JPH09215400A - Torque control system and torque controller of induction motor - Google Patents
Torque control system and torque controller of induction motorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導モータのトル
ク制御方式に関し、特にモータの１次電流を制御するこ
とによって間接的に出力トルクを制御するトルク制御方
式および該制御方式を実現するトルク制御装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a torque control method for an induction motor, and more particularly to a torque control method for indirectly controlling output torque by controlling a primary current of the motor and a torque control for realizing the control method. Regarding the device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】誘導モータにおいて、１次巻線抵抗をＲ
1 ，２次巻線抵抗をＲ2 とし、また、１次巻線の漏れイ
ンダクタンスをｌ1 ，２次巻線の漏れインダクタンスを
ｌ2 ，１次−２次巻線間の相互インダクタンスをＭ1 と
する。また、１次電流ｉ1 ，２次磁束φ2 ，および１次
電圧ｖ1 をベクトル表示すると、それぞれ以下の式
（１），（２），（３）で表される。2. Description of the Related Art In an induction motor, the resistance of the primary winding is R
1 , the resistance of the secondary winding is R 2 , the leakage inductance of the primary winding is l 1 , the leakage inductance of the secondary winding is l 2 , and the mutual inductance between the primary and secondary windings is M 1. And When the primary current i 1 , the secondary magnetic flux φ 2 , and the primary voltage v 1 are vector-displayed, they are expressed by the following equations (1), (2), (3), respectively.
【０００３】[0003]
【数１】 また、１次電流の瞬時角速度指令をω0 （初期値は０と
する）で表した場合には、１次電流の位相指令θ0 は１
次電流の瞬時角速度指令ω0 を時間積分した以下の式
（４）で表される。(Equation 1) When the instantaneous angular velocity command of the primary current is expressed by ω 0 (initial value is 0), the phase command θ 0 of the primary current is 1
It is expressed by the following equation (4) in which the instantaneous angular velocity command ω 0 of the next current is integrated over time.
【０００４】[0004]
【数２】 また、電気角で表示したロータの瞬時角速度をωre（初
期値は０とする）とすると、機械角で表示したロータの
瞬時角速度ωr は極対数をｐとすると、ωreを極対数ｐ
で除した以下の式（５）で表される。 ωr ＝ωre／ｐ …（５） また、すべり角速度ωs は以下の式（６）で示されるよ
うに、１次電流の瞬時角速度指令ω0 と電気角表示のロ
ータの瞬時角速度ωreとの差によって表される。 ωs ＝ω0 −ωre …（６） また、すべり位相θs はすべり角速度ωs を時間積分と
して以下の式（７）で表される。(Equation 2) If the rotor instantaneous angular velocity expressed in electrical angle is ωre (initial value is 0), the rotor instantaneous angular velocity ωr expressed in mechanical angle is p, where ωre is the pole pair number.
It is represented by the following formula (5) divided by. ωr = ωre / p (5) Further, the slip angular velocity ωs is determined by the difference between the instantaneous angular velocity command ω 0 of the primary current and the instantaneous angular velocity ωre of the rotor in electrical angle, as shown in the following equation (6). expressed. ωs = ω 0 −ωre (6) Further, the slip phase θs is expressed by the following equation (7) with the slip angular velocity ωs as the time integral.
【０００５】[0005]
【数３】 また、誘導モータのトルク制御をｄ−ｑ座標上で取り扱
うための回転行列Ｒ（θ），行列Ｉ，Ｊ，３相から２相
への変換行列Ｔはそれぞれ以下の式（８）〜（１１）で
表される。[Equation 3] Further, the rotation matrix R (θ) for handling the torque control of the induction motor on the dq coordinates, the matrices I, J, and the conversion matrix T from three phases to two phases are expressed by the following equations (8) to (11), respectively. ).
【０００６】[0006]
【数４】 ｄ−ｑ座標上の１次電流ｉ1'，１次電流指令値ｉ1'* ，
２次磁束φ2'，単位ベクトルａ（η），および１次電圧
ｖ1'を上記した行列を用いて表すと、それぞれ以下の式
（１２）〜（１６）で表される。[Equation 4] primary current i 1 'on the dq coordinates, primary current command value i 1 ' *,
When the secondary magnetic flux φ 2 ′, the unit vector a (η), and the primary voltage v 1 ′ are represented using the above matrix, they are represented by the following equations (12) to (16), respectively.
【０００７】[0007]
【数５】 また、インダクタンスについて以下の式（１７）〜（２
３）によって各変数を定めておく。 Ｍ＝３Ｍ1 ／２ …（17） Ｌ1 ＝ｌ1 ＋Ｍ …（18） Ｌ2 ＝ｌ2 ＋Ｍ …（19） σ＝１−Ｍ2 ／Ｌ1 Ｌ2 …（20） ρ＝（１−σ）／σ …（21） λ1 ＝Ｒ1 ／σＬ1 …（22） λ2 ＝Ｒ2 ／Ｌ2 …（23） ここで、ｄ−ｑ座標上において誘導モータの状態方程式
は、上記したベクトル変数や行列式を用いて一般に以下
の式（２４）で表され、出力τは以下の式（２５）で表
されることが知られている。(Equation 5) Further, regarding the inductance, the following equations (17) to (2
Each variable is defined by 3). M = 3M 1/2 (17) L 1 = l 1 + M (18) L 2 = l 2 + M (19) σ = 1-M 2 / L 1 L 2 (20) ρ = (1- σ) / σ (21) λ 1 = R 1 / σL 1 (22) λ 2 = R 2 / L 2 (23) Here, the state equation of the induction motor on the dq coordinates is as described above. It is known that a vector variable or a determinant is generally used to express the following expression (24), and an output τ is expressed using the following expression (25).
【０００８】[0008]
【数６】 [Equation 6]
【０００９】[0009]
【数７】 従来、誘導モータの出力トルクを制御する場合、トルク
指令τ* に対してｄ−ｑ座標上の１次電流指令値ｉ1'*
を以下の式（２６）とし、(Equation 7) Conventionally, when controlling the output torque of the induction motor, the primary current command value i 1 '* on the dq coordinates with respect to the torque command τ *
Is expressed by the following equation (26),
【００１０】[0010]
【数８】 すべりωs を以下の式（２７）とし、１次電流指令値ｉ
1'を制御することによって出力トルクの制御を行ってい
る。 ωs ＝Ｍλ2 ｉq ／φd# …（27） ただし、φd#はｄ軸の２次磁束φd の観測値あるいは推
定値であり、定常的にはφd に一致するものである。[Equation 8] Let slip ωs be the following equation (27) and the primary current command value i
The output torque is controlled by controlling 1 '. ωs = Mλ 2 iq / φd # (27) where φd # is an observed value or an estimated value of the secondary magnetic flux φd on the d-axis, and is consistent with φd in a steady state.
【００１１】上記した従来のトルク制御は、出力τを表
す前記式（２５）において、ｄ軸方向の磁束φd を一定
値φ* としｑ軸方向の磁束φq を０とすることによっ
て、ｑ軸電流ｉq によって出力τを制御するものであ
る。In the conventional torque control described above, in the equation (25) representing the output τ, the magnetic flux φd in the d-axis direction is set to a constant value φ *, and the magnetic flux φq in the q-axis direction is set to 0, whereby the q-axis current is changed. The output τ is controlled by iq.
【００１２】ここで、前記式（２４）の定常状態におい
てφd ＝φ* ，φq ＝０とすると、式（２４）中のｄφ
2'／ｄｔ＝０から、ｄ軸電流指令ｉd*は以下の式（２
８）で表される。 ｉd*＝φ* ／Ｍ …（28） また、ｑ軸電流指令ｉq*は式（２５）から以下の式（２
９）で表される。 ｉq*＝Ｌ2 τ* ／ｐＭφ* …（29） 上記式（２８），（２９）は、前記式（２６）のベクト
ルの成分を表している。If φd = φ * and φq = 0 in the steady state of the equation (24), dφ in the equation (24) is satisfied.
From 2 '/ dt = 0, the d-axis current command id * is expressed by the following equation (2
It is represented by 8). id * = φ * / M (28) Further, the q-axis current command iq * is calculated by the following equation (2) from the equation (25).
It is represented by 9). iq * = L 2 τ * / pMφ * (29) The above equations (28) and (29) represent the components of the vector of the above equation (26).
【００１３】また、式（２４）中のφq について書き出
すと以下の式（３０）となる。 dφq ／ｄｔ＝−λ2 φq ＋Ｍλ2 ｉq −ωs φd …（30） ここで、すべりωs を前記式（２７）とすると、式（３
０）の微分方程式との解φq は時定数λ2 で収束するこ
とになる。If φq in the equation (24) is written out, the following equation (30) is obtained. dφq / dt = −λ 2 φq + Mλ 2 iq−ωs φd (30) Here, when the slip ωs is the above equation (27), the equation (3)
The solution φq with the differential equation of 0) converges with the time constant λ 2 .
【００１４】したがって、式（２６）によって１次電流
指令値ｉ1'* を算出し、式（２７）によってすべりωs
を算出し、１次電流指令値ｉ1'* と１次電流ｉ1'との差
ｅc' ＝ｉ1'* −ｉ1'と、ｄ−ｑ座標上の２次磁束の時
間微分ｄφ2'／ｄｔが定常状態において零となるよう制
御を行うと、この制御によって、誘導モータは、上記式
（２４）の状態方程式が定常状態に達すると以下の式
（３１）となる。 （λ2 Ｉ＋ωs Ｊ）φ2'＝Ｍλ2 ｉ1'* …（31） この式（３１）に前記式（２６），（２７）を代入する
と、以下の式（３２），（３３）が得られる。Therefore, the primary current command value i 1 '* is calculated by the equation (26), and the slip ωs is calculated by the equation (27).
Calculating a primary current command value i 1 '* and a primary current i 1' the difference ec '= i 1' * -i 1 ' and, d-q time derivative dφ secondary flux on the coordinate 2 When the control is performed such that '/ dt becomes zero in the steady state, the induction motor becomes the following formula (31) when the state equation of the formula (24) reaches the steady state by this control. (Λ 2 I + ωs J) φ 2 '= Mλ 2 i 1 ' * (31) Substituting the equations (26) and (27) into the equation (31), the following equations (32) and (33) are obtained. can get.
【００１５】[0015]
【数９】 したがって、式（２５），（２６），（３３）から、定
常状態における出力τは以下の式（３４）となり、出力
τとトルク指令τ* と一致することになる。[Equation 9] Therefore, from the equations (25), (26) and (33), the output τ in the steady state becomes the following equation (34), and the output τ and the torque command τ * coincide with each other.
【００１６】[0016]
【数１０】 [Equation 10]
【００１７】[0017]
【発明が解決しようとする課題】従来のトルク制御方式
では、トルク指令の大きさにかかわりなく常にｄ軸電流
ｉd が流れるため、誘導モータの効率が低下するという
問題点がある。前記式（２６）に示すように、従来のト
ルク制御方式ではトルクτを制御するためのｑ軸電流ｉ
q に加えて、ｄ軸電流ｉd が流れている。このｄ軸電流
ｉd はφ* ／Ｍで表されφ* は一定値であるため、誘導
モータの出力が零の場合であっても常に一定の大きさの
電流が流れることになる。出力電流はこの一定のｄ軸電
流ｉd と出力に応じて増加するｑ軸電流のベクトル和で
あるため、軽負荷時においてはｄ軸電流ｉd による誘導
モータおよびインバータの損失の比率が増加し、結果と
して誘導モータの効率の低下を招くことになる。The conventional torque control system has a problem that the efficiency of the induction motor is lowered because the d-axis current id always flows regardless of the magnitude of the torque command. As shown in the equation (26), in the conventional torque control method, the q-axis current i for controlling the torque τ is
In addition to q, the d-axis current id is flowing. Since the d-axis current id is represented by φ * / M and φ * is a constant value, a constant amount of current always flows even when the output of the induction motor is zero. Since the output current is the vector sum of this constant d-axis current id and the q-axis current that increases according to the output, the ratio of the loss of the induction motor and the inverter due to the d-axis current id increases at light load, resulting in As a result, the efficiency of the induction motor is reduced.
【００１８】例えば、図２において、ｑ軸電流の大きさ
がｉ1qでｄ軸電流の大きさがｉ1dの出力電流ｉ1 と、ｑ
軸電流の大きさがｉ2q(＝ｉ1q)でｄ軸電流の大きさがｉ
2d（＞ｉ1d）の出力電流ｉ2 とを比較すると、両出力電
流のｑ軸電流の大きさが等しいため同じ出力トルク値と
なるが、ｄ軸電流が大きな出力電流ｉ2 はトータルの電
流値が大きいため、供給した電流に対して得られるトル
ク値は相対的に小さくなることになる。[0018] For example, in FIG. 2, the magnitude of the d-axis current magnitude of the q-axis current at i 1 q is the i 1 output current i 1 of the d, q
The magnitude of the axial current is i 2 q (= i 1 q) and the magnitude of the d-axis current is i 2.
When the output current i 2 of 2 d (> i 1 d) is compared, the same output torque value is obtained because the q-axis currents of both output currents are equal, but the output current i 2 with a large d-axis current is the total. Since the current value of is large, the torque value obtained for the supplied current is relatively small.
【００１９】このような問題点を解決する手段として、
φ* の値をトルク指令τ* の値に応じて変化させる方式
が考えられている。しかしながら、磁束φ* とトルク指
令τ* との関係が不明であるため、最適な制御を行わせ
るφ* の定め方は知られていない。そこで、例えば図３
に示すように、誘導モータが持つ最大トルクτmax に対
する最大磁束φ* max と、トルク指令τ* が零の場合の
磁束φ* ０との間を直線補間し、与えられたトルク指令
τ* に対する磁束φ* を求める方式が考えられるが、ト
ルク制御が最適に行われているとは限らない。As a means for solving such a problem,
A method of changing the value of φ * according to the value of the torque command τ * is considered. However, since the relationship between the magnetic flux φ * and the torque command τ * is unknown, there is no known method for determining φ * for optimal control. Therefore, for example, in FIG.
As shown in, the linear flux is interpolated between the maximum magnetic flux φ * max for the maximum torque τ max of the induction motor and the magnetic flux φ * 0 when the torque command τ * is zero, and the magnetic flux for the given torque command τ * is A method of obtaining φ * is conceivable, but torque control is not always performed optimally.
【００２０】そこで、本発明は前記した従来の問題点を
解決して、誘導モータの１次電流の制御によって出力ト
ルクの制御を行う制御方式において、トルク指令に応じ
た１次電流を流し、軽負荷時における効率低下を防止し
て効率制御を行うことを目的とする。Therefore, the present invention solves the above-mentioned conventional problems, and in a control system in which the output torque is controlled by controlling the primary current of the induction motor, the primary current according to the torque command is flowed to reduce the load. The purpose is to perform efficiency control while preventing a decrease in efficiency under load.
【００２１】[0021]
【課題を解決するための手段】誘導モータが定常状態に
ある場合には、前記式（２４）のφ2'にかかわる部分か
らφ2'は以下の式（３５）で表される。なお、誘導モー
タにおける各記号は前記式（１）〜（２３）と同様であ
り、ｄ−ｑ座標上における誘導モータの状態方程式およ
び出力τも式（２４），（２５）によって表されるた
め、ここでの説明は省略する。 φ2'＝（λ2 Ｉ＋ωs Ｊ）-1Ｍλ2 ｉ1' …（35） この式（３５）を前記出力トルクτの式（２５）中に代
入して整理すると、トルク指令τ* は、すべりωs を変
数とする以下の式（３６）で表される。When the induction motor [Means for Solving the Problems] is in a steady state, the equation (24) of phi 2 '2 from the portion phi relating to' is expressed by the following equation (35). The symbols in the induction motor are the same as those in the equations (1) to (23), and the state equation of the induction motor and the output τ on the dq coordinates are also represented by the equations (24) and (25). The description here is omitted. φ 2 ′ = (λ 2 I + ωs J) −1 Mλ 2 i 1 ′ (35) When this equation (35) is substituted into the equation (25) of the output torque τ and arranged, the torque command τ * is It is expressed by the following equation (36) using the slip ω s as a variable.
【００２２】[0022]
【数１１】 ここで、ｘを制御パラメータとし、すべりωs を以下の
式（３７）で定めると、[Equation 11] Here, when x is a control parameter and the slip ωs is defined by the following equation (37),
【００２３】[0023]
【数１２】 前記式（３６）から１次電流ｉ1'の大きさを表すユーク
リッドノルムは以下の式（３８）のように、モータ固有
の定数Ｌ2 ／ｐＭ2 とパラメータｘとトルク指令τ* に
よって表される。[Equation 12] From the equation (36), the Euclidean norm representing the magnitude of the primary current i 1 'is expressed by the motor-specific constant L 2 / pM 2 , the parameter x, and the torque command τ * as in the following equation (38). It
【００２４】[0024]
【数１３】 したがって、前記式（３８）の関係から、ｄ−ｑ座標上
において１次電流指令ｉ1'* は以下の式（３９）で表さ
れるように、トルク指令τ* に対応する値として表され
る。(Equation 13) Therefore, from the relationship of the equation (38), the primary current command i 1 '* is represented as a value corresponding to the torque command τ * on the dq coordinates as represented by the following equation (39). It
【００２５】[0025]
【数１４】 式（３９）において、Ｌ2 ／ｐＭ2 はモータに固有の定
数であり、ｘはモータや制御装置における制御条件で定
まる制御パラメータである。また、式（３９）は、１次
電流指令値ｉ1'* は図４に示すようにｄ−ｑ座標上にお
いて、半径が前記式（３９）の平方根の値の円上にある
ことを示しており、変数η（０≦η≦２π）を変えるこ
とによって、ｄ軸電流指令値ｉd*，およびq 軸電流指令
値ｉq*を設定することができる。[Equation 14] In the equation (39), L 2 / pM 2 is a constant unique to the motor, and x is a control parameter determined by the control conditions of the motor and the control device. Further, the equation (39) indicates that the primary current command value i 1 '* is on the circle of the square root value of the equation (39) on the dq coordinates as shown in FIG. Therefore, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * can be set by changing the variable η (0 ≦ η ≦ 2π).
【００２６】したがって、式（３９）に従って１次電流
指令値ｉ1'* を算出し、１次電流指令値ｉ1'* と１次電
流ｉ1'との差ｅc ' ＝ｉ1'* −ｉ1'と、ｄ−ｑ座標上の
２次磁束の時間微分ｄφ2'／ｄｔが定常状態において零
となるよう制御する。この制御によって、誘導モータ
は、前記式（２４）の状態方程式が定常状態に達すると
以下の式（４０），（４１）となる。Therefore, the primary current command value i 1 '* is calculated according to the equation (39), and the difference ec' = i 1 '*-between the primary current command value i 1 ' * and the primary current i 1 ' Control is performed so that i 1 ′ and the time derivative dφ 2 ′ / dt of the secondary magnetic flux on the dq coordinates become zero in the steady state. By this control, the induction motor becomes the following equations (40) and (41) when the state equation of the equation (24) reaches a steady state.
【００２７】[0027]
【数１５】 そして、式（２５），（３９），および（４１）から、
定常状態における出力トルクτを求めると以下の式（４
２）となり、トルク指令値τ* と一致する。(Equation 15) Then, from equations (25), (39), and (41),
When the output torque τ in the steady state is calculated, the following formula (4
2), which matches the torque command value τ *.
【００２８】[0028]
【数１６】 したがって、前記式（３９）に従ってｄ−ｑ座標上の１
次電流指令値ｉ1'* を定めることによって、定常状態
（ｉ1'* −ｉ1'＝０）ではトルク指令τ* に応じた１次
電流ｉ1'を流がすことができ、これによって、従来の制
御方式で発生する軽負荷時における効率低下を防止する
ことができる。[Equation 16] Therefore, 1 on the dq coordinate is calculated according to the equation (39).
By defining the secondary current command value i 1 '*, the primary current i 1 ' corresponding to the torque command τ * can be made to flow in the steady state (i 1 '* -i 1 ' = 0). As a result, it is possible to prevent a decrease in efficiency at the time of a light load that occurs in the conventional control method.
【００２９】また、式（３７）に示すように、すべりω
s を制御パラメータｘ，トルク指令τ* の符号，モータ
固有の定数λ2 の積により定めることによって、式（３
９）に示すように、１次電流指令値ｉ1'* をトルク指令
値τ* に応じて定めることができる。Further, as shown in equation (37), the slip ω
By defining s by the product of the control parameter x, the sign of the torque command τ *, and the motor-specific constant λ 2 , the equation (3
As shown in 9), the primary current command value i 1 '* can be determined according to the torque command value τ *.
【００３０】また、式（３７）において、制御パラメー
タｘを変化させることによって、誘導モータやインバー
タ等の制御装置における条件に応じたすべりωs に対応
させることができ、効率的な制御を行うことができる。Further, by changing the control parameter x in the equation (37), it is possible to correspond to the slip ω s according to the conditions in the control device such as the induction motor and the inverter, and efficient control can be performed. it can.
【００３１】したがって、本発明は、誘導モータの１次
電流の制御によって誘導モータの出力トルクを制御する
トルク制御方式において、１次電流をトルク指令値に応
じて定められたｄ−ｑ座標上の１次電流指令値とするこ
とによって、トルク指令に応じた１次電流を誘導モータ
に流し、軽負荷時における効率低下を防止して効率制御
を行う。Therefore, according to the present invention, in the torque control system in which the output torque of the induction motor is controlled by controlling the primary current of the induction motor, the primary current is on the dq coordinates determined according to the torque command value. By setting the primary current command value, a primary current corresponding to the torque command is passed to the induction motor, efficiency reduction is prevented at the time of light load, and efficiency control is performed.
【００３２】また、前記変数ｘを制御パラメータとし、
誘導モータの２次巻線の漏れインダクタンスｌ2 と相互
イダクタンスＭ1 に係数３／２を乗じた値Ｍ（＝３Ｍ1
／２）の和（ｌ2 ＋Ｍ）を、相互インダクタンスＭ1 に
係数３／２を乗じた値Ｍの自乗値Ｍ2 と誘導モータの極
対数ｐとの積ｐＭ2 で除した値（ｌ2 ＋Ｍ）／ｐＭ2を
第１の定数とし、誘導モータの２次巻線抵抗Ｒ2 を２次
巻線の漏れインダクタンスｌ2 と相互インダクタンスＭ
1 に係数３／２を乗じた値Ｍの和（ｌ2 ＋Ｍ）で除した
値Ｒ2 ／（ｌ2 ＋Ｍ）を第２の定数とすると、１次電流
は、誘導モータ固有の第１の定数および制御パラメータ
により算出される値とトルク指令値から算出することが
でき、また、制御パラメータは、誘導モータのすべりの
関数とし、該すべりを制御パラメータとトルク指令の符
号とモータの固有の第２の定数の積により定めることが
できる。Further, the variable x is used as a control parameter,
Leakage inductance l 2 and mutual Idakutansu M 1 value multiplied by the coefficient 3/2 to M of the secondary winding of the induction motor (= 3M 1
/ 2 sum (l 2 + M) of the) divided by the product pM 2 the square value M 2 value M multiplied by the coefficient 3/2 to mutual inductance M 1 and pole pairs p of the induction motor (l 2 + M) / pM 2 is the first constant, and the secondary winding resistance R 2 of the induction motor is the leakage inductance l 2 of the secondary winding and the mutual inductance M.
When the sum of the values M multiplied by the coefficient 3/2 to 1 (l 2 + M) value R 2 / divided by (l 2 + M) and the second constant primary current, induction motor specific first It can be calculated from a value calculated by a constant and a control parameter and a torque command value, and the control parameter is a function of slip of the induction motor, and the slip is a function of the control parameter, the sign of the torque command, and the unique value of the motor. It can be determined by the product of two constants.
【００３３】また、誘導モータの１次電流を制御するこ
とによって誘導モータの出力トルクを制御するトルク制
御装置において、制御パラメータ，誘導モータ固有の第
１の定数およびトルク指令値からｄ−ｑ座標上の１次電
流指令値を算出する手段と、制御パラメータとトルク指
令の符号と誘導モータの固有の第２の定数からすべりを
算出する手段と、誘導モータの１次電流を検出する手段
と、検出した１次電流とすべりからｄ−ｑ座標上の１次
電流を求め、該１次電流とｄ−ｑ座標上の１次電流指令
値との差を零とし、ｄ−ｑ座標上の２次磁束の時間微分
を零とするよう誘導モータを制御する制御手段とを備え
ることによって、誘導モータのトルク制御装置を構成す
ることができる。Further, in the torque control device for controlling the output torque of the induction motor by controlling the primary current of the induction motor, the control parameters, the first constant peculiar to the induction motor, and the torque command value are used on the dq coordinates. Means for calculating the primary current command value, means for calculating the slip from the control parameter, the sign of the torque command, and the second constant peculiar to the induction motor, means for detecting the primary current of the induction motor, and detection. The primary current on the dq coordinates is determined from the primary current and the slip, and the difference between the primary current and the primary current command value on the dq coordinates is set to zero, and the secondary current on the dq coordinates is set. The torque control device for the induction motor can be configured by including the control means for controlling the induction motor so that the time derivative of the magnetic flux becomes zero.
【００３４】[0034]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図を
参照しながら詳細に説明する。図１は本発明の誘導モー
タのトルク制御方式を実現する制御装置の一実施の形態
を説明するブロック線図である。なお、図１に示すブロ
ック線図は、トルク指令τ* を受け、１次電流を入力し
たトルク指令τ* に応じてｄ−ｑ座標上の１次電流指令
値とすることによって、トルク指令に応じた１次電流を
誘導モータに流す制御を行うものである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram illustrating an embodiment of a control device for realizing the torque control system for an induction motor of the present invention. In addition, the block diagram shown in FIG. 1 receives the torque command τ *, and sets the primary current command value on the dq coordinates in accordance with the torque command τ * to which the primary current is input to obtain the torque command. The control is such that a corresponding primary current is supplied to the induction motor.
【００３５】誘導モータ５は、２次巻線の漏れインダク
タンスｌ2 ，１次−２次巻線間の相互インダクタンスＭ
1 ，誘導モータの極対数ｐ，２次巻線抵抗Ｒ2 の固有値
を持ち、該誘導モータのトルク制御を行う制御装置は、
２次巻線の漏れインダクタンスｌ2 と１次−２次巻線間
の相互インダクタンスＭ1 に係数３／２を乗じた値Ｍの
和（ｌ2 ＋Ｍ）を、相互インダクタンスＭ1 に係数３／
２を乗じた値Ｍの自乗値Ｍ2 と誘導モータの極対数ｐと
の積ｐＭ2 で除した値（ｌ2 ＋Ｍ）／ｐＭ2 を第１の定
数とし、誘導モータの２次巻線抵抗Ｒ2 を２次巻線の漏
れインダクタンスｌ2 と１次−２次巻線間の相互インダ
クタンスＭ1 に係数３／２を乗じた値Ｍの和（ｌ2 ＋
Ｍ）で除した値Ｒ2 ／（ｌ2 ＋Ｍ）を第２の定数として
備え、また、ロータの角速度ωre（電気角）を検出する
速度検出手段と、１次電流ｉ1 を検出する電流検出手段
を備えている。The induction motor 5 has a leakage inductance l 2 of the secondary winding and a mutual inductance M between the primary and secondary windings.
1 , a control device having the number p of pole pairs of the induction motor and the eigenvalues of the secondary winding resistance R 2 and performing the torque control of the induction motor,
The secondary winding of the leakage inductance l 2 with primary and secondary windings between the sum of the mutual inductance M value M multiplied by the coefficient 3/2 to 1 of the (l 2 + M), the coefficient to the mutual inductance M 1 3 /
The secondary winding resistance of the induction motor, where the value (l 2 + M) / pM 2 divided by the product pM 2 of the squared value M 2 of the value M multiplied by 2 and the pole pair number p of the induction motor is set as the first constant. R 2 a secondary winding leakage inductance l 2 with primary and secondary windings between the sum of the mutual inductance M value M multiplied by the coefficient 3/2 to 1 of (l 2 +
Value R 2 / (l 2 + M) divided by M) is provided as a second constant, and a speed detection means for detecting the angular speed ωre (electrical angle) of the rotor and a current detection for detecting the primary current i 1 Equipped with means.
【００３６】制御装置は、１次電流指令演算部１とすべ
り演算部２と位相演算部３と１次電流制御部４とを備
え、トルク指令τ* と制御パラメータとして変数ｘを入
力し、誘導モータの出力トルクτの制御を行う。The control device comprises a primary current command calculation unit 1, a slip calculation unit 2, a phase calculation unit 3 and a primary current control unit 4, and inputs a torque command τ * and a variable x as a control parameter to induce the induction. The output torque τ of the motor is controlled.
【００３７】１次電流指令演算部１は、トルク指令τ*
と制御パラメータｘを入力し、制御装置が備えた任意の
定数ηおよびモータ固有の第１の定数（ｌ2 ＋Ｍ）／ｐ
Ｍ2を用いて、前記式（３９）に従ってｄ−ｑ座標上の
電流指令ｉ1*を算出し、１次電流制御部４に入力する。
すべり演算部２はトルク指令τ* と制御パラメータｘを
入力し、制御装置が備えたモータ固有の第２の定数Ｒ2
／（ｌ2 ＋Ｍ）を用いて、前記式（３７）に従ってすべ
りωs を算出する。位相演算部３は、すべりωs と速度
検出手段によって検出されたロータの角速度ωre（電気
角）との和（ωs ＋ωre）によって得られる１次電流の
角速度指令ω0 を入力し、前記式（７）に従って積分し
１次電流位相指令θs を算出する。位相演算部３は、算
出した１次電流位相指令θ0 を１次電流制御部４に入力
する。The primary current command calculation unit 1 uses the torque command τ *
And a control parameter x, and an arbitrary constant η provided in the controller and a first constant (l 2 + M) / p specific to the motor.
The current command i 1 * on the dq coordinates is calculated using M 2 according to the equation (39), and is input to the primary current control unit 4.
The slip calculation unit 2 inputs the torque command τ * and the control parameter x, and the second constant R 2 peculiar to the motor provided in the control device.
Using / (l 2 + M), the slip ω s is calculated according to the equation (37). The phase calculator 3 inputs the angular velocity command ω 0 of the primary current obtained by the sum (ωs + ωre) of the slip ωs and the angular velocity ωre (electrical angle) of the rotor detected by the velocity detecting means, and the equation (7) ) To calculate the primary current phase command θs. The phase calculator 3 inputs the calculated primary current phase command θ 0 to the primary current controller 4.
【００３８】１次電流制御部４は、ｄ−ｑ座標上の１次
電流指令ｉ1'* と誘導モータ５の電流検出手段によって
検出した１次電流ｉ1 を入力し、ｄ−ｑ座標上の１次電
流指令値ｉ1'* とｄ−ｑ座標上に変換した１次電流ｉ1'
との差ｅc ' ＝ｉ1'* −ｉ1'を求め、該差が零となるよ
う制御を行う。また、１次電流制御部４は、１次電流位
相指令θs を入力して前記式（１４）に従って変換され
るｄ−ｑ座標上の２次磁束φ2'の時間微分ｄφ2'／ｄｔ
を定常状態において零とする制御を行う。The primary current control unit 4 receives the primary current i 1 detected by the primary current command i 1 '* induction motor 5 of the current detection means on the d-q coordinates, the d-q coordinates Primary current command value i 1 '* and primary current i 1 ' converted to dq coordinates
Determining a difference ec '= i 1' * -i 1 ' and performs control so that the difference becomes zero. Further, the primary current control unit 4 receives the primary current phase command θs and converts the secondary magnetic flux φ 2 ′ on the dq coordinates according to the above equation (14) with respect to time dφ 2 ′ / dt.
Is controlled to zero in the steady state.
【００３９】この制御を行うことによって、前記式（４
２）に示すように誘導モータ５の出力トルクτは入力さ
れたトルク指令τ* と一致する。By performing this control, the above equation (4
As shown in 2), the output torque τ of the induction motor 5 matches the input torque command τ *.
【００４０】また、誘導モータ５を駆動する条件は制御
パラメータｘを変更することによって代えることがで
き、逆に誘導モータ５の駆動条件に対応した制御パラメ
ータｘを制御装置に入力することによって、該駆動条件
に対応した最適な制御を行うことができる。The condition for driving the induction motor 5 can be changed by changing the control parameter x, and conversely, by inputting the control parameter x corresponding to the driving condition of the induction motor 5 to the control device, It is possible to perform optimum control corresponding to the driving condition.
【００４１】次に、誘導モータの駆動条件に応じた制御
パラメータの設定について説明する。 （設定例１）誘導モータへの電力供給はインバータを介
して制御される。一般にインバータで発生する損失は熱
として放出される。インバータの冷却能率が低い場合に
は、この損失による発熱によってインバータの効率が低
下することになる。そこで、本発明のトルク制御方式を
用いる実施例として、インバータの損失を最小とするト
ルク制御を行う場合を説明する。Next, the setting of control parameters according to the driving conditions of the induction motor will be described. (Setting Example 1) The power supply to the induction motor is controlled via the inverter. Generally, the loss generated in the inverter is released as heat. When the cooling efficiency of the inverter is low, the efficiency of the inverter is reduced due to the heat generated by this loss. Therefore, as an embodiment using the torque control method of the present invention, a case will be described in which torque control that minimizes the loss of the inverter is performed.
【００４２】インバータの損失は、誘導モータに流すｄ
−ｑ座標上の１次電流ｉ1'* の大きさを表すユークリッ
ドノルムの２乗値‖ｉ1'* ‖2 に比例すると仮定するこ
とができる。そこで、誘導モータの出力トルクτの大き
さ｜τ｜と‖ｉ1'* ‖2 の比｜τ｜／‖ｉ1'* ‖2 が最
大となるような制御を行うことによって、インバータの
損失を最小とするトルク制御を行うことができる。The loss of the inverter is caused to flow to the induction motor d
It can be assumed that it is proportional to the squared value of the Euclidean norm ‖i 1 '* ‖ 2 representing the magnitude of the primary current i 1 ' * on the −q coordinate. Therefore, the inverter loss is controlled by controlling the ratio of the output torque τ of the induction motor τ to | τ | and ‖i 1 '* ‖ 2 to maximize the ratio | τ | / ‖i 1 ' * ‖ 2. It is possible to perform torque control that minimizes.
【００４３】出力トルクτを表す式（３９）から以下の
式（４３）が得られる。From the equation (39) expressing the output torque τ, the following equation (43) is obtained.
【００４４】[0044]
【数１７】 上記式（４３）において、等号が成り立つのは制御パラ
メータｘが１の場合である。そこで、前記式（３９）中
の制御パラメータｘに１を代入してｄ−ｑ座標上の１次
電流指令値ｉ1'* を求め、また、前記式（３７）中の制
御パラメータｘに１を代入してすべりωs を求め、ｄ−
ｑ座標上の１次電流指令値ｉ1'* とｄ−ｑ座標上に変換
した１次電流ｉ1'との差ｅc ' ＝ｉ1'* −ｉ1'が零とな
るよう制御を行い、また、ｄ−ｑ座標上の２次磁束の時
間微分ｄφ2'／ｄｔを零とする制御を行う。[Equation 17] In the equation (43), the equal sign holds when the control parameter x is 1. Therefore, 1 is substituted for the control parameter x in the equation (39) to obtain the primary current command value i 1 '* on the dq coordinates, and 1 is set for the control parameter x in the equation (37). To obtain the slip ω s, d−
Control is performed so that the difference ec '= i 1 ' * -i 1 'between the primary current command value i 1 ' * on the q coordinate and the primary current i 1 'converted on the dq coordinates becomes zero. , And the time differential dφ 2 '/ dt of the secondary magnetic flux on the dq coordinates is controlled to zero.
【００４５】この制御によって、記式（２４）の状態方
程式が定常状態に達したとき、比｜τ｜／‖ｉ1'* ‖2
は最大となり、インバータの損失を最小とするトルク出
力制御を行うことができる。By this control, when the equation of state of the equation (24) reaches the steady state, the ratio | τ | / || i 1 '* ‖ 2
Is maximum, and torque output control that minimizes the loss of the inverter can be performed.
【００４６】（設定例２）また、誘導モータの冷却能率
が低い場合には、誘導モータの低下することになる。そ
こで、本発明のトルク制御方式を用いる実施例として、
誘導モータの損失を最小とするトルク制御を行う場合を
説明する。誘導モータへの入力をＰinとすると、該Ｐin
は定常状態では前記式（２４），（３７），および（４
１）から次の式（４４）で表され、また、誘導モータの
出力Ｐout 次の式（４５）で表される。(Setting Example 2) When the cooling efficiency of the induction motor is low, the induction motor is lowered. Therefore, as an example using the torque control method of the present invention,
A case of performing torque control that minimizes the loss of the induction motor will be described. If the input to the induction motor is Pin, the Pin
In the steady state, equations (24), (37), and (4
1) to the following equation (44), and the output Pout of the induction motor is represented by the following equation (45).
【００４７】[0047]
【数１８】 前記式（４４），（４５）から、モータの効率Ｐout ／
Ｐinは以下の式（４６）で表される。(Equation 18) From the equations (44) and (45), the motor efficiency Pout /
Pin is represented by the following equation (46).
【００４８】[0048]
【数１９】 なお、τ* ≧０，ωre≧０とする。上記式（４６）にお
いて、等号が成り立つのは以下の式（４７）の場合であ
る。[Equation 19] Note that τ * ≧ 0 and ωre ≧ 0. In the above equation (46), the equal sign holds in the following equation (47).
【００４９】[0049]
【数２０】 そこで、前記式（３９）中の制御パラメータｘに式（４
７）で示す値を代入してｄ−ｑ座標上の１次電流指令値
ｉ1'* を求め、また、前記式（３７）中の制御パラメー
タｘに式（４７）で示す値を代入してすべりωs を求
め、ｄ−ｑ座標上の１次電流指令値ｉ1'* とｄ−ｑ座標
上に変換した１次電流ｉ1'との差ｅc ' ＝ｉ1'* −ｉ1'
が零となるよう制御を行い、また、ｄ−ｑ座標上の２次
磁束の時間微分ｄφ2'／ｄｔを零とする制御を行う。[Equation 20] Therefore, the control parameter x in the equation (39) is changed to the equation (4
Substituting the value shown in 7) to obtain the primary current command value i 1 '* on the dq coordinates, and substituting the value shown in equation (47) into the control parameter x in equation (37). The slip ω s is obtained, and the difference between the primary current command value i 1 '* on the dq coordinates and the primary current i 1 ' converted on the dq coordinates ec '= i 1 ' * -i 1 '
Is controlled to be zero, and control is performed to set the time derivative dφ 2 '/ dt of the secondary magnetic flux on the dq coordinates to zero.
【００５０】この制御によって、前記式（２４）の状態
方程式が定常状態に達したとき、モータの効率Ｐout ／
Ｐinは最大となり、誘導モータの損失を最小とするトル
ク出力制御を行うことができる。By this control, when the state equation of the equation (24) reaches a steady state, the motor efficiency Pout /
Pin becomes maximum, and torque output control that minimizes the loss of the induction motor can be performed.
【００５１】また、インバータに印加する電圧に上限を
設定した場合や、誘導モータの磁束飽和による‖φ2'‖
の上限設定等の場合についても、制御パラメータｘの値
を設定することによって、トルク指令に応じた１次電流
を流す制御を行うことができる。Also, when the upper limit is set for the voltage applied to the inverter, or due to magnetic flux saturation of the induction motor, ‖φ 2 '‖
Also in the case of setting the upper limit of 1), by setting the value of the control parameter x, it is possible to control the flow of the primary current according to the torque command.
【００５２】[0052]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
誘導モータの１次電流の制御によって出力トルクの制御
を行う制御方式において、トルク指令に応じた１次電流
を流し、軽負荷時における効率低下を防止して効率制御
を行うことができる。As described above, according to the present invention,
In a control method in which the output torque is controlled by controlling the primary current of the induction motor, the primary current according to the torque command is passed to prevent the efficiency from decreasing when the load is light and to perform the efficiency control.
【図１】本発明の誘導モータのトルク制御方式を実現す
る制御装置の一実施の形態を説明するブロック線図であ
る。FIG. 1 is a block diagram illustrating an embodiment of a control device that realizes a torque control system for an induction motor according to the present invention.
【図２】ｄ−ｑ座標上の電流成分を説明するための図で
ある。FIG. 2 is a diagram for explaining current components on dq coordinates.
【図３】従来のトルク指令に対する磁束の設定を説明す
る図である。FIG. 3 is a diagram illustrating setting of magnetic flux with respect to a conventional torque command.
【図４】ｄ−ｑ座標上の１次電流指令値を説明する図で
ある。FIG. 4 is a diagram illustrating a primary current command value on dq coordinates.
１ １次電流指令演算部 ２ すべり演算部 ３ 位相演算部 ４ １次電流演算部 ５ 誘導モータ 1 Primary current command calculation unit 2 Slip calculation unit 3 Phase calculation unit 4 Primary current calculation unit 5 Induction motor
Claims (9)
導モータの出力トルクを制御するトルク制御方式におい
て、前記１次電流は、トルク指令値に応じて定められた
ｄ−ｑ座標上の１次電流指令値であることを特徴とする
誘導モータのトルク制御方式。1. A torque control method for controlling an output torque of an induction motor by controlling a primary current of the induction motor, wherein the primary current is a primary on a dq coordinate set according to a torque command value. A torque control method for an induction motor, which is a current command value.
導モータの出力トルクを制御するトルク制御方式におい
て、前記１次電流は、誘導モータ固有の第１の定数およ
び制御パラメータにより算出される値とトルク指令値と
により算出することを特徴とする請求項１記載の誘導モ
ータのトルク制御方式。2. A torque control system for controlling an output torque of an induction motor by controlling a primary current of the induction motor, wherein the primary current is a value calculated by a first constant and a control parameter specific to the induction motor. 2. The torque control method for an induction motor according to claim 1, wherein the torque control value is calculated based on a torque command value.
べりの関数であることを特徴とする請求項２記載の誘導
モータのトルク制御方式。3. The torque control method for an induction motor according to claim 2, wherein the control parameter is a function of slip of the induction motor.
ータとトルク指令の符号とモータの固有の第２の定数の
積により定めることを特徴とする請求項３記載の誘導モ
ータのトルク制御方式。4. The torque control method for an induction motor according to claim 3, wherein the slip of the induction motor is determined by a product of a control parameter, a sign of a torque command, and a second constant peculiar to the motor.
線の漏れインダクタンスと相互イダクタンスに係数を乗
じた値との和を、相互インダクタンスに係数を乗じた値
の自乗値と誘導モータの極対数との積で除した値である
ことを特徴とする請求項２記載の誘導モータのトルク制
御方式。5. The first constant is the sum of the leakage inductance of the secondary winding of the induction motor and the value obtained by multiplying the mutual inductance by a coefficient, and the square value of the value obtained by multiplying the mutual inductance by the coefficient, and the induction motor. 3. The torque control method for an induction motor according to claim 2, wherein the value is divided by the product of the number of pole pairs of
線抵抗を２次巻線の漏れインダクタンスと相互インダク
タンスに係数を乗じた値との和で除した値であることを
特徴とする請求項４記載の誘導モータのトルク制御方
式。6. The second constant is a value obtained by dividing the secondary winding resistance of the induction motor by the sum of the leakage inductance of the secondary winding and the value obtained by multiplying the mutual inductance by a coefficient. The torque control method for an induction motor according to claim 4.
よって誘導モータの出力トルクを制御するトルク制御装
置において、制御パラメータ，誘導モータ固有の第１の
定数およびトルク指令値からｄ−ｑ座標上の１次電流指
令値を算出する手段と、制御パラメータとトルク指令の
符号と誘導モータの固有の第２の定数からすべりを算出
する手段と、誘導モータの１次電流を検出する手段と、
検出した１次電流とすべりからｄ−ｑ座標上の１次電流
を求め、該１次電流とｄ−ｑ座標上の１次電流指令値と
の差を零とし、ｄ−ｑ座標上の２次磁束の時間微分を零
とするよう誘導モータを制御する制御手段とを備えたこ
とを特徴とする誘導モータのトルク制御装置。7. A torque control device for controlling an output torque of an induction motor by controlling a primary current of the induction motor, in a dq coordinate from a control parameter, a first constant peculiar to the induction motor and a torque command value. Means for calculating the primary current command value, means for calculating the slip from the control parameter, the sign of the torque command, and the second constant peculiar to the induction motor, and means for detecting the primary current of the induction motor,
The primary current on the dq coordinates is obtained from the detected primary current and slip, and the difference between the primary current and the primary current command value on the dq coordinates is set to zero, and 2 on the dq coordinates. A torque control device for an induction motor, comprising: a control unit that controls the induction motor so that the time derivative of the next magnetic flux becomes zero.
線の漏れインダクタンスと相互イダクタンスに係数を乗
じた値との和を、相互インダクタンス係数を乗じた値の
自乗値と誘導モータの極対数との積で除した値であるこ
とを特徴とする請求項７記載の誘導モータのトルク制御
装置。8. The first constant is a squared value of a value obtained by multiplying a mutual inductance coefficient by a sum of a leakage inductance of a secondary winding of the induction motor and a value obtained by multiplying the mutual inductance by a coefficient, and the first constant. 8. The torque control device for an induction motor according to claim 7, wherein the value is a value divided by the product of the number of pole pairs.
線抵抗を２次巻線の漏れインダクタンスと相互インダク
タンスに係数を乗じた値との和で除した値であることを
特徴とする請求項７記載の誘導モータのトルク制御装
置。9. The second constant is a value obtained by dividing the secondary winding resistance of the induction motor by the sum of the leakage inductance of the secondary winding and the value obtained by multiplying the mutual inductance by a coefficient. The torque control device for an induction motor according to claim 7.
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|---|---|---|---|
| JP04559196A JP3754740B2 (en) | 1996-02-08 | 1996-02-08 | Torque control method and torque control device for induction motor |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215400A true JPH09215400A (en) | 1997-08-15 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109387781A (en) * | 2018-12-04 | 2019-02-26 | 北京交通大学 | Switching device method for estimating damage, device and equipment |
-
1996
- 1996-02-08 JP JP04559196A patent/JP3754740B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN109387781A (en) * | 2018-12-04 | 2019-02-26 | 北京交通大学 | Switching device method for estimating damage, device and equipment |
| CN109387781B (en) * | 2018-12-04 | 2023-11-24 | 北京交通大学 | Switching device damage evaluation method, device and equipment |
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