィルタ１０
３，１０４をそれぞれ通し、まず検波器４０６，４０８
で検波して中間周波帯の信号とし、その後相関器４０
５，４０７でそれぞれ逆拡散してベースバンド信号を得
てタップ付遅延線４１０，４１１へ供給してもよい。こ
の場合は送信側でデータ信号をスペクトラム拡散した
後、その拡散出力で搬送波信号を例えばＢＰＳＫ変調し
て出力した信号を受信する場合に利用される。Ａ／Ｄ変
換器１０７，１０８によるレベル検出は相関器４０５，
４０７の出力に対し行われる。その他、図１と対応する
部分には同一符号を付けて重複説明は省略する。
４０７の各検波出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器１０７，１
０８へ供給して、レベル検出を行ってもよい。更に送信
側の処理手順によっては図５に示すように、アンテナ４
０２，４０３よりの各受信信号を帯域通過フィルタ１０
３，１０４をそれぞれ通し、まず検波器４０６，４０８
で検波して中間周波帯の信号とし、その後相関器４０
５，４０７でそれぞれ逆拡散してベースバンド信号を得
てタップ付遅延線４１０，４１１へ供給してもよい。こ
の場合は送信側でデータ信号をスペクトラム拡散した
後、その拡散出力で搬送波信号を例えばＢＰＳＫ変調し
て出力した信号を受信する場合に利用される。Ａ／Ｄ変
換器１０７，１０８によるレベル検出は相関器４０５，
４０７の出力に対し行われる。その他、図１と対応する
部分には同一符号を付けて重複説明は省略する。
【００１７】上述では説明を簡単にするためＢＰＳＫ変
調信号を想定して行ったが、その他の変調信号、例えば
ＱＰＳＫ変調信号でもよい。この場合も検波器４０６，
４０８としては同期検波器、又は遅延検波器が用いられ
るが、何れも、直交検波器であり、同期成分出力（Ｉ出
力）、直交成分出力（Ｑ出力）の二つが得られ、これら
に対して、それぞれタップ付遅延線が用いられる。つま
りそれぞれＩ，Ｑの２系統となる。検波後に逆拡散する
場合は相関器４０５，４０７もそれぞれＩ，Ｑの２系統
が設けられる。Ｉ，Ｑ成分について送信側で異なる拡散
符号が用いられる場合は、受信装置でも検波出力のＩ，
Ｑ成分に対し、それぞれ送信側と同一の異なる拡散符号
で逆拡散する。この異なる拡散符号の組は各アンテナの
系統（ブランチ）については同一とされる。更に上述に
おいて１チップ周期ずつ順次ずれた遅延信号を得るため
にタップ付遅延線を用いたが、例えばメモリを用い、そ
の書込みに対し、読出しを順次１チップ周期ずつ遅らせ
るなど他の手段によってもよい。更にアンテナの数ｎは
２に限らず、３以上でもよいし、ｎが大きい程スペース
ダイバーシチとパスダイバーシチの両効果が大きくな
る。ｎ−１で、遅延波の広がりに応じて窓幅ｍの数、つ
まりパス数を変更することにより、所要品質を得る最低
受信レベルが変化し、適切な窓幅ｍを設定すればよい。
ｎ×ｍ個の遅延信号から取出し合成回路４０９へ供給す
る遅延信号の数ｊは２個以上であればよい。
調信号を想定して行ったが、その他の変調信号、例えば
ＱＰＳＫ変調信号でもよい。この場合も検波器４０６，
４０８としては同期検波器、又は遅延検波器が用いられ
るが、何れも、直交検波器であり、同期成分出力（Ｉ出
力）、直交成分出力（Ｑ出力）の二つが得られ、これら
に対して、それぞれタップ付遅延線が用いられる。つま
りそれぞれＩ，Ｑの２系統となる。検波後に逆拡散する
場合は相関器４０５，４０７もそれぞれＩ，Ｑの２系統
が設けられる。Ｉ，Ｑ成分について送信側で異なる拡散
符号が用いられる場合は、受信装置でも検波出力のＩ，
Ｑ成分に対し、それぞれ送信側と同一の異なる拡散符号
で逆拡散する。この異なる拡散符号の組は各アンテナの
系統（ブランチ）については同一とされる。更に上述に
おいて１チップ周期ずつ順次ずれた遅延信号を得るため
にタップ付遅延線を用いたが、例えばメモリを用い、そ
の書込みに対し、読出しを順次１チップ周期ずつ遅らせ
るなど他の手段によってもよい。更にアンテナの数ｎは
２に限らず、３以上でもよいし、ｎが大きい程スペース
ダイバーシチとパスダイバーシチの両効果が大きくな
る。ｎ−１で、遅延波の広がりに応じて窓幅ｍの数、つ
まりパス数を変更することにより、所要品質を得る最低
受信レベルが変化し、適切な窓幅ｍを設定すればよい。
ｎ×ｍ個の遅延信号から取出し合成回路４０９へ供給す
る遅延信号の数ｊは２個以上であればよい。
【００１８】図１において、スイッチＳ１１〜Ｓ１６、
Ｓ２１〜Ｓ２６を省略し、スイッチＯＦＦする場合は、
これを直列の乗算器の重みを０としてもよい。更にこの
発明は最大比合成のみならず、等利得合成としてもよ
い。この場合の各タップ係数の重み係数Ｗ１１〜Ｗ１
６、Ｗ２１〜Ｗ２６は１とするか、各乗算器Ｍ１１〜Ｍ
１６、Ｍ２１〜Ｍ２６を省略してもよい。上述において
は受信信号の拡散帯域幅Ｂが一定であるとしたが、拡散
帯域幅Ｂが異なる信号を受信する場合は、遅延スプレッ
ドτｓに拡散帯域幅Ｂを乗算した正規化遅延スプレッド
と最適窓幅との関係を予め記憶しておき、受信信号の検
出レベルから正規化遅延スプレッドＢτｓを求めて最適
窓幅を決定してもよい。上述の相関器４０５，４０７、
検波器４０６，４０８はデイジタル信号処理により構成
することが可能である。
Ｓ２１〜Ｓ２６を省略し、スイッチＯＦＦする場合は、
これを直列の乗算器の重みを０としてもよい。更にこの
発明は最大比合成のみならず、等利得合成としてもよ
い。この場合の各タップ係数の重み係数Ｗ１１〜Ｗ１
６、Ｗ２１〜Ｗ２６は１とするか、各乗算器Ｍ１１〜Ｍ
１６、Ｍ２１〜Ｍ２６を省略してもよい。上述において
は受信信号の拡散帯域幅Ｂが一定であるとしたが、拡散
帯域幅Ｂが異なる信号を受信する場合は、遅延スプレッ
ドτｓに拡散帯域幅Ｂを乗算した正規化遅延スプレッド
と最適窓幅との関係を予め記憶しておき、受信信号の検
出レベルから正規化遅延スプレッドＢτｓを求めて最適
窓幅を決定してもよい。上述の相関器４０５，４０７、
検波器４０６，４０８はデイジタル信号処理により構成
することが可能である。
【００１９】上述では図２Ｂに示したテーブルを予め用
意しておき、計算した遅延スプレッドτｓから適切な窓
幅ｍを求めた。このようにする場合に限らず、図２Ｂに
示したテーブルの生成の前提である、例えば図１０Ａに
示すような各遅延線数ｎごとに各種正規格化遅延スプレ
ッドτｓに対する、ビット誤り率１０-3を得る最低のＥ
ｂ／Ｎｏ特性を、窓幅ｍをパラメータとしてテーブルに
記憶しておき、あるいは図１０Ｂに示すように各種正規
格化遅延スプレッドに対する、誤り率１０-3が得られる
最低のＥｂ／Ｎｏ特性を、窓幅数ｍをパラメータとし、
各種遅延線数ｎ、また合成回路４０９へ供給する各種遅
延信号数Ｐについてテーブルに予め記憶しておき、計算
した遅延スプレッドτｓにより、図１０Ａと対応するテ
ーブルを参照し、つまりこれら図の横軸上の遅延スプレ
ッドの対応位置から縦軸と平行な線を上へかく時、最初
に交差する曲線のパラメータ値である窓幅ｍを求め、こ
の窓幅ｍを用いる。あるいは合成回路４０９へ供給する
各種値Ｐのテーブルについて、計算した遅延スプレッド
τｓを通る縦線で下から最初に交差する曲線のＥｂ／Ｎ
ｏの最小の中で最小のＥｂ／ＮｏのＰとパラメータｍを
用いることもできる。また与えられたブランチ数ｎと、
供給遅延信号数Ｐとから参照テーブルを決定し、そのテ
ーブルにおける計算した遅延スプレッドの横軸上の位置
から上に上げた時に最初に交差する曲線のパラメータ数
値ｍを用いてもよい。
意しておき、計算した遅延スプレッドτｓから適切な窓
幅ｍを求めた。このようにする場合に限らず、図２Ｂに
示したテーブルの生成の前提である、例えば図１０Ａに
示すような各遅延線数ｎごとに各種正規格化遅延スプレ
ッドτｓに対する、ビット誤り率１０-3を得る最低のＥ
ｂ／Ｎｏ特性を、窓幅ｍをパラメータとしてテーブルに
記憶しておき、あるいは図１０Ｂに示すように各種正規
格化遅延スプレッドに対する、誤り率１０-3が得られる
最低のＥｂ／Ｎｏ特性を、窓幅数ｍをパラメータとし、
各種遅延線数ｎ、また合成回路４０９へ供給する各種遅
延信号数Ｐについてテーブルに予め記憶しておき、計算
した遅延スプレッドτｓにより、図１０Ａと対応するテ
ーブルを参照し、つまりこれら図の横軸上の遅延スプレ
ッドの対応位置から縦軸と平行な線を上へかく時、最初
に交差する曲線のパラメータ値である窓幅ｍを求め、こ
の窓幅ｍを用いる。あるいは合成回路４０９へ供給する
各種値Ｐのテーブルについて、計算した遅延スプレッド
τｓを通る縦線で下から最初に交差する曲線のＥｂ／Ｎ
ｏの最小の中で最小のＥｂ／ＮｏのＰとパラメータｍを
用いることもできる。また与えられたブランチ数ｎと、
供給遅延信号数Ｐとから参照テーブルを決定し、そのテ
ーブルにおける計算した遅延スプレッドの横軸上の位置
から上に上げた時に最初に交差する曲線のパラメータ数
値ｍを用いてもよい。
【００２０】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、遅
延スプレッドに対して窓幅を最適に制御することによ
り、遅延波の遅延スプレッドの大小にかかわらず合成信
号のＳ／Ｎを常に最大とすることができる。この発明に
よれば、空間ダイバーシチとパスダイバーシチを従来よ
りも効果的に利用でき、通信品質の改善を図ることがで
きる。
延スプレッドに対して窓幅を最適に制御することによ
り、遅延波の遅延スプレッドの大小にかかわらず合成信
号のＳ／Ｎを常に最大とすることができる。この発明に
よれば、空間ダイバーシチとパスダイバーシチを従来よ
りも効果的に利用でき、通信品質の改善を図ることがで
きる。
【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。
【図２】Ａは遅延波の広がりにおける減衰の傾きを示す
図、Ｂは遅延スプレッドに対する最適窓幅を示す図であ
る。
図、Ｂは遅延スプレッドに対する最適窓幅を示す図であ
る。
【図３】遅延線タップ出力の例を示す図。
【図４】複数パスを選択する場合の遅延線タップ出力を
示す図。
示す図。
【図５】請求項２の発明の実施例を示すブロック図。
【図６】従来の符号分割多元接続用受信装置のブロック
図。
図。
【図７】遅延線タップ出力を示す図。
【図８】遅延波の広がりを示す図。
【図９】（ａ）は窓幅をパラメータとして受信レベルに
対する誤り率を示す図、（ｂ）は遅延スプレッドをパラ
メータとして窓幅に対する所要品質を得る受信レベルを
示す図である。
対する誤り率を示す図、（ｂ）は遅延スプレッドをパラ
メータとして窓幅に対する所要品質を得る受信レベルを
示す図である。
【図１０】Ａは決定窓幅ｍの全ての遅延信号を合成回路
へ供給する場合の窓幅ｍをパラメータとする遅延スプレ
ッドに対する最低のＥｂ／Ｎｏ値を示す特性曲線図、Ｂ
はブランチ数（遅延線数）ｎと合成回路４０９へ供給す
る遅延信号数Ｐごとの窓幅ｍをパラメータとする遅延ス
プレッドτｓと、所要ビット誤り率が得られる最低のＥ
ｂ／Ｎｏとの関係例を示す図である。
へ供給する場合の窓幅ｍをパラメータとする遅延スプレ
ッドに対する最低のＥｂ／Ｎｏ値を示す特性曲線図、Ｂ
はブランチ数（遅延線数）ｎと合成回路４０９へ供給す
る遅延信号数Ｐごとの窓幅ｍをパラメータとする遅延ス
プレッドτｓと、所要ビット誤り率が得られる最低のＥ
ｂ／Ｎｏとの関係例を示す図である。
Claims (3)
- 【請求項１】 ｎ個（ｎは１以上の整数）のアンテナか
らの受信信号をｎ個の相関器で同一拡散符号によりそれ
ぞれ逆拡散し、 上記ｎ個の逆拡散出力をそれぞれｎ個の検波器で検波
し、 上記ｎ個の検波出力をｎ個の遅延手段でそれぞれ上記拡
散符号の１チップ周期ずつ順次遅延したｍ個（ｍは２以
上の整数）の遅延信号を得、 これら遅延信号を合成回路で合成する符号分割多元接続
通信用受信装置において、 上記ｎ個の相関器の少くとも１個の順次上記１チップ周
期ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す整数）の出力のレベルを検
出するレベル検出手段と、 このレベル検出手段よりの検出レベルにより遅延波の広
がりを算出する演算手段と、 この演算手段により算出された遅延波の広がりの値によ
り、上記ｎ個の各遅延手段から取り出す遅延信号の数ｍ
を変更する窓幅変更手段と、 を具備することを特徴とする符号分割多元接続通信用受
信装置。 - 【請求項２】 ｎ個（ｎは１以上の整数）のアンテナか
らの受信信号をｎ個の検波器でそれぞれ検波し、 上記ｎ個の検波出力をｎ個の相関器で同一拡散符号によ
りそれぞれ逆拡散し、 上記ｎ個の逆拡散出力をｎ個の遅延手段でそれぞれ上記
拡散符号の１チップ周期ずつ順次遅延したｍ個（ｍは２
以上の整数）の遅延信号を得、 これら遅延信号を合成回路で合成する符号分割多元接続
通信用受信装置において、 上記ｎ個の相関器の少くとも１個の順次上記１チップ周
期ずれたｋ個（ｋ≧ｍを満す整数）の出力のレベルを検
出するレベル検出手段と、 上記レベル検出手段よりの検出レベルにより遅延波の広
がりを算出する演算手段と、 この演算手段により算出された遅延波の広がりの値によ
り、上記ｎ個の各遅延手段から取り出す遅延信号の数ｍ
を変更する窓幅変更手段と、 を具備することを特徴とする符号分割多元接続通信用受
信装置。 - 【請求項３】 上記ｎの遅延手段より上記各ｍ個の遅延
信号よりなるｎ×ｍ個の遅延信号からそのレベルが大き
い順にｊ個（２≦ｊ≦ｎ×ｍを満たす整数）を選択して
上記合成回路へ供給する選択手段を具備することを特徴
とする請求項１又は２記載の符号分割多元接続通信用受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4112396A JP3246646B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 符号分割多元接続通信用受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4112396A JP3246646B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 符号分割多元接続通信用受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233049A true JPH09233049A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3246646B2 JP3246646B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=12599681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4112396A Expired - Fee Related JP3246646B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 符号分割多元接続通信用受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3246646B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7149241B2 (en) | 2000-10-11 | 2006-12-12 | Nec Corporation | Mobile station and method for allocating finger thereof in CDMA communication system |
| JP2014014127A (ja) * | 2006-09-12 | 2014-01-23 | Marvell World Trade Ltd | 受信機 |
-
1996
- 1996-02-28 JP JP4112396A patent/JP3246646B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7149241B2 (en) | 2000-10-11 | 2006-12-12 | Nec Corporation | Mobile station and method for allocating finger thereof in CDMA communication system |
| JP2014014127A (ja) * | 2006-09-12 | 2014-01-23 | Marvell World Trade Ltd | 受信機 |
| US9143191B2 (en) | 2006-09-12 | 2015-09-22 | Marvell World Trade Ltd. | Method and apparatus for filtering and combining multipath components of a signal received at multiple antennas according to a wireless communication protocol standard designed for a receiver having only a single receive antenna |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3246646B2 (ja) | 2002-01-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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